CN109478841A - 无损耗缓冲电路 - Google Patents

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Abstract

组合的电压调节器和缓冲电路总体上具有与所述缓冲电路的储能元件并联的电压调节器装置，所述电压调节器装置能够可操作地与漏电感电流路径串联连接；所述漏电感5是在具有输入电压源、可控半导体开关、续流半导体开关、反馈控制器、无功储能部件和负载的开关模式电源中利用的磁性部件的一部分；所述电压调节器总体上向可控半导体的栅极驱动器和/或所述反馈控制器提供恒定或可变电压；所述缓冲电路总体上10将漏电感能量循环利用到多单元堆叠式转换器中的相邻单元的输入电容器。

Description

无损耗缓冲电路
技术领域
本发明总体涉及开关模式电源领域，并且更具体地涉及电压缓冲器和辅助电源领域。
背景技术
开关模式电源(SMPS)是现代电子装置中的电源管理部件。除其他外，它们为多个负载提供高功效和电流隔离的电源。为了实现高功率处理效率和/或电流隔离，常规地需要一个或多个磁耦合元、半导体开关和相关联的栅极驱动器电路。
磁耦合元件经常遭受非平凡的漏电感现象，这必然需要负担得起的电压缓冲电路，以便控制半导体开关峰值漏极到源极电压。由于SMPS的价格敏感性，缓冲电路通常仅限于成本效益好的无源且有功率损耗的阻容二极管(RCD)配置。
在对功率损耗和热生成敏感的系统中，有损耗的部件中呈热量形式的耗散是不合适的。系统内的能量的循环利用为降低系统形状因数和提高功率效率提供了机会。
对开关功率晶体管的最大漏极源极电压进行钳位允许提高装置可靠性并使用具有改进的品质因数(FOM)的功率晶体管。改进的FOM使SMPS能够以更高的开关频率进行操作，同时保持高功率处理效率。此外，它允许减小SMPS无功部件的大小并降低其成本。
由于操作栅极驱动器所需的常规辅助电源的复杂性、低功率处理效率和/或高成本，因此它们不太适合于现代多开关高压浮动和/或高侧应用。在系统和电路层面仍有改进的余地。
发明内容
根据本发明的一个实施方案，提供了一种缓冲电路，所述缓冲电路可包括单象限开关、储能装置和与SMPS的漏电感电流路径串联连接的电压调节器。
所述单象限开关以肖特基二极管、Si二极管、SiC二极管或类似装置的形式提供；所述储能装置以分立电容器、寄生电容器或类似装置的形式提供；所述电压调节器以并联电压调节器、串联电压调节器、微型SMPS、低压差电压调节器、开关电容器转换器或类似装置的形式提供。
所述单象限开关与所述储能元件串联连接，而所述电压调节器与所述储能元件并联连接。所述电压调节器输出电压轨连接到以浮动半导体开关栅极驱动器、控制电路或类似装置的形式提供的负载。以这种方式，所述实施方案提供了供所述SMPS漏电感电流往返通过所述串联的单象限开关和储能元件的替代性路径。所述实施方案还提供了一种方法，所述方法用于通过所述电压调节器的已调输出电压轨循环利用而不是耗散所存储的泄漏能量。因此，在开关瞬态期间最小化所述半导体开关漏极到源极峰值电压，并且降低了所述电压调节器和栅极驱动器的功率损耗。
根据一个方面，提供了一种电压调节器电路，其用于进一步降低所述栅极驱动器和缓冲器损耗，具有相对于所述SMPS输出功率的可变输出电压。所述电压调节器电路在低输出功率水平期间动态地减小其输出电压值。因此，降低了所述栅极驱动器损耗，从而提高了SMPS低到中输出功率水平操作状态期间的SMPS功率处理效率。
在一个实施方案中，齐纳二极管用于耗散存储的能量并保护所述SMPS的功率开关。对所述功率开关上的电压进行钳位，从而提高装置的可靠性，并且还允许使用更高的开关频率和更小的无功部件。
在另一个实施方案中，将存储在一个单元的漏电感中的能量传递到相邻单元的输入电容器，从而导致效率提高以及热量耗散降低。
根据本发明的另一方面，提供一种具有转换器单元的开关模式电源，所述转换器单元可包括：输入电容器；缓冲电路，其包括储能装置和与所述储能装置串联连接的反向偏置二极管；变压器，其与缓冲电路并联；所述变压器具有负载输出端；开关，其由栅极驱动器驱动并控制通过所述变压器的电流；以及电压调节器，其具有输入端和已调输出端；所述电压调节器的所述已调输出端连接到栅极驱动器的电压轨；所述电压调节器的所述输入端跨所述缓冲电路进行并联连接。对于另外的转换器单元，每个另外的转换器单元的所述电压调节器的所述输入端可并联连接到先前转换器单元的所述变压器。最后的转换器单元可具有所述缓冲电路，其包括与所述储能装置并联的电阻元件。
根据本发明的又一方面，提供了一种开关模式电源，其包括相对于电压输入端和负载并联连接的多个转换器单元，每个转换器单元包括：跨所述转换器单元的输入端的输入电容器；缓冲电路，其包括储能装置和与所述储能装置串联连接的反向偏置二极管；变压器，其与所述缓冲电路并联；所述变压器具有负载输出端；开关，其由栅极驱动器驱动并控制通过所述变压器的电流；以及电压调节器，其具有输入端和已调输出端；所述电压调节器的所述已调输出端连接到栅极驱动器的电压轨；其中每个转换器单元的所述电压调节器的所述输入端跨先前转换器单元的所述变压器连接；并且其中最后一个转换器单元的所述电压调节器的所述输入端跨所述最后一个转换器单元的所述缓冲电路并联连接。第一转换器单元的所述缓冲电路可包括与所述储能装置并联的电阻元件。所述储能部件可包括电容器。负载可连接到所述变压器的所述负载输出端。反馈控制器可与基准电压相比地监测所述变压器的所述负载输出端。所述反馈控制器可包括减法块、补偿器和控制每个转换器单元的所述栅极驱动器的多输出脉冲宽度调制器(MPWM)发生器。
根据本发明的任何方面，所述储能部件可包括电容器。负载可连接到所述变压器的所述负载输出端。反馈控制器可与基准电压相比地监测所述变压器的所述负载输出端。所述反馈控制器可包括减法块、补偿器和控制每个转换器单元的所述栅极驱动器的多输出脉冲宽度调制器(MPWM)发生器。
根据本发明的任何方面，所述电压调节器可选自：开关模式电源、线性压差电压调节器、开关电容器转换器、并联电压调节器和串联电压调节器。所述电压调节器可包括：电压阻断装置，其连接输入端和已调输出端；反馈控制电路，其连接输入端口和电压阻断装置的控制端口；以及电压基准电路，其连接电压阻断装置和相对零电位点。所述电压阻断装置包括NPN BJT半导体晶体管；所述反馈控制电路选自电阻器、半导体晶体管和/或它们的组合中的至少一者；并且所述电压基准电路是与电流无关的电压基准和与电流相关的电压基准的组合。所述与电流无关的电压基准选自齐纳二极管和正向偏置二极管中的至少一者；并且所述与电流相关的电压基准选自电阻器、热敏电阻器和/或它们的组合中的至少一者。
在本发明的又一个方面，提供了一种在不损害功率半导体开关的最大漏极源极阻断电压的情况下提高开关模式电源的功率效率的方法，所述方法包括：在低输入电压条件期间，使用低损耗缓冲器二极管来将漏电感能量从一个转换器单元传递到相邻单元的输入电容器来循环利用所述漏电感能量并且对功率半导体开关的漏极源极电压进行钳位；以及在高输入电压条件期间，通过提供从变压器到所述相邻单元的电压调节器的漏电感电流的串联路径来循环利用所述漏电感能量并且对功率半导体阻断电压的所述漏极源极电压进行钳位。
在阅读本公开之后，对本领域技术人员来说显而易见的是关于本改进的许多另外的特征以及它们的组合。
附图说明
现将参考附图，仅以举例的方式来描述实施方案，其中：
图1是利用由单元输入电容器供电的RCD缓冲器和电压调节器的堆叠式反激转换器的示意图；
图2是利用RCD缓冲器、单元输入电压连接和辅助绕组连接的电压调节器的多绕组反激转换器的示意图；
图3是根据一个实施方案的具有组合的缓冲器和电压调节器电路的堆叠式反激转换器的示意图；
图4是根据一个实施方案的具有组合的缓冲器和电压调节器电路的多绕组反激转换器的示意图；
图5是根据一个实施方案的具有与输入电压相关的输出电压调节的串联电压调节器；
图6A和图6B分别是示例性实施方案和现有技术的图，示出取决于时间和图4的模拟多绕组反激转换器的输出负载功率水平的组合的栅极驱动器(gd)和缓冲器(snub)功率损耗、初级侧半导体开关栅极驱动器电压以及初级侧栅电荷的进展。
图7是多单元堆叠式转换器的示意图，其中输入电压通过电容器串分割，并且存储在一个单元的漏电感中的多余能量被循环利用到其相邻单元的输入电容器和栅极驱动器电路中。
图8是利用向其相邻单元的输入电容器递送电荷的缓冲器二极管和用于对功率开关上的电压进行钳位的齐纳二极管的多绕组反激转换器的示意图。
图9是利用向其相邻单元的输入电容器递送电荷的缓冲器二极管的多绕组反激转换器的示意图。
图10是利用向其相邻单元的输入电容器递送电荷的缓冲器二极管和用于对功率开关上的电压进行钳位的齐纳二极管的堆叠式反激转换器的示意图。
图11是利用向其相邻单元的输入电容器递送电荷的缓冲器二极管的堆叠式反激转换器的示意图。
这些附图示出了出于说明性目的的示例性实施方案，并且这些示例性实施方案可具有变型、替代性配置、替代性部件并进行修改。
具体实施方式
图1示出了根据现有技术的堆叠式反激转换器100的实例。如图所示，堆叠式反激转换器100具有直流(DC)电压源110，其具有输入电压Vin，所述直流(DC)电压源110连接到一串串联连接的反激转换器单元120(也称为120a、120b和120c)的初级侧。每个初级侧反激转换器单元120包括RCD缓冲器121(具有储能装置和电阻元件(例如电阻器)对180)、电压调节器(VR)160、栅极驱动器(gd)123、变压器150和半导体开关125。堆叠式反激转换器的次级侧端口进而与提供输出电压Vout的输出负载130并联连接。由减法块141感测输出电压并将其与基准电压Vref进行比较。然后由增益补偿器142处理电压差，以便计算控制信号Vc。将控制信号传递到产生等效的SMPS开关通断控制动作的多输出脉冲宽度调制器(MPWM)143。
图2是用于将交流电(AC)转换为DC的多绕组反激转换器102的另一个实例。如图所示，多绕组反激转换器102具有电压源112，在此实例中，所述电压源112适于提供AC。此外，如参考图1所述的单独的转换器单元双绕组变压器150变为单个多绕组变压器152。底部转换器单元120c电压调节器160适于从辅助绕组、二极管和电容器电路163接收电压。顶部转换器单元120a适于利用相邻转换器单元120的电压RCD缓冲器121。
图3是根据示例性实施方案的堆叠式反激转换器100的实例。如图所示，顶部堆叠式反激转换器单元120a和120b适于利用组合的缓冲器和电压调节器电路170。每个转换器单元具有输入电容器Cin1至Cink，其与组合的缓冲器和电压调节器电路170并联。缓冲电路170还与变压器初级侧漏电感153a和153b电流路径并联放置。栅极驱动器MS1至MSk驱动半导体开关125，控制通过变压器153a和153b的电流。反向偏置的缓冲二极管Ds1至Dsk防止正向流动的电流穿过电阻元件(例如电阻器)Rs1。电压调节器输入端并联连接到下一个反激转换器单元的缓冲电路170(例如，对于单元120a，电压调节器160输入端并联连接到单元120b的缓冲电路)。电压调节器160输出电压端口连接到栅极驱动器123的电压轨。在相继的反激转换器单元120b中，不存在缓冲电路170的电阻元件Rs1。在其位置中的是先前转换器单元的电压调节器。最后一个单元(在此实施方案为120c)跨单元120c的输入端连接其电压调节器，因为它是一串单元120a、120b和120c中的最后一个单元。
类似于现有技术的电源，通过减法块141感测输出电压并将其与基准电压Vref进行比较。然后由补偿器142处理电压差，以便计算控制信号Vc。控制信号被传递到产生用于栅极驱动器MS1至MSk的等效SMPS开关通断控制动作的多输出脉冲宽度调制器(MPWM)143。
图4是根据一个实施方案的本发明的多绕组反激转换器102的另一个实例。如图所示，顶部多绕组反激转换器单元120a和120b适于利用组合的缓冲器和电压调节器电路170。缓冲器和电压调节器电路170与变压器初级侧漏电感153a和153b电流路径并联放置。另外，电压调节器输出电压端口连接到栅极驱动器123电压轨。
电压调节器160通过电压缓冲器121循环利用变压器泄漏能量。因此，与现有技术配置相比，栅极驱动器123的损耗被完全消除。此外，对于大输入电压应用，电压调节器160峰值输入电压显著降低，实现了电压调节器160的小型化、成本优化和功率损耗降低。
电压调节器和栅极驱动器电路170在低到中输出功率负载期间降低电压缓冲器121的功率损耗。功率损耗降低是由于电压调节器160和栅极驱动器123组合的可变有效电阻造成的，在较低功率水平下，与现有技术的电阻RCD缓冲器121解决方案相比，所述可变有效电阻从电压缓冲电容器汲取更少的功率。在最高输出功率负载水平下，有效电阻对于本实施方案和现有技术解决方案都是相同的。因此，电压缓冲器损耗、电压缓冲电容器电压和峰值半导体125漏极到源极电压仅在此功率水平下相同。
如下面进一步描述的，当利用可变电压调节器时，所述实施方案允许在低输出功率负载水平期间进一步降低缓冲器损耗。通过允许电压调节器的输出电压跟踪缓冲电容器(其在低负载操作期间较小)，可进一步降低栅极驱动器的有效功率消耗。以这种方式，在SMPS低到中输出功率负载工况期间可显著降低主导栅极驱动器功率损耗，从而促成更高的总体SMPS功率处理效率。下面参考图5提供一个此类可变串联电压调节器的进一步细节。
图5示出根据一个实施方案的可变串联电压调节器170的实例。如图所示，可变串联电压调节器170具有在输入端口与输出端口之间的NPN双极结晶体管(BJT)171、在BJT的输入端口与基极栅极之间连接的反馈电阻器172、和由与电流无关的部件(齐纳二极管173a和与电流相关的部件(例如电阻器)173b构成的电压基准电路173。
图6中示出具有实施方案(左)和不具有实施方案(右)的模拟多绕组反激转换器102(平均化的每个单元)的组合栅极驱动器和缓冲器损耗。可以看出，通过使用所述实施方案实现了功率损耗相对于现有技术降低了17％至50％。
图7示出一般化的多单元堆叠式转换器，其中输入电压112通过输入电容器Cin1至Cink的电容器串分割，并且存储在一个单元的漏电感中的多余能量被循环利用到其相邻单元的输入电容器和栅极驱动器MS1至MSk电路中。图8中示出一般化的多绕组反激转换器，其中用于功率开关装置保护和将缓冲器能量循环利用到相邻单元的齐纳二极管Zs1至Zsk的组合允许跨一定范围的输入电压112的通用操作。类似地，图9是通过从除最后一个转换器之外的所有转换器中移除齐纳二极管来在具有较低输入电压的多绕组反激转换器中循环利用漏电感能量的另一个实施方案。在图10和图11中示出分别用于通用操作和较低电压操作的用于堆叠反激的这种结构的另外的实施方案。
本文实施方案的另一些方面可以是组合的电压调节器和缓冲电路，所述电压调节器和缓冲电路包括：i.缓冲器装置，其提供漏电感电流的串联路径；以及ii.电压调节器装置，其输入端与所述缓冲器装置的储能部件并联连接。
本文描述的实施方案的另一个方面可以是多绕组或多单元并行输入并行/串行输出转换器，其中输入电压在多级之间分割，并且一级的漏电感能量用于向其相邻级的栅极驱动器IC和任何其他辅助电路递送功率。所述多绕组或多单元并行输入并行/串行输出转换器可具有低损耗缓冲器二极管，所述缓冲器二极管将来自一级的漏电感的能量传递到其相邻级的输入电容器。所述电压调节器和缓冲器电路可用于将所述漏电感能量从一级传递到其相邻级的所述栅极驱动器。
根据本文实施方案的又一方面，提供了缓冲器装置，其可包括分别诸如串联二极管和电容器电路的单象限开关和储能装置。
本文所述的电压调节器可以是开关模式电源、线性压差电压调节器、开关电容器转换器、并联电压调节器或串联电压调节器。所述电压调节器可包括：i.电压阻断装置，其连接输入端口和输出端口；ii.反馈控制电路，其连接输入端口和所述电压阻断装置的控制端口；以及iii.电压基准电路，其连接所述电压阻断装置端口和相对零电位点。所述电压阻挡装置可以是NPN BJT半导体晶体管。所述反馈控制电路可以是电阻器、半导体晶体管或类似的电阻元件。所述电压基准电路可以是与电流无关的电压基准和与电流相关的电压基准的组合。所述与电流无关的电压基准可以是齐纳二极管、正向偏置二极管或类似装置。所述与电流相关的电压基准可以是电阻器、热敏电阻器或类似装置。
根据所述实施方案的另一方面，本文所述的电路可允许一种方法，所述方法实现了缓冲器储能元件的最大电压、最小电压调节器输出电压和相对于所述缓冲器储能元件电压的动态电压调节器输出电压的可编程性。
尽管具体实施方案描述了单独使用的特定电路架构，但是本领域技术人员可能能够组合各种电路，使得在低输入电压条件期间，电路中的一个可循环利用漏电感能量并对功率半导体开关的漏极源极电压进行钳位。在高输入电压条件下，电路中的一个可循环利用漏电感能量并对功率半导体阻断电压的漏极源极电压进行钳位。通过组合本文所述的各种电路，可因此在不损害功率半导体开关的最大漏极源极阻断电压的情况下提高整个操作模式的功率处理效率。
应当理解，上面描述和示出的实例仅旨在是示例性的。例如，如本领域的技术人员可容易理解的，电压调节器的其他实施方案可利用并联电压调节器、SMPS、低压差电压调节器或开关电容器转换器装置来构造。本发明的范围由所附权利要求指示。

Claims (19)

1.一种具有转换器单元的开关模式电源，所述转换器单元包括：
输入电容器；
缓冲电路，其包括储能装置和与所述储能装置串联连接的反向偏置二极管；
变压器，其与所述缓冲电路并联；所述变压器具有负载输出端；
开关，其由栅极驱动器驱动并控制通过所述变压器的电流；以及
电压调节器，其具有输入端和已调输出端；所述电压调节器的所述已调输出端连接到栅极驱动器的电压轨；所述电压调节器的所述输入端跨所述缓冲电路进行并联连接。
2.根据权利要求1所述的开关模式电源，其还包括另外的转换器单元，其中每个另外的转换器单元的所述电压调节器的所述输入端并联连接到先前转换器单元的所述变压器。
3.根据权利要求2所述的开关模式电源，其还包括最后的转换器单元，其中所述最后的转换器单元的所述缓冲电路包括与所述储能装置并联的电阻元件。
4.根据权利要求1所述的开关模式电源，其中所述储能部件包括电容器。
5.根据权利要求1所述的开关模式电源，其还包括连接到所述变压器的所述负载输出端的负载。
6.根据权利要求5所述的开关模式电源，其还包括反馈控制器，所述反馈控制器与基准电压相比地监测所述变压器的所述负载输出端。
7.根据权利要求6所述的开关模式电源，所述反馈控制器包括减法块、补偿器和控制每个转换器单元的所述栅极驱动器的多输出脉冲宽度调制器(MPWM)发生器。
8.根据权利要求1所述的开关模式电源，其中所述电压调节器选自：开关模式电源、线性压差电压调节器、开关电容器转换器、并联电压调节器以及串联电压调节器。
9.根据权利要求1所述的开关模式电源，其中所述电压调节器包括：
电压阻断装置，其连接所述输入端和所述已调输出端；
反馈控制电路，其连接所述输入端口和所述电压阻断装置的控制端口；以及
电压基准电路，其连接所述电压阻断装置和相对零电位点。
10.根据权利要求9所述的开关模式电源，其中所述电压阻断装置包括NPN BJT半导体晶体管；所述反馈控制电路选自电阻器、半导体晶体管和/或它们的组合中的至少一者；并且所述电压基准电路是与电流无关的电压基准和与电流相关的电压基准的组合。
11.根据权利要求9所述的开关模式电源，其中所述与电流无关的电压基准选自齐纳二极管和正向偏置二极管中的至少一者；并且所述与电流相关的电压基准选自电阻器、热敏电阻器和/或它们的组合中的至少一者。
12.一种开关模式电源，其包括相对于电压输入端和负载并联连接的多个转换器单元，每个转换器单元包括：
跨所述转换器单元的输入端的输入电容器；
缓冲电路，其包括储能装置和与所述储能装置串联连接的反向偏置二极管；
变压器，其与所述缓冲电路并联；所述变压器具有负载输出端；
开关，其由栅极驱动器驱动并控制通过所述变压器的电流；以及
电压调节器，其具有输入端和已调输出端；所述电压调节器的所述已调输出端连接到栅极驱动器的电压轨；
其中每个转换器单元的所述电压调节器的所述输入端跨先前转换器单元的所述变压器连接；并且
其中最后一个转换器单元的所述电压调节器的所述输入端跨所述最后一个转换器单元的所述缓冲电路并联连接。
13.根据权利要求9所述的开关模式电源，其中第一转换器单元的所述缓冲电路包括与所述储能装置并联的电阻元件。
14.根据权利要求9所述的开关模式电源，其中所述储能部件包括电容器。
15.根据权利要求9所述的开关模式电源，其还包括连接到所述变压器的所述负载输出端的负载。
16.根据权利要求12所述的开关模式电源，其还包括反馈控制器，所述反馈控制器与基准电压相比地监测所述变压器的所述负载输出端。
17.根据权利要求13所述的开关模式电源，所述反馈控制器包括减法块、补偿器和控制每个转换器单元的所述栅极驱动器的多输出脉冲宽度调制器(MPWM)发生器。
18.根据权利要求9所述的开关模式电源，其中所述电压调节器包括：
电压阻断装置，其连接所述输入端和所述已调输出端；
反馈控制电路，其连接所述输入端口和所述电压阻断装置的控制端口；以及
电压基准电路，其连接所述电压阻断装置和所述相对零电位点。
19.一种在不影响功率半导体开关的最大漏极源极阻断电压的情况下提高开关模式电源的功率效率的方法，所述方法包括：
在低输入电压条件期间，使用低损耗缓冲器二极管来将漏电感能量从一个转换器单元传递到相邻单元的输入电容器来循环利用所述漏电感能量并且对功率半导体开关的漏极源极电压进行钳位；以及
在高输入电压条件期间，通过提供从变压器到所述相邻单元的电压调节器的漏电感电流的串联路径来循环利用所述漏电感能量并且对功率半导体阻断电压的所述漏极源极电压进行钳位。
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