TW202008696A - 具軟切換且能降低輸入電流漣波之逆變電路 - Google Patents

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Abstract

本發明係一種具軟切換且能降低輸入電流漣波(soft-switching low input current-ripple)之逆變(inversion)電路，除了開關元件的電壓應力等於輸入電壓及具有零電壓的機制等基本性能外，得以最少的元件降低輸入電流漣波，並能提升輕載的效率。
該逆變電路之基本架構，包含兩組串聯電路，兩個嵌位二極體，一個或兩個變壓器，及一個或兩個耦合電容。
第一組串聯電路與輸入直流電壓並聯，包括一第一對上下串接兩開關，一組或二組之變壓器初級繞組；而第二組串聯電路與輸入直流電源並聯，包括一組或兩組之變壓器初級繞組和第二對上下串接兩開關。
一個或兩個耦合電容，將兩組串聯電路耦合在一起，分別連接該兩組串聯電路的各個端點，此各個端點為變壓器相對應之初級繞組與其串接開關的共同接點。
第一嵌位二極體的兩端點分別連接至第一組串聯電路之第一對上下串接兩開關之中點與電路中提供一定電壓之正端點或負端點之間；第二嵌位二極體的兩端點分別連接至第二組串聯電路之第二對上下串接兩開關之中點與電路中提供一定電壓之正端點或負端點之間。在開關截止時，經由該等嵌位二極體，提供開關之電壓嵌位的機制。 一脈寬調變(PWM)的控制器，產生兩對相差180度的驅動控制信號，每一驅動信號對包括一具脈寬調變及一接近50%工作週期之兩驅動信號。第一對驅動信號用來控制第一對上下串接兩開關，第二對驅動信號用來控制第二對上下串接兩開關。
該等初級繞組可能繞在同一個變壓器或個別的兩個變壓器。該等變壓器的次級繞組與各自變壓器的初級繞組透過磁性耦合方式，產生一個交流電壓。
藉助變壓器激磁電感，漏感(或外加電感)與半導體開關元件之雜散電容，該逆變電路在工作之死區時間(dead time)以諧振的方式，進行能量交換，半導體開關得以實現零電壓切換，以降低交換損失。
進而，因藉本發明電路的安排，半導體開關在導通瞬間的跨壓，得以降至先前技藝電路的一半，即輸入電壓的一半。無論是操作於零電壓或失去零電壓的工作狀況，都能減少半導體開關導通的交換損失，提高電力轉換的效率(尤其是工作於輕載)。

Description

具軟切換且能降低輸入電流漣波之逆變電路
本發明係關於一種電力逆變(inversion)電路，尤指一種具軟切換且能降低輸入電流漣波(soft-switching low input current-ripple)之電力逆變電路。利用所揭露的電路，除仍保有習知電力轉換器之架構簡單及成本低廉之特性外，並兼具有低輸入電流漣波，低半導體開關元件電壓應力，並能降低交換損失等電氣性能。
按，現今許多電力裝置(electrical device)上廣泛使用之直流-直流的轉換電路中，均有一逆變電路(inversion circuit)，其中，該逆變電路係將一直流電壓逆變成一交流電壓，該交流電壓再經該整流電路及一濾波電路(filter circuit)，轉換成一直流電壓，以提供該電力裝置所需之不同直流位準。
一般言之，諸多習知之直流-直流轉換電路包括半橋式(half-bridge)、推挽式(push-pull)及全橋式(full-bridge)等拓樸之電路，且該等習知轉換電路均具備前述逆變功能，其中，最被廣泛使用者乃全橋轉換電路(Full-Bridge Converter，以下簡稱FBC)，其為一種降壓型衍生轉換電路(Buck-derived)，其逆變電路之輸入電流具有脈動波形的缺點，常會因瞬間電流變化(di/dt)，產生相當高的雜訊，且會伴隨著因瞬間電壓變化(dv/dt)所 產生之另一種雜訊，進而發生電磁干擾(EMI)的問題。因此，在該等習知轉換電路中，必需加裝一防制電磁干擾濾波器(EMI filter)，才能符合電磁干擾規範之要求，不僅增加了該等習知轉換電路的成本，亦增加了該等習知轉換電路所需的空間。有鑒於此，為了降低電流漣波及瞬間電流變動率所產生之雜訊，已有業者廣泛地將兩組相同之逆變電路予以交錯(interleaved)分時工作，然而，採取此一工作架構者，除了會增加電路的複雜度與製作成本之外，因電流漣波是否降低或消除，完全需視該等逆變電路上各開關之工作週期而定，因此，若該各開關之工作週期小於50%，仍然無法有效減輕前述電磁干擾(EMI)的問題。
針對前述問題，本發明的發明人曾陸續提出數件相關之能減少電流漣波的逆變電路，且先後獲准專利在案，如：2009年4月7日獲准的美國第7,515,439號專利權、2011年6月7日獲准的美國第7,957,161號專利權、2012年9月4日獲准的美國第8,259,469號專利權、2014年3月4日公獲准的美國第8,665,616號專利權、2016年10月18日獲准的美國第9,473,045號專利權、其中，美國第7,515,439號專利權圖2(c)及圖3(c)所主張保護者，為一低輸入電流漣波的全橋逆變電路(以下簡稱FBC-CRR)，該全橋逆變電路因能有效降低輸入電流的漣波，故僅需使用一較小的防制電磁干擾濾波器，即能滿足規範的要求。
然而，因前述FBC-CRR係採用對稱式的脈波寬度調變機制，以調節輸出電壓，其雖能在不同的輸入電壓及工作負載之條件下，獲得穩定的輸出電壓，但是，仍將產生不同的死區時間(dead time)，導致半導體開關因工作於硬切換(hard switching)狀態，而有較高之導通瞬間切換損耗(turn on switching losses)，此一損耗與工作頻率成正比增加，因此，採用軟切換技術的零電壓切換(zero voltage switch，ZVS)，始能在不犧牲逆變電路的效率前提下，有效實現逆變電路的高功率密度性能。但在效率優化下之電路設計，只能有部分輸入電壓/負載電流的操作範圍，得以實現零電壓交換。若工作輕載的狀況，將無法維持零電壓的機制，造成輕載的轉換效率普遍下降。
相對地，本專利所揭露的逆變電路，除能保有低輸入電流脈衝，低開關元件電壓應力，及半導體開關工作於零電壓的特性，更能改善輕載的交換損失。發明人經過諸多理論分析及模擬驗證後，藉由巧妙地電路配置，得以降低半導體開關導通瞬間的電壓(成為一半輸入電壓)，交換損失因此減少為原有的四分之一，以提升(尤其是輕載)效率，成為本發明在此欲探討之主要課題。
有鑑於前述習知逆變電路之問題與缺點，發明人根據多年實務經驗及研究實驗，終於開發設計出本發明之一種具軟切換且能降低輸入電流漣波之逆變電路，以期該電路在電力逆變過程中，能有效消除電流之漣波。
本發明之又一目的，係該電路具有軟切換性能，以有效降低其中切換損失(switching losses)，並據以有效改善整體效能。
本發明之另一目的，係該電路能在電力逆變過程中，使漏電感(leakage inductance)及雜散電容(parasitic capacitor)成為一無耗損緩衝器(lossless snubber)，進而使漏電感的能量得被有效回收(recycling)，並據以有 效改善整體效能。
本發明之又另一目的，係該電路能在電力逆變過程中，半導體開關在導通瞬間的跨壓，得以降至輸入電壓的一半。有助於工作在輕載無法實現零電壓的狀況下，降低開關的交換損失，提升輕載的效率。
據此，如何透過簡單之電路設計，使所製成之電路，不僅能有效降低輸入或輸出電流上之電流漣波，尚能提昇該電路之效率，即成為本發明在此欲揭露的技術重點。
為便 貴審查委員能對本發明之目的、結構及其功效，做更進一步之認識與瞭解，茲舉實施例配合圖式，詳細說明如下：
C1‧‧‧耦合電容器1
C2‧‧‧耦合電容器2
T1‧‧‧第一個變壓器
T2‧‧‧第二個變壓器
P1‧‧‧變壓器初級繞組1
P2‧‧‧變壓器初級繞組2
P3‧‧‧變壓器初級繞組3
P4‧‧‧變壓器初級繞組4
S1‧‧‧變壓器次級繞組1
S2‧‧‧變壓器次級繞組2
S3‧‧‧變壓器次級繞組3
S4‧‧‧變壓器次級繞組4
Q1‧‧‧半導體開關1
Q2‧‧‧半導體開關2
Q3‧‧‧半導體開關3
Q4‧‧‧半導體開關4
D1‧‧‧嵌位二極體1
D2‧‧‧嵌位二極體2
D3‧‧‧嵌位二極體3
D4‧‧‧嵌位二極體4
Co‧‧‧輸出濾波電容器
第1(a)-1(b)圖係本發明第一個實施例之第一應用例及驅動信號時序圖，具單變壓器、軟切換、全橋之直流-交流(DC-AC)逆變電路；第2圖係本發明第一個實施例之第二應用例，具雙變壓器、軟切換、多開關之直流-交流(DC-AC)逆變電路；第3(a)-3(b)圖係本發明第一個實施例之第三應用例及驅動信號時序圖，具單變壓器、軟切換、全橋之直流-交流(DC-AC)逆變電路；第4圖係本發明第一個實施例之第四應用例，具雙變壓器、軟切換、多開關之直流-交流(DC-AC)逆變電路；第5(a)-5(b)圖係本發明第一個實施例之第五應用例及驅動信號時序圖，具單變壓器、軟切換、全橋之直流-交流(DC-AC)逆變電路；第6圖係本發明第一個實施例之第六應用例，具雙變壓器、軟切換、多開關之直流-交流(DC-AC)逆變電路； 第7(a)-7(b)圖係本發明第一個實施例之第七應用例及驅動信號時序圖，具單變壓器、軟切換、全橋之直流-交流(DC-AC)逆變電路；第8圖係本發明第一個實施例之第八應用例，具雙變壓器、軟切換、多開關之直流-交流(DC-AC)逆變電路；第9(a)~9(f)圖係第1圖所示逆變電路在穩態操作下各階段的等效電路圖；第10圖與第11圖係第1圖所示逆變電路，藉助電腦軟體Simplis模擬之主要關鍵波形圖；第12(a)-12(b)圖係本發明第二個實施例之第一應用例及驅動信號時序圖，具單變壓器、軟切換、全橋之直流-交流(DC-AC)逆變電路；第13圖係本發明第二個實施例之第二應用例，具雙變壓器、軟切換、多開關之直流-交流(DC-AC)逆變電路；第14(a)-14(b)圖係本發明第二個實施例之第三應用例及驅動信號時序圖，具單變壓器、軟切換、全橋之直流-交流(DC-AC)逆變電路；第15圖係本發明第二個實施例之第四應用例，具雙變壓器、軟切換、多開關之直流-交流(DC-AC)逆變電路；第16(a)-16(b)圖係本發明第二個實施例之第五應用例及驅動信號時序圖，具單變壓器、軟切換、全橋之直流-交流(DC-AC)逆變電路；第17圖係本發明第二個實施例之第六應用例，具雙變壓器、軟切換、多開關之直流-交流(DC-AC)逆變電路；第18(a)-18(b)圖係本發明第二個實施例之第七應用例及驅動信號時序圖，具單變壓器、軟切換、全橋之直流-交流(DC-AC)逆變電路； 第19圖係本發明第二個實施例之第八應用例，具雙變壓器、軟切換、多開關之直流-交流(DC-AC)逆變電路；第20(a)~20(f)圖係第12圖所示逆變電路在穩態操作下各階段的等效電路圖；第21圖與第22圖係第12圖所示逆變電路，藉助電腦軟體Simplis模擬之主要關鍵波形圖；
發明人在諸多理論分析及硬體實作中發現，若欲在逆變電路達成零電壓操作的性能，必須符合下列兩項必要條件：1、兩組控制驅動信號之間，需要有一個固定的死區間隔(dead time interval)；及2、在漏感(或激磁電感)和半導體開關的輸出電容之間，需要有足夠大的能量轉移。
另，發明人在諸多控制方案中發現，使用非對稱的脈衝寬度調變(Asymmetrical Pulse-Width Modulation，以下簡稱APWM)的控制方案，或使用相移式調變(Phase Shiftl Pulse-Width Modulation，以下簡稱PS)的控制方案，或使用接近50%工作週期變頻(Variable Frequency，以下簡稱VF)等控制方式，都能獲得所需要的固定死區時間。因此，將能實現零電壓開關的操作條件。
採用零電壓技術，可以降低開關的切換損失。但若要達成全範圍零電壓交換，必須加大電感或增加更多元件。前者，將導致導通損耗的增加，後者需要增加成本及空間。因此，在導通損失與交換損失相互衡 量下的最優效率的電路設計，選定一適當的零電壓操作範圍(如40%-100%滿載電流)，成為電源工程師的設計準則。若超出此一設定的範圍(如10%輕載)，將無法維持零電壓的機制，造成轉換效率大幅下降。
相對地，本專利所揭露的逆變電路，除能保有低輸入電流脈衝，低開關元件電壓應力，及半導體開關工作一定範圍內，能在設定範圍內實現達成零電壓交換，再藉由巧妙地電路配置，降低半導體開關導通瞬間的電壓，成為一半輸入電壓，交換損失得以減少為原有的四分之一，提升(尤其是輕載)轉換效率，成為本發明在此欲探討之主要課題。
為達成前述的目標，發明人思及利用最少之元件，製作出本發明第一實施例之第一應用例，單變壓器之直流-交流(DC-AC)逆變電路之示意圖，如第1(a)-1(b)圖所示，為一具軟切換之低輸入電流漣波(soft-switching low input current ripple)的電力逆變電路及驅動信號時序圖。該逆變電路之基本架構，包含兩組串聯電路，兩個嵌位二極體及一個耦合電容。
第一組串聯電路與輸入直流電壓並聯，包括一第一對上下串接開關Q1-Q2和一變壓器的第一組初級繞組P1；第二組串聯電路與輸入直流電源並聯，包括該變壓器的第二組初級繞組P2和第二對上下串接開關Q3-Q4。一個耦合電容器C1，將兩組串聯電路耦合在一起，分別連接該兩組串聯電路變壓器的各初級繞組與其串接開關的共同接點，Q2-P1與P2-Q3。
因為變壓器一次側繞組P1與P2之極性相反，耦合電容C1之 平均電壓等於直流電壓源Vin。
一脈寬調變的控制器(圖中未示)，產生四組相同工作頻率，但兩對相差180度的驅動控制信號，分別作為第一對上下串接兩開關及第二對上下串接兩開關之驅動信號。其中第一對控制信號為具脈寬調變之兩驅動信號，PWM1-PWM2，提供半導體開關Q1與Q4；另外，第二對控制信號則為接近50%工作週期之兩控制驅動信號，提供半導體開關Q2與Q3。
第一嵌位二極體D1的陰極與陽極分別連接至第一組串聯電路之Q1-Q2之中點與輸入電源的負端點之間；第二嵌位二極體D4的陽極與陰極分別連接至第二組串聯電路之Q3-Q4之中點與輸入電源的正端點之間。接受脈寬調變驅動信號之Q1與Q4，截止時分別因第一嵌位二極體D1或第二嵌位二極體D4獲得順向偏壓導通，故因此被嵌位於輸入電壓。
該變壓器包括至少二組初級繞組與至少一組次級繞組，透過磁性耦合方式，產生一個交流電壓。若需要一個直流輸出電壓，必須在次級側額外加設整流和濾波電路(圖中未示)。
藉助變壓器激磁電感與漏感(或外加電感)與半導體開關元件之雜散電容，在該逆變電路工作於死區時間(dead time)，以諧振的方式進行能量交換，半導體開關得以實現零電壓交換，以降低交換損失。
進而，因再藉由巧妙地電路配置，半導體開關在導通瞬間的跨壓，得以降至先前技藝電路的一半，即輸入電壓的一半。若工作於零電壓交換範圍，僅需要較少的能量轉移，或工作於失去零電壓交換的輕載， 能減少半導體開關導通瞬間的交換損失，提高電力轉換(尤其是輕載)的效率。
請參閱第2圖所示，係本發明第一個實施例之第二應用例，具雙變壓器之軟切換直流-交流(DC-AC)逆變電路示意圖，將第1(a)圖逆變電路之單一變壓器，使用兩個變壓器T1和T2取代，以提高輸出功率，其中，變壓器T1包括至少一第二初級繞組P2與至少一第一次級繞組S1，變壓器T2包括至少一第一初級繞組P1與至少一第二次級繞組S2，該第一次級繞組S1及該第二次級繞組S2，得以併聯或串聯，產生所需的交流輸出電壓。若需要一個直流輸出電壓，必須在次級側額外加設整流和濾波電路(圖中未示)。
請參閱第3(a)-3(b)圖所示，係本發明第一個實施例之第三應用例及驅動信號時序圖，具單變壓器之軟切換直流-交流(DC-AC)逆變電路示意圖，為將兩對相差180度的驅動控制信號，分別作為第一對上下串接兩開關及第二對上下串接兩開關之驅動信號。其中第一對控制信號為具脈寬調變之兩驅動信號，PWM1-PWM2，提供半導體開關Q2與Q3；另外，第二對控制信號則為接近50%工作週期之兩控制驅動信號，提供半導體開關Q1與Q4。
第一嵌位二極體D2的陽極與陰極分別連接至第一組串聯電路之Q1-Q2之中點與耦合電容C1之右端點之間；第二嵌位二極體D3的陰極與陽極分別連接至第二組串聯電路之Q3-Q4之中點與耦合電容C1之左端點之間。接受脈寬調變驅動信號之Q2與Q3，將因第一嵌位二極體D2與第二嵌位二極體D3分別導通，截止時的電壓都被嵌位於耦合電容C1之跨壓，其平均電壓等於輸入電壓值。
請參閱第4圖所示，係本發明第一個實施例之第四應用例，具雙變壓器之軟切換直流-交流(DC-AC)逆變電路示意圖，為將第3(a)圖逆變電路之單一變壓器，使用兩個變壓器T1和T2取代，以提高輸出功率，其中，變壓器T1包括至少一第二初級繞組P2與至少一第一次級繞組S1，變壓器T2包括至少一第一初級繞組P1與至少一第二次級繞組S2，該第一次級繞組S1及該第二次級繞組S2，得以併聯或串聯，產生所需的交流輸出電壓。若需要一個直流輸出電壓，必須在次級側額外加設整流和濾波電路(圖中未示)。
請參閱第5(a)-5(b)圖所示，係本發明第一個實施例之第五應用例及驅動信號時序圖，具單變壓器之軟切換直流-交流(DC-AC)逆變電路示意圖，為將兩對相差180度的驅動控制信號，分別作為第一對上下串接兩開關及第二對上下串接兩開關之驅動信號。第一對控制信號為具脈寬調變之兩驅動信號，PWM1-PWM2，提供半導體開關Q1與Q3；另外，第二對控制信號則為接近50%工作週期之兩控制驅動信號，提供半導體開關Q2與Q4。
第一嵌位二極體D1的陽極與陰極分別連接至第一組串聯電路之Q1-Q2之中點與輸入電源的負端點之間；第二嵌位二極體D3的陰極與陽極分別連接至第二組串聯電路之Q3-Q4之中點與耦合電容C1之左端點之間。接受脈寬調變驅動信號之Q1與Q3，將因第一嵌位二極體D1與第二嵌位二極體D3分別導通，截止時的電壓分別被嵌位於輸入電壓源與耦合電容C1之跨壓，其平均電壓等於輸入電壓值。
請參閱第6圖所示，係本發明第一個實施例之第六應用例，具雙變壓器之軟切換直流-交流(DC-AC)逆變電路示意圖，為將第5(a)圖逆變電路之單一變壓器，使用兩個變壓器T1和T2取代，以提高輸出功率，其中，變壓器T1包括至少一第二初級繞組P2與至少一第一次級繞組S1，變壓器T2包括至少一第一初級繞組P1與至少一第二次級繞組S2，該第一次級繞組S1及該第二次級繞組S2，得以併聯或串聯，產生所需的交流輸出電壓。若需要一個直流輸出電壓，必須在次級側額外加設整流和濾波電路(圖中未示)。
請參閱第7(a)-7(b)圖所示，係本發明第一個實施例之第七應用例及驅動信號時序圖，具單變壓器之軟切換直流-交流(DC-AC)逆變電路示意圖，為將兩對相差180度的驅動控制信號，分別作為第一對上下串接兩開關及第二對上下串接兩開關之驅動信號。其中第一對控制信號為具脈寬調變之兩驅動信號，PWM1-PWM2，提供半導體開關Q2與Q4；另外，第二對控制信號則為接近50%工作週期之兩控制驅動信號，提供半導體開關Q1與Q3。
第一嵌位二極體D2的陽極與陰極分別連接至第一組串聯電路之Q1-Q2之中點與耦合電容C1之右端點之間；第二嵌位二極體D4的陰極與陽極分別連接至第二組串聯電路之Q3-Q4之中點與輸入電源之正端點之間。接受脈寬調變驅動信號之Q2與Q4，將因第一嵌位二極體D2與第二嵌位二極體D4分別導通，截止時的電壓分別被嵌位於耦合電容C1之跨壓與輸入電壓源。
請參閱第8圖所示，係本發明第一個實施例之第八應用例， 具雙變壓器之軟切換直流-交流(DC-AC)逆變電路示意圖，為將第7(a)圖逆變電路之單一變壓器，使用兩個變壓器T1和T2取代，以提高輸出功率，其中，變壓器T1包括至少一第二初級繞組P2與至少一第一次級繞組S1，變壓器T2包括至少一第一初級繞組P1與至少一第二次級繞組S2，該第一次級繞組S1及該第二次級繞組S2，得以併聯或串聯，產生所需的交流輸出電壓。若需要一個直流輸出電壓，必須在次級側額外加設整流和濾波電路(圖中未示)。
雖然，第1圖-第8圖所揭露者係為分別操作於不同的控制信號，不同的嵌位機制和不同的輸出功率，使用單變壓器或雙變壓器之八個應用例之電路，但應具有相同的工作原理。據此，茲僅以該第1圖之應用例說明其工作原理。
請參閱第9(a)-9(f)圖所示，分別為實現第1圖的逆變電路在穩態工作不同時區間的等效電路。本發明第一實施例逆變電路在一工作週期有六個工作階段。
請參閱第9(a)圖所示，控制器所產生的驅動信號同時導通Q1和Q2。因此，電壓源Vin提供變壓器的第一初級繞組P1的電壓。同時，耦合電容C1上的電壓提供變壓器的第二初級繞組P2的電壓。此一時區間，耦合電容C1處於放電狀態。
請參閱第9(b)圖所示，此一時區間，控制器所產生的脈寬調變信號，將Q1關斷，但維持Q2導通，耦合電容C1將被電壓源Vin及儲存於漏感的能量進行充電。Q1跨壓將上升，當電壓位準高於輸入電壓，第一嵌位二極體D1因獲得順向偏壓而導通。因此，變壓器的第一初級繞組P1將成短路狀態。由 於變壓器的第一初級繞組的電壓VP1與第二初級繞組的電壓VP2極性相反，互相抵消。因此耦合電容C1上的平均電壓等於輸入電壓，即VC1=Vin。檢視Vin-Q1-Q2-C1-Q3-Q4的回路，因VQ1=Vin=VC1，且VQ2=0，VQ3+VQ4=VC1=Vin，導致Q3與Q4的跨壓，在此一時區間將同時下降為Vin/2。
請參閱第9(c)圖所示，此一時區間即為死時區間。耦合電容C1保持被電壓源Vin及儲存於漏感的能量進行充電。控制器所提供的脈寬調變信號，造成Q2關斷。Q2跨壓將上升，導致Q3與Q4將下降，若有適當的死時區間及足夠的能量轉移，Q3與Q4將實現零電壓交換。控制器所提供的驅動信號將導通Q3和Q4，進入下一時區間。
請參閱第9(d)圖所示，控制器所產生的驅動信號同時導通Q3和Q4。經由Q3-Q4的回路，電壓源Vin提供變壓器的第二初級繞組P2的電壓，同時耦合電容C1上的電壓提供變壓器的第一初級繞組P1的電壓。此一時區間，耦合電容C1處於放電狀態。
請參閱第9(e)圖所示，此一時區間，控制器所產生的脈寬調變信號，將Q4關斷，但維持Q3導通。Q4跨壓將上升。當電壓位準高於輸入電壓，第二嵌位二極體D4因獲得順向偏壓而導通。因此，變壓器的第二初級繞組P2將成短路狀態。同時，耦合電容C1將被電壓源Vin及儲存於漏感的能量進行充電。由於變壓器的第一初級繞組的電壓VP1與第二初級繞組的電壓VP2極性相反，互相抵消。因此耦合電容C1上的平均電壓等於輸入電壓，即VC1=Vin。檢視Vin-Q1-Q2-C1-Q3-Q4的回路，因VQ4=Vin=VC1，且VQ3=0，VQ1+VQ2=Vin，Q1-Q2的跨壓，在此一時區間將同時下降為Vin/2。
請參閱第9(f)圖所示，此一時區間即為死時區間，耦合電容 C1保持被電壓源Vin及儲存於漏感的能量進行充電。控制器所提供的脈寬調變信號，造成Q3關斷。Q3跨壓將上升，導致Q1與Q2將下降，若有適當的死時區間及足夠的能量轉移，Q1和Q2將實現零電壓交換。控制器所提供的驅動信號導通Q3與Q4，完成一交換週期的工作。
請參閱第10圖及第11圖所示，為本發明第一實施例逆變電路藉助電腦軟體Simplis模擬，工作於輕載的主要電路關鍵波形，包括控制器所提供的驅動信號及各相關元件的電壓及電流波形。如圖所示，在輕載工作下，雖然無法實現零電壓交換，但各開關在導通瞬間的跨壓均下降為相移全橋電路的一半。交換損失因而減少。另外，也不存在內部環流的導通損耗，因此可大幅改善輕載的效率。
第12(a)-12(b)圖係本發明第二個實施例之第一應用例及驅動信號時序圖，具單變壓器之軟切換直流-交流(DC-AC)逆變電路示意圖，包含兩組串聯電路，兩個嵌位二極體D1-D3，及兩個耦合電容C1-C2。第一組串聯電路與輸入直流電壓並聯，包括一變壓器的第一組初級繞組P1，一第一對上下串接開關Q1-Q4，和一變壓器的第二組初級繞組P2；第二組串聯電路與輸入直流電源並聯，包括該變壓器的第三組初級繞組P3，第二對上下串接開關Q2-Q3，和該變壓器的第四組初級繞組P4。兩個耦合電容，將兩組串聯電路耦合在一起，分別連接該兩組串聯電路變壓器的兩對初級繞組P1-P4和P2-P3之間。
因為變壓器一次側繞組P1與P4之極性相反，耦合電容C1之平均電壓等於直流電壓源Vin。同樣地，變壓器一次側繞組P2與P3之極性相反，耦合電容C2之平均電壓等於直流電壓源Vin
一脈寬調變的控制器(圖中未示)，產生四組相同工作頻率，兩對相差180度的驅動控制信號，分別作為第一對上下串接兩開關及第二對上下串接兩開關之驅動信號。其中第一對控制信號為具脈寬調變之兩驅動信號，PWM1-PWM2，提供半導體開關Q1與Q3；另外，第二對控制信號則為接近50%工作週期之兩控制驅動信號，提供半導體開關Q2與Q4。
第一嵌位二極體D1的陰極與陽極分別連接至第一組串聯電路之Q1-Q4之中點與耦合電容C1之右端點之間；第二嵌位二極體D3的陽極與陰極分別連接至第二組串聯電路之Q2-Q3之中點與耦合電容C1之左端點之間，接受脈寬調變驅動信號之Q1與Q3，截止時分別因第一嵌位二極體D1或第二嵌位二極體D3獲得順向偏壓導通，故因此同時被嵌位於耦合電容C1之跨壓，其平均電壓等於輸入電壓。。
該變壓器包括至少一組次級繞組與至少四組初級繞組，變壓器的次級繞組與初級繞組透過磁性耦合方式，產生一個交流電壓。若需要一個直流輸出電壓，必須在次級側額外加設整流和濾波電路(圖中未示)。
藉助變壓器激磁電感，漏感(或外加電感)與半導體開關元件之雜散電容，該逆變電路在工作之死區時間(dead time)以諧振的方式，進行能量交換，半導體開關得以實現零電壓交換，以降低交換損失。
進而，因再藉由巧妙地電路配置，半導體開關在導通瞬間的跨壓，得以降至先前技藝電路的一半，即輸入電壓的一半。若工作於零 電壓交換，僅需要較少的能量轉移，或工作於失去零電壓交換的輕載，能減少半導體開關導通瞬間的交換損失，提高電力轉換(尤其是輕載)的效率。
請參閱第13圖所示，係本發明第二個實施例之第二應用例，具雙變壓器之軟切換直流-交流(DC-AC)逆變電路示意圖，為將第12(a)圖逆變電路之單一變壓器，使用兩個變壓器T1和T2取代，以提高輸出功率，其中，變壓器T1包括至少兩第一初級繞組P2-P3與至少一第一次級繞組S1，變壓器T2包括至少兩第二初級繞組P1-P4與至少一第二次級繞組S2，變壓器T1之第一次級繞組S1及變壓器T2之第二次級繞組S2，得以併聯或串聯，產生所需的交流輸出電壓。若需要一個直流輸出電壓，必須在次級側額外加設整流和濾波電路(圖中未示)。
請參閱第14(a)-14(b)圖所示，係本發明第二個實施例之第三應用例及驅動信號時序圖，具單變壓器之軟切換直流-交流(DC-AC)逆變電路示意圖，兩對相差180度的驅動控制信號，分別作為第一對上下串接兩開關及第二對上下串接兩開關之驅動信號。其中第一對控制信號為具脈寬調變之兩驅動信號，PWM1-PWM2，提供半導體開關Q2與Q4；另外，第二對控制信號則為接近50%工作週期之兩控制驅動信號，提供半導體開關Q1與Q3。
第一嵌位二極體D4的陽極與陰極分別連接至第一組串聯電路之Q1-Q4之中點與耦合電容C2之右端點之間；第二嵌位二極體D2的陰極與陽極分別連接至第二組串聯電路之Q2-Q3之中點與耦合電容C2之左端點之間，接受脈寬調變驅動信號之Q4與Q2，將因第 一嵌位二極體D4與第二嵌位二極體D2分別導通，截止時的電壓都被嵌位於耦合電容C2之跨壓，其平均電壓等於輸入電壓值。
請參閱第15圖所示，係本發明第二個實施例之第四應用例，具雙變壓器之軟切換直流-交流(DC-AC)逆變電路示意圖，為將第14(a)圖逆變電路之單一變壓器，使用兩個變壓器T1和T2取代，以提高輸出功率，其中，變壓器T1包括至少兩初級繞組P2-P3與至少一次級繞組S1，變壓器T2包括至少兩初級繞組P1-P4與至少一級繞組S2，該變壓器T1之次級繞組S1及該變壓器T2之次級繞組S2，得以併聯或串聯，產生所需的交流輸出電壓。若需要一個直流輸出電壓，必須在次級側額外加設整流和濾波電路(圖中未示)。
請參閱第16(a)-16(b)圖所示，係本發明第二個實施例之第五應用例及驅動信號時序圖，具單變壓器之軟切換直流-交流(DC-AC)逆變電路示意圖，兩對相差180度的驅動控制信號，分別作為第一對上下串接兩開關及第二對上下串接兩開關之驅動信號。其中第一對控制信號為具脈寬調變之兩驅動信號，PWM1-PWM2，提供半導體開關Q1與Q2；另外，第二對控制信號則為接近50%工作週期之兩控制驅動信號，提供半導體開關Q3與Q4。
第一嵌位二極體D1的陰極與陽極分別連接至第一組串聯電路之Q1-Q4之中點與耦合電容C2之右端點之間；第二嵌位二極體D2的陰極與陽極分別連接至第二組串聯電路之Q2-Q3之中點與耦合電容C2之左端點之間，接受脈寬調變驅動信號之Q1與Q2，將因第一嵌位二極體D1與第二嵌位二極體D2分別導通，截止時的電壓分別 都被嵌位於耦合電容C1之跨壓與耦合電容C2之跨壓，其平均電壓等於輸入電壓值。
請參閱第17圖所示，係本發明第二個實施例之第六應用例，具雙變壓器之軟切換直流-交流(DC-AC)逆變電路示意圖，為將第16(a)圖逆變電路之單一變壓器，使用兩個變壓器T1和T2取代，以提高輸出功率，其中，變壓器T1包括至少兩初級繞組P2-P3與至少一次級繞組S1，變壓器T2包括至少兩初級繞組P1-P4與至少一級繞組S2，該變壓器T1之次級繞組S1及該變壓器T2之次級繞組S2，得以併聯或串聯，產生所需的交流輸出電壓。若需要一個直流輸出電壓，必須在次級側額外加設整流和濾波電路(圖中未示)。
請參閱第18(a)-18(b)圖所示，係本發明第二個實施例之第七應用例及驅動信號時序圖，具單變壓器之軟切換直流-交流(DC-AC)逆變電路示意圖，兩對相差180度的驅動控制信號，分別作為第一對上下串接兩開關及第二對上下串接兩開關之驅動信號。其中第一對控制信號為具脈寬調變之兩驅動信號，PWM1-PWM2，提供半導體開關Q4與Q3；另外，第二對控制信號則為接近50%工作週期之兩控制驅動信號，提供半導體開關Q1與Q2。
第一嵌位二極體D4的陽極與陰極分別連接至第一組串聯電路之Q1-Q4之中點與耦合電容C2之右端點之間；第二嵌位二極體D3的陽極與陰極分別連接至第二組串聯電路之Q2-Q3之中點與耦合電容C1之左端點之間，接受脈寬調變驅動信號之Q4與Q3，將因第一嵌位二極體D4與第二嵌位二極體D3分別導通，截止時的電壓分別 被嵌位於耦合電容C2之跨壓與耦合電容C1之跨壓，其平均電壓等於輸入電壓值。
請參閱第19圖所示，係本發明第二個實施例之第八應用例，具雙變壓器之軟切換直流-交流(DC-AC)逆變電路示意圖，為將第18(a)圖逆變電路之單一變壓器，使用兩個變壓器T1和T2取代，以提高輸出功率，其中，變壓器T1包括至少兩初級繞組P2-P3與至少一次級繞組S1，變壓器T2包括至少兩初級繞組P1-P4與至少一級繞組S2，該變壓器T1之次級繞組S1及該變壓器T2之次級繞組S2，得以併聯或串聯，產生所需的交流輸出電壓。若需要一個直流輸出電壓，必須在次級側額外加設整流和濾波電路(圖中未示)。
雖然，第12圖-第19圖所揭露者係為分別操作於不同的控制信號，不同的嵌位機制和不同的輸出功率，使用單變壓器或雙變壓器之四個應用例之電路，但應具有相同的工作原理。據此，茲僅以該第12圖之應用例說明其工作原理。
請參閱第20(a)-(f)圖所示，分別為實現第8圖的逆變電路在穩態工作不同時區間的等效電路。本發明第二實施例逆變電路在一工作週期有六個工作階段。
請參閱第20(a)圖所示，控制器所產生的驅動信號同時導通Q1和Q4。因此，電壓源Vin提供變壓器的第一初級繞組P1與第二初級繞組P2的電壓。同時，耦合電容C1上的電壓提供變壓器的第二初級繞組P2與第四初級繞組P4的電壓。另外，耦合電容C2上的電壓提供變壓器的第三初級繞組P3與第一初級繞組P1的電壓。此一時區間，耦合電容C1與耦合電容C2處於放電狀態。
請參閱第20(b)圖所示，此一時區間，控制器所產生的脈寬調變信號，造成Q1關斷，但維持Q4導通，耦合電容C1與C2將被電壓源Vin及儲存於漏感的能量進行充電。Q1跨壓將上升，當電壓位準高於VC1(=輸入電壓)，第一嵌位二極體D1因獲得順向偏壓而導通。因此，變壓器的第二初級繞組P2與第四初級繞組P4，經由D4-Q4而短路。其中，由於變壓器的第一初級繞組P1的電壓與變壓器的第四初級繞組P4的電壓極性相反，互相抵消。因此耦合電容C1上的平均電壓等於輸入電壓，即VC1=Vin。同時變壓器的第二初級繞組P2的電壓與變壓器的第三初級繞組P3的電壓極性相反，互相抵消。因此耦合電容C2上的平均電壓等於輸入電壓，即VC2=Vin。檢視Q1-Q4-C2-Q2-Q3-C1的回路，因VQ1=VC1=Vin，VQ4=0，VQ2+VQ3=VC2=Vin，導致Q2與Q3的電壓將在此一時區間，同時下降為Vin/2。
請參閱第20(c)圖所示，此一時區間即為死時區間。耦合電容C1與C2保持被電壓源Vin及儲存於漏感的能量進行充電。控制器所提供的脈寬調變信號，造成Q4關斷。Q4跨壓將上升，導致Q2與Q3跨壓將下降，若有適當的死時區間及足夠的能量轉移，Q3與Q4將實現零電壓交換。控制器所提供的驅動信號導通Q2和Q3，進入下一時區間。
請參閱第20(d)圖所示，控制器所產生的驅動信號同時導通Q2和Q3。經由Q2-Q3的回路，電壓源Vin提供變壓器的第三初級繞組P3與第四初級繞組P4的電壓，耦合電容C1上的電壓提供變壓器的第一初級繞組P1與第三初級繞組P3的電壓。耦合電容C2上的電壓提供變壓器的第四初級繞組P4與第二初級繞組P2的電壓。此一時區間，耦合電容C1與耦合電容C2處於放電狀態。
請參閱第20(e)圖所示，此一時區間，控制器所產生的脈寬調 變信號，造成Q3關斷，但維持Q2導通。Q3跨壓將上升，當電壓位準高於VC1(=輸入電壓)，第二嵌位二極體D3因獲得順向偏壓而導通。因此，變壓器的第一初級繞組P1與第三初級繞組P3，經由D3-Q2而短路。同時，耦合電容C1與C2將被電壓源Vin及儲存於漏感的能量進行充電。由於變壓器的第一初級繞組P1的電壓與變壓器的第四初級繞組P4的電壓極性相反，互相抵消。因此耦合電容C1上的平均電壓等於輸入電壓，即VC1=Vin。同時變壓器的第二初級繞組P2的電壓與變壓器的第三初級繞組P3的電壓極性相反，互相抵消。因此耦合電容C2上的平均電壓等於輸入電壓，即VC2=Vin。檢視Q1-Q4-C2-Q2-Q3-C1的回路，因VQ3=VC1=Vin，VQ2=0，VQ1+VQ4=VC2=Vin，導致Q1與Q4的電壓將在此一時區間，同時下降為Vin/2。
請參閱第20(f)圖所示，此一時區間即為死時區間。耦合電容C1與C2保持被電壓源Vin及儲存於漏感的能量進行充電。控制器所提供的脈寬調變信號，造成Q2關斷，Q2跨壓將持續上升，同時，Q1與Q4將下降，若有適當的死時區間及足夠的能量轉移，Q3與Q4將實現零電壓交換。直到控制器所提供的驅動信號導通Q1和Q4，完成一交換週期的工作。
請參閱第21圖及第22圖所示，為本發明第二實施例逆變電路藉助電腦軟體Simplis模擬，工作於輕載的主要電路關鍵波形，包括控制器所提供的驅動信號及各相關元件的電壓及電流波形。如圖所示，在輕載工作下，雖然無法實現零電壓交換，但各開關在導通瞬間的跨壓均下降為相移全橋電路的一半。交換損失因而減少。另外，內部環流的導通損耗也不存在，因此可大幅改善輕載的效率。
以上所述，僅係本發明之若干實施例，僅以簡易的圖示代表 半導體開關元件。惟，在實施本發明時，並不侷限於此，亦可依據實際需要，以其它新開發或等效功能元件，取代該各電路中之對應元件，故任何熟悉該項技藝者在本發明領域內，可輕易思及之前述等效變化或修飾，皆應被涵蓋在以下本案之申請專利範圍中。
C1‧‧‧耦合電容器1
C2‧‧‧耦合電容器2
T1‧‧‧第一個變壓器
T2‧‧‧第二個變壓器
P1‧‧‧變壓器初級繞組1
P2‧‧‧變壓器初級繞組2
P3‧‧‧變壓器初級繞組3
P4‧‧‧變壓器初級繞組4
S1‧‧‧變壓器次級繞組1
S2‧‧‧變壓器次級繞組2
S3‧‧‧變壓器次級繞組3
S4‧‧‧變壓器次級繞組4
Q1‧‧‧半導體開關1
Q2‧‧‧半導體開關2
Q3‧‧‧半導體開關3
Q4‧‧‧半導體開關4
D1‧‧‧嵌位二極體1
D2‧‧‧嵌位二極體2
D3‧‧‧嵌位二極體3
D4‧‧‧嵌位二極體4
Co‧‧‧輸出濾波電容器

Claims (14)

  1. 一具軟切換且能降低輸入電流漣波的電力逆變電路，該電路係並聯至一輸入端，用以將該輸入端提供之一直流電壓轉換成一交流電壓，且包括：一第一串聯電路與輸入直流電壓並聯，包括一第一開關，一第二開關，與一變壓器之第一初級繞組依序串接；一第二串聯電路與輸入直流電源並聯，包括一變壓器之第二初級繞組，一第三開關，與一第四開關依序串接；一第一電容的兩端點分別連接在第一串聯電路之第一端點與第二串聯電路之第二端點，該第一端點為該第二開關與該第一初級繞組的接點，該第二端點為該第二初級繞組與該第三開關的接點；一第一對驅動信號與一第二對驅動信號互為180度相位差，每對驅動信號各包括一具脈寬調變之驅動信號與另一小於且接近50%脈寬之驅動信號，第一對驅動信號控制第一開關與第二開關，第二對驅動信號控制第三開關及第四開關；一第一嵌位二極體與一第二嵌位二極體；一變壓器，係由該第一初級繞組、該第二初級繞組及至少一次級繞組所組成，其中該第一初級繞組及第二初級繞組具有相同之繞組數，該變壓器之次級繞組，與該第一初級繞組及該第二初級繞組，透過磁耦合，並提供所述之交流電壓。
  2. 如申請專利範圍第1項所述的逆變電路，該第一初級繞組與該第二初級繞組，與至少一次級繞組，繞在同一變壓器。
  3. 如申請專利範圍第1項所述的逆變電路，該第一初級繞組及至少一次級繞組繞在同一變壓器，該第二初級繞組及至少一次級繞組，繞在另一個變壓器。
  4. 如申請專利範圍第1項所述的逆變電路，第一開關與第四開關的驅動信號均為具脈寬調變，該第一嵌位二極體的陽極與陰極分別連接至輸入電源的負端點與第一開關與第二開關的中點，該第二嵌位的陽極與陰極分別連接至第三開關與第四開關的中點與該輸入電源的正端點，提供第一開關與第四開關截止時的電壓嵌位機制。
  5. 如申請專利範圍第1項所述的逆變電路，第二開關與第三開關的驅動信號為具脈寬調變，該第一嵌位二極體的陽極與陰極分別連接至第一與第二開關的中點與該電容的右端點，該第二嵌位二極體的陽極陰極分別連接至該電容的左端點與第三開關與第四開關的中點，提供第二開關與第三開關截止時的電壓嵌位機制。
  6. 如申請專利範圍第1項所述的逆變電路，第一開關與第三開關的驅動信號均為具脈寬調變，該第一嵌位二極體的陽極與陰極分別連接至輸入電源的負端點與第一開關與第二開關的中點，該第二嵌位二極體的陽極與陰極分別連接至該電容的左端點與第三開關與第四開關的中點，分別提供第一開關與第三開關截止時的電壓嵌位機制。
  7. 如申請專利範圍第1項所述的逆變電路，第二開關與第四開關的驅動信號為具脈寬調變，該第一嵌位二極體的陽極與陰極分別連接至第一開關與第二開關的中點與該電容的右端點，該第二嵌位二極體的 陽極與陰極分別連接至第三開關與第四開關的中點與該輸入電源的正端點，提供第二開關與第四開關截止時的電壓嵌位機制。
  8. 一具軟切換且能降低輸入電流漣波的電力逆變電路，該電路係並聯至一輸入端，用以將該輸入端提供之一直流電壓轉換成一交流電壓，且包括：一第一串聯電路與輸入直流電壓並聯，包括一變壓器之第一初級繞組，一第一開關，一第四開關，與一變壓器之第二初級繞組依序串接；一第二串聯電路與輸入直流電源並聯，包括一變壓器之第三初級繞組，一第二開關，一第三開關，與一變壓器之第四初級繞組依序串接；一第一電容的兩端點分別連接在第一串聯電路之第一端點與第二串聯電路之第二端點，該第一端點為該第一初級繞組與該第一開關的接點，該第二端點為該第三開關與該第四初級繞組的接點；一第二電容的兩端點分別連接在第一串聯電路之第三端點與第二串聯電路之第四端點，該第三端點為該第四開關與該第二初級繞組的接點，該第四端點為該第三初級繞組與該第二開關的接點；一第一對驅動信號與一第二對驅動信號互為180度相位差，每對驅動信號各包括一具脈寬調變之驅動信號與另一小於且接近50%脈寬之驅動信號，第一對驅動信號控制第一開關與第四開關，第二對驅動信號控制第二開關及第三開關； 一第一嵌位二極體與一第二嵌位二極體；一變壓器，係由該第一初級繞組、該第二初級繞組、該第三初級繞組、該第四初級繞組及至少一次級繞組所組成，其中該第一初級繞組、該第二初級繞組、該第三初級繞組及該第四初級繞組具有相同之繞圈數，該變壓器之次級繞組，與該第一初級繞組、該第二初級繞組、該第三初級繞組及該第四初級繞組，透過磁耦合，並提供所述之交流電壓。
  9. 如申請專利範圍第8項所述的逆變電路，該第一初級繞組、該第二初級繞組、該第三初級繞組、該第四初級繞組及至少一次級繞組，繞在同一變壓器。
  10. 如申請專利範圍第8項所述的逆變電路，該第一初級繞組、該第四初級繞組及至少一次級繞組繞在同一變壓器，該第二初級繞組、該第三初級繞組及至少一次級繞組，繞在另一個變壓器。
  11. 如申請專利範圍第8項所述的逆變電路，第一開關與第三開關的驅動信號均為具脈寬調變，該第一嵌位二極體的陽極與陰極分別連接至該第一電容的右端點與第一開關與第四開關的中點，該第二嵌位二極體的陽極與陰極分別連接至第二開關與第三開關的中點與該第一電容的左端點，分別提供第一開關與第三開關截止時的電壓嵌位機制。
  12. 如申請專利範圍第8項所述的逆變電路，第四開關與第二開關的驅動信號為具脈寬調變，該第一嵌位二極體的陽極與陰極分別連接至第一開關與第四開關的中點與該第二電容的右端點，該第二嵌位二 極體的陽極與陰極分別連接至該第二電容的左端點與第二開關與第三開關的中點，提供第四開關與第二開關截止時的電壓嵌位機制。
  13. 如申請專利範圍第8項所述的逆變電路，第一開關與第二開關的驅動信號均為具脈寬調變，該第一嵌位二極體的陽極與陰極分別連接至第一電容的右端點與第一開關與第四開關的中點，該第二嵌位二極體的陽極與陰極分別連接至該第二電容的左端點與第二開關與第三開關的中點，提供第一開關與第二開關截止時的電壓嵌位機制。
  14. 如申請專利範圍第8項所述的逆變電路，第四開關與第三開關的驅動信號為具脈寬調變，該第一嵌位二極體的陽極與陰極分別連接至第一開關與第四開關的中點與該第二電容的右端點，該第二嵌位二極體的陽極與陰極分別連接至該第二開關與第三開關的中點，與第一電容的左端點，提供第四開關與第三開關截止時的電壓嵌位機制。
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