KR20100078124A - 소프트 스위칭 기능을 갖는 ｄｃ­ｄｃ 컨버터 - Google Patents

소프트 스위칭 기능을 갖는 ｄｃ­ｄｃ 컨버터 Download PDF

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KR20100078124A
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Abstract

본 발명은 비대칭 스위칭 방식으로 스위치가 대각선 방향으로 온/오프되어 항상 에너지를 2차측 부하로 전달하게 되므로, 순환 전류가 발생하지 않아 도통 손실이 감소하며, 2차측 정류수단에 인덕터가 없어 다이오드의 전류 동작이 없어 듀티 손실이 제거되며, 전압 더블러 구조로 높은 승압비를 얻을 수 있고 다이오드의 영전류 스위칭으로 역회복에 의한 전압 서지가 없어 스너버와 같은 추가 회로가 요구되지 않고, 다이오드 전압이 출력 전압으로 고정되어 전압 정격을 낮출 수 있으며, 이에 따라 높은 효율과 높은 전력 밀도를 가질 수 있는 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터를 제공하기 위한 것이다.
그 기술적 구성은 소프트 스위칭으로 구동하는 DC-DC 컨버터에 있어서, 다수개의 스위치가 구비되고, 공급 전원의 직류 전원 및 게이트로 입력되는 제어 신호에 의해 상보적으로 온/오프 되는 스위칭 수단; 상기 스위칭 수단에서 입력된 전압을 승압하는 고주파 변압수단; 상기 스위칭 수단과 상기 고주파 변압수단 사이에 직렬로 연결되는 보조 커패시터; 상기 스위칭 수단의 상보적인 온/오프 및 고주파 변압수단의 승압된 전압에 대한 정류를 수행하는 정류수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.
절연형, DC-DC 컨버터, 위상천이 풀브릿지 컨버터, 비대칭 스위치, ZVS

Description

소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터{INDUCTORLESS SOFT SWITCHED DC-DC CONVERTER}
본 발명은 인덕터가 삭제된 비대칭 PWM 제어 방식의 풀브릿지 컨버터에 관한 것으로, 특히 스위치가 항시 에너지를 전달하여 순환전류가 없어 도통손실을 최소화시키며, 2차측 정류수단에 인덕터가 없어 다이오드의 전류 동작이 없어 듀티 손실이 없으며, 역회복에 의한 전압 서지를 감소시켜 별도의 스너버 구조가 요구되지 않는 소프트 스위칭 기능을 갖는 DC-DC 컨버터에 관한 것이다.
일반적으로, DC-DC 컨버터(DC-DC Converter)는 어떤 전압의 직류전원에서 다른 전압의 직류전원으로 변환하는 전자회로 장치를 일컬으며, 연료 전지와 같은 전원을 공급받는 고전력 시스템에서는 출력 전압이 낮고, 부하에 따라 변동폭이 크기 때문에 이를 조정하는데 구성요소로 삽입된다.
예를 들면, 높은 승압이 요구되고 부하에 따라 입력 변동이 큰 연료 전지의 응용에서는 DC-DC 컨버터가 요구되고, 연료 전지와 부하(Load) 사이에는 안전 및 노이즈 차단 등을 위해 절연형 DC-DC 컨버터가 요구된다.
그리고, 풀 브릿지 DC-DC 컨버터는 직류 입력 전압을 일련의 직류 신호로 변환하는 1 차측(Primary Side)을 포함하고, 상기 1 차측은 직류 신호를 변압기(Transformer)의 제1 권선으로 공급하는데, 상기 변압기의 제1 권선은 제2 권선의 양단에 일정 전위가 걸리게 한다.
여기서, 1 차측은 서로에 대해 병렬로 연결되고, 입력 전원에 대해서도 병렬로 연결된 리딩 레그(Leading Leg)와 래깅 레그(Lagging Leg)로 분리된다. 리딩 레그 및 래깅 레그 내의 중심 노드를 통해 직렬로 연결된 스위칭 장치를 포함한다.
상기 변압기의 제1 권선은 리딩 및 래깅 레그의 중심 노드들 사이에 연결되고, 스위칭 트랜지스터와 변압기의 제1 권선을 상술한 방법으로 상호 접속함으로써, 트랜지스터는 변압기의 제1 권선에 흐르는 전류 흐름을 역전시키기 위해 선택적으로 스위칭 될 수 있다.
상기 변압기의 제1 권선은 리딩 및 트레일링 레그의 중심 노드들 사이에 연결되고, 스위칭 트랜지스터와 변압기의 제1 권선을 상술한 방법으로 상호 접속함으로써, 트랜지스터는 변압기의 제1 권선에 흐르는 전류 흐름을 역전시키기 위해 선택적으로 스위칭될 수 있다.
그리고, 변압기의 제1 권선을 흐르고 있는 전류는 전자장을 생성하는데, 변압기의 코어가 제2 권선을 통해 전자장을 유도할 수 있어 제2 권선에 전압이 생기게 되며, 상기 전압은 제1 권선의 권선수에 대한 제2 권선의 권선수의 비율로 정의된다.
또한, 제2 권선은 컨버터의 출력단에서 원하는 직류 전압을 얻기 위해 제2 권선의 출력 전압을 정류하고 필터링하는 다이오드 브릿지 정류회로 및 저역 통과 필터와 병렬로 연결된다.
여기서, 정류 회로는 정류하기 위해 서로 직렬로 연결되어 있고 반대 방향으로 배치되어 있는 다이오드들의 조합을 이용하는데, DC-DC 컨버터의 정류 회로는 정류 다이오드가 동작할 때 존재하는 역회복(Reverse Recovery)에 기인하여 발생하는 손실을 가진다.
그리고, 다이오드는 순방향으로 전류가 도통되는 상태이면, 역방향의 전류를 차단하면서 스위칭하지만, 역회복 주기 동안의 다이오드는 역방향의 전류를 차단하지 않고, 오히려 다이오드가 통상적인 역전압 차단(Blocking) 상태에 진입될 때까지 상기 다이오드를 통해 전류가 역방향(Backwards)으로 흐르는 것을 허용한다.
이러한 스위칭 과정에서 전력 손실이 발생하게 되며, 다이오드의 역회복은 스위치에 추가적인 손실을 야기하기도 한다.
한편, 하드 스위칭(Hard Switching) 제어 동작에 기초하여 출력 전압을 조정하는 DC-DC 컨버터가 제안되었지만, 하드 스위칭 형태의 컨버터는 내부 스위칭 트랜지스터의 양단에 큰 전압 및 큰 전류가 흐르는 동안 온 상태에서 오프 상태로 스위칭되도록 하였다.
이러한 하드 스위칭 컨버터는 부품 소자들(예를 들어, 트랜지스터, 변압기 등등) 내 기생 효과의 전류 및 전압의 울림(Ringing)을 야기시키는데, 이는 상당한 양의 전자파 장애(EMI: Electromagnetic Interference)를 생성하며, 주변 회로의 동작을 방해하기 때문에 바람직하지 못하다.
그리고, 스위칭에 기인하는 전력 손실은 컨버터의 효율을 떨어뜨리며, 이에 따라 원하는 출력 전압을 생성하기 위해서는 더 많은 입력 전압이 소비되기 때문에, 단위 출력 전력당 원가가 더 많이 들어가게 되는 결과를 가져온다.
특히, 과도한 전력 소모에 의해 스위치들이 손상을 입을 수 있으며, 기생 효과의 예는 기생 커패시턴스, 변압기의 코일에서의 불완전성으로 발생하는 누설 인덕턴스, 다이오드의 역회복 효과를 포함하지만, 이들에만 제한되지는 않는다.
또한, 더 낮은 스위칭 손실은 컨버터로 하여금 더 높은 스위칭 주파수를 사용할 수 있게 하며, 더 높은 스위칭 주파수는 더 작은 수동 소자들의 사용을 가능케하고, 이에 따라 컨버터의 크기와 무게가 대응하여 감소할 수 있게 한다.
일반적으로, 컨버터는 크기가 작고 무게가 가벼워야 하며, 고주파수에서 동작하게 하는 것이 바람직하지만, 하드 스위칭 컨버터들은 고주파수 대역에서 효과적으로 동작할 수 없었다.
하드 스위칭 컨버터가 가지고 있는 몇몇 단점을 극복하기 위해, 소프트 스위칭 컨버터로 불리는 다른 형태의 컨버터가 제안되었는데, 소프트 스위칭 컨버터는 상기 컨버터의 1차측 내의 트랜지스터의 양단에 낮은 전압이 걸려있고, 이 트랜지스터를 통해 낮은 전류가 흐르는 동안 그 상태들을 변화하도록 동작한다.
그리고, 소프트 스위칭 컨버터는 스위칭 동작을 실시하기 전에 스위치 양단에 걸리는 전압 및 흐르는 전류를 감소시키기 위해 컨버터 내의 존재하는 소자들에 존재하는 기생 효과를 이용하려고 시도한다.
구체적으로 말하면, 소프트 스위칭 변환기는 변압기의 제1 권선의 자화 인덕 턴스(Magnetizing Inductance)에 의해 공급된 전류를 이용하여 트랜지스터의 기생 스위치 커패시턴스를 충, 방전하기 위한 스위칭 타이밍을 조정하고, 이에 따라 트랜지스터들이 상태를 스위칭할 때, 개방된 트랜지스터 양단에 걸린 전압 및 단락된 트랜지스터 양단에 흐르는 전류를 감소시킨다.
그리고, 소프트 스위칭은 스위칭 동작 동안에 전력 손실을 감소시키며, 컨버터가 더 높은 주파수에서 더 높은 효율을 및 감소된 전자파 장애(EMI) 특성을 가지며 동작할 수 있게 된다.
많이 쓰이는 소프트 스위칭 컨버터 중 하나는 위상천이(Phase-Shift) 풀 브릿지 컨버터이며, 위상천이 제어기술을 많이 사용한다. 이러한 위상천이 제어기술은 후아(Hua) 등에 의한 미국 특허 제5,442,540호, 히치콕 등에 의한 미국 특허 제5,132,889호, 훨터스 등에 의한 미국특허 제5,147,592호 등에 예시되어 있다.
하지만, 전형적인 위상천이 풀 브릿지 컨버터의 동작은 작은 부하에서는 소프트 스위칭을 지원하지 못하며, 정류기 다이오드의 역회복에 의해 스위칭 손실이 발생하며, 제어 신호들을 위상천이시키기 위해 추가적인 회로가 요구된다는 결함이 있다.
통상적으로, 부하는 스위칭 장치들에서 소프트 스위칭을 보장하기 위해 공칭 부하 전류를 50% 정도 끌어들여야 하며, 결과적으로 스위치 장치의 부담은 하드 스위칭된 컨버터에서의 부담과 유사하고, 이는 소프트 스위칭을 도입시킨 목적을 무효화시킨다.
정류기 다이오드의 역회복과 관련된 손실은 정류기 다이오드 자체의 손실을 증가시킬 뿐만 아니라, 스위칭 장치들에서도 추가적인 손실을 야기시키며, 정류기 다이오드들의 역회복은 스위칭 장치들과 정류기 다이오드에 대해 요구된 전압 비율을 증가시켜, 컨버터의 크기, 무게 및 전력 소비량을 증가시킨다.
도 1은 종래 기술에 따른 위상천이 풀 브릿지 컨버터의 구성을 간략하게 도시한 회로도이다. 도 1을 보면, 위상천이 풀 브릿지 컨버터는 전류원(Vin), 스위칭 수단(S1, S2, S3, S4), 상기 스위칭 수단(S1, S2, S3, S4)과 레그로 연결된 고주파 변압수단(TR), 상기 고주파 변압수단의 양단에 연결된 다이오드(D1, D2), 저주파 필터(Lf, Cf)를 포함한다.
여기서, 누설 인덕턴스(Lk)는 변압기인 고주파 변압수단(TR)의 코일 불완전성으로 발생하는 누설 인덕턴스를 반영하는 값이며, 실제 소자가 배치되는 것은 아니며, 자화 인덕턴스(Lm)도 변압기인 고주파 변압수단(TR)의 코일 용량이 클수록 커지는 값으로 실제 소자가 배치되는 것은 아니다.
그리고, 별도의 회로 없이도, 누설 인덕턴스(Lk)에 의해 영전압 스위칭(ZVS: Zero Voltage Switching)이 가능하다는 장점이 있다.
반면, 저주파 필터에 사용되는 인덕터(Lf)는 저주파 대역은 통과시키고, 고주파 대역은 저지시키는 역할을 수행하는 소자 중 하나인데, 상기 인덕터(Lf)가 존재함으로 인해 다이오드 전류(Commutation) 동작이 발생하고, 변압기인 고주파 변압수단(TR)의 전압이 0V 가 되어 에너지 전달이 이루어지지 않는 듀티 손실이 존재하며, 입, 출력의 전압차가 큰 경우 누설 인덕턴스(Lk)에 의한 듀티 손실이 증가하여 고주파 변압수단(TR)의 권선수가 증가하여 부피 및 무게가 커지는 단점이 있다.
또한, 다이오드(D1, D2)의 턴 오프시 역회복에 의한 전압 서지(Surge)가 발생하여 스너버 회로가 반드시 요구되어 추가적인 소자가 부가되게 되며, 컨버터 자체의 낮은 승압비로 인해 고주파 변압수단(TR)의 권선수가 증가하며, 다이오드(D1, D2)의 정격 전압이 출력 전압보다 크게 되므로 소자 선정이 어렵고, 0.5라는 듀티비(Duty Time Ratio)가 고정이므로 에너지 전달이 되지 않는 환류 구간에서 순환 전류(Circulating Current)가 발생하여 스위칭 수단(S1, S2, S3, S4) 및 고주파 변압수단(TR)의 도통 손실이 증가한다.
상기한 문제를 해결하기 위해, 소프트 스위칭 위상천이 풀 브릿지 컨버터('Synchronous Rectified Soft Switched Phase Shift Full Bridge conveter with primary energy storage inductor', IEEE APEC, pp.581-586, Chen Zhao, Xinke Wu, Wei Yao, Zhaoming Quan)가 도 2에 도시된다.
여기서, 도 1과 다른 구성 요소는 비슷하나, 저주파 필터에 이용되는 인덕터(Lf)가 1차측으로 옮겨져서 인덕터(Lr)로 변경되었고, 누설 인덕턴스(Lk)와 합쳐져 인덕터(LR)로 표시하였다.
이와 같은 경우, 2차측에 인덕터가 존재하지 않아 다이오드(D1, D2)의 정격 전압이 작고, 다이오드(D1, D2)의 역회복에 의한 전압 서지가 거의 존재하지 않아 스너버와 같은 추가 구성이 요구되지 않는다.
그러나, 변압기의 누설 인덕턴스(Lk)에 의한 듀티 손실이 여전히 발생하며, 순환 전류에 의한 도통 손실이 증가하는 등의 문제점이 있었다.
본 발명은 상기한 문제점을 해결하기 위하여 안출한 것으로, 다이오드의 영전류 스위칭으로 전압 서지를 최소화하였으며 높은 승압비를 얻을 수 있고, 비대칭 스위칭 동작으로 순환전류 및 듀티 손실을 삭제하여 도통 손실을 낮춰 효율을 높일 수 있는 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터를 제공하는 것을 목적으로 한다.
본 발명의 다른 목적은 비대칭 스위칭 동작으로 스위치의 온/오프에 관계없이 항상 에너지를 부하측으로 전달할 수 있는 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터를 제공하는 데 있다.
본 발명의 또 다른 목적은 변압기의 2차측을 전압 체배기로 구성하여 높은 승압비를 얻을 수 있으며, 다이오드 영전류 스위칭(Zero Current Switching) 턴 오프 동작이 가능하여 역회복에 의한 전압 서지를 없앨 수 있는 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터를 제공하는 데 있다.
상기한 바와 같은 목적을 달성하기 위하여 본 발명은 소프트 스위칭으로 구동하는 DC-DC 컨버터에 있어서, 다수개의 스위치가 구비되고, 공급 전원의 직류 전원 및 게이트로 입력되는 제어 신호에 의해 상보적으로 온/오프 되는 스위칭 수단; 상기 스위칭 수단에서 입력된 전압을 승압하는 고주파 변압수단; 상기 스위칭 수단 과 상기 고주파 변압수단 사이에 직렬로 연결되는 보조 커패시터; 상기 스위칭 수단의 상보적인 온/오프 및 고주파 변압수단의 승압된 전압에 대한 정류를 수행하는 정류수단을 포함하는 것을 특징으로 한다.
그리고, 상기 스위칭 수단은 상기 전원의 하나의 선과 상기 보조 커패시터 간 노드에 연결된 제1 MOSFET 및 상기 전원의 다른 하나의 선과 상기 고주파 변압수단의 다른 하나의 선 간 노드에 연결된 제4 MOSFET을 포함하는 제1 스위칭 레그;상기 전원의 다른 하나의 선과 상기 제1 MOSFET 간 노드에 연결된 제2 MOSFET 및 상기 제1 MOSFET과 상기 제4 MOSFET 간 노드에 연결되고, 상기 제1 MOSFET과 병렬로 연결된 제3 MOSFET을 포함하는 제2 스위칭 레그를 포함하는 것을 특징으로 한다.
여기서, 상기 고주파 변압수단의 1차측 하나의 중성선은 상기 제1 MOSFET, 제2 MOSFET 사이에 공유 접속되고, 1차측 다른 하나의 중성선은 상기 제3 MOSFET, 제4 MOSFET 사이에 공유 접속되는 것을 특징으로 한다.
또한, 상기 제1 스위칭 레그 및 제2 스위칭 레그의 듀티비의 합은 1 인 것을 특징으로 한다.
여기서, 상기 스위칭 수단의 스위칭 레그는 전력이 증가할수록 상기 상수에 비례하여 증가하는 것을 특징으로 한다.
더불어, 상기 보조 커패시터는 상기 스위칭 수단과 상기 고주파 변압수단 간 노드에 한 쌍으로 구비되는 것을 특징으로 한다.
그리고, 상기 고주파 변압수단은 전력이 증가할수록 상기 상수에 비례하여 증가하는 것을 특징으로 한다.
또, 상기 정류수단은 상기 스위칭 수단의 온/오프에 따라 영전류 스위칭에 따른 역회복에 의한 전압 서지가 제거되도록, 상기 고주파 변압수단의 2차측 하나의 선에서 출력된 순방향 전류를 도통시키는 제1 다이오드 및 상기 제1 다이오드과 직렬로 연결된 제2 다이오드; 상기 제1 다이오드 및 제2 다이오드와 각각 병렬로 연결된 제1 필터 커패시터 및 제2 필터 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 한다.
그리고, 상기 정류수단의 다이오드 및 필터 커패시터는 전력이 증가수록 상기 상수에 비례하여 증가되는 것을 특징으로 한다.
더불어, 상기 고주파 변압수단의 2차측 하나의 중성선은 제1 다이오드, 제2 다이오드 사이에 공유 접속되고, 2차측 다른 하나의 중성선은 상기 제1 필터 커패시터, 제2 필터 커패시터 사이에 공유 접속되는 것을 특징으로 한다.
이상에서 설명한 바와 같이 상기와 같은 구성을 갖는 본 발명은 비대칭 스위칭 방식으로 스위치가 대각선 방향으로 온/오프되어 항상 에너지를 2차측 부하로 전달하게 되므로, 순환 전류가 발생하지 않고 도통 손실이 감소하며, 다이오드의 전압 서지가 없어 스너버와 같은 추가 회로가 요구되지 않고, 다이오드 전압이 출력 전압으로 고정되어 전압 정격을 낮출 수 있으며, 높은 승압비를 얻을 수 있어, 이에 따라 높은 효율과 높은 전력 밀도를 가질 수 있는 등의 효과를 거둘 수 있다.
본 발명에서는 종래 기술에 따른 위상천이 풀 브릿지 DC-DC 컨버터와 같이 별도의 회로 없이도 변압기의 누설 인덕턴스에 의해 영전압 스위칭 턴 온이 가능하여 스위칭 손실을 줄일 수 있으며, 비대칭 스위칭 방식으로 순환 전류가 발생하지 않고 항상 에너지를 전달할 수 있고, 2차측의 정류수단에 인덕터가 없는 구성으로 다이오드 전류 동작이 없어 듀티 손실이 제거되며, 다이오드가 영전류 스위칭을 함으로써 역회복에 의한 전압 서지가 없어 스너버 회로가 요구되지 않고, 정류수단을 전압 더블러(체배기) 구조로 구성함으로써 출력측에 높은 승압비를 가질 수 있으며, 큰 승압비가 요구되고 입력변동이 큰 응용에서 효율 및 전력 밀도를 높일 수 있도록 이루어진다.
이하, 본 발명에 따른 실시예를 첨부된 예시도면을 참고로 하여 상세하게 설명한다.
도 3은 본 발명에 따른 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 구성을 개략적으로 도시한 회로도이다. 도 3의 (가)에 도시된 바와 같이, 본 발명에 따른 컨버터는 스위칭 수단(10), 보조 커패시터(20), 고주파 변압수단(30), 정류수단(40)을 포함한다.
여기서, 스위칭 수단(10)은 4 개의 MOSFET(S1, S2, S3, S4)로 이루어져 있으며, 공급 전원의 하나의 선과 제1 MOSFET(S1)이 연결되고, 상기 제1 MOSFET(S1)과 상기 공급 전원의 다른 하나의 선과 제2 MOSFET(S2)이 연결되며, 상기 제1 MOSFET(S1) 및 제2 MOSFET(S2)과 각각 병렬되게 제3 MOSFET(S3), 제4 MOSFET(S4)이연결된다.
상기 스위칭 수단(10)의 MOSFET 수는 3상, 4상 등과 같이 다상으로 증가할수록 병렬로 증가하게 되며, 4 개로 한정된 것은 아니다.
그리고, 상기 스위칭 수단(10)은 제1 MOSFET(S1), 제3 MOSFET(S4)이 제1 스위칭 레그를 이루고 있고, 제2 MOSFET(S2), 제3 MOSFET(S3)이 제2 스위칭 레그를 이루고 있으며, 각 스위칭 레그는 온/오프 동작을 상보적으로 실시한다.
예를 들면, 제1 MOSFET(S1), 제4 MOSFET(S4)이 턴 온(ON) 상태이면, 제2 MOSFET(S2), 제3 MOSFET(S3)는 턴 오프 상태이며, 그 반대도 마찬가지인데, 그 이유는 출력측에 계속적으로 전원을 공급하기 위함이고, 스위칭 수단(10)의 스위칭 레그 및 MOSFET의 수가 늘어날지라도 상기 상보적인 동작은 마찬가지이다.
그리고, 보조 커패시터(20, C)는 상기 제1 MOSFET(S1)과 제2 MOSFET(S2) 사이의 노드에 연결되어 있으며, 상기 제1 MOSFET(S1)과 직렬로 연결되어 있고, 비대칭 스위칭으로 발생하는 직류 옵셋(DC Offset)을 0으로 맞추기 위해 상기 고주파 변압수단(30)과 직렬로 연결한다.
여기서, 누설 인덕턴스(Lk) 성분은 특정 소자가 아니라, 상기 고주파 변압수단(30)의 인덕턴스 성분을 나타내며, 도시되지 않았지만 상기 고주파 변압수단(30)과 병렬로 자화 인덕턴스(Lm) 성분도 존재한다.
고주파 변압수단(30)은 스위칭 수단(10)의 상보적인 온/오프(예를 들면 제1 MOSFET(S1), 제4 MOSFET(S4) 온 상태이면, 제2 MOSFET(S2), 제3 MOSFET(S3) 오프)에 의해 공급된 전압원을 승압시켜 출력측 부하에서 원하는 전력이 출력될 수 있도록 승압한다.
또한, 정류수단(40)은 고주파 변압수단(30)의 2차측 하나의 선과 연결된 제1 다이오드(D1), 상기 제1 다이오드(D1)와 직렬 연결된 제2 다이오드(D2), 상기 제1 다이오드(D1) 및 제2 다이오드(D2)와 각각 병렬로 연결된 제1 필터 커패시터(Cf1), 제2 필터 커패시터(Cf2)를 포함한다.
그리고, 상기 제1 필터 커패시터(Cf1)와 제2 필터 커패시터(Cf2) 사이에는 고주파 변압수단(30)의 2차측 다른 하나의 선과 연결되어 있으며, 상기 제1 필터 커패시터(Cf1)와 제2 필터 커패시터(Cf2)를 거치면 출력측의 전압(Vout)이 출력되게 된다.
(나)를 보면, 상보적인 동작을 하는 제1 MOSFET(S1), 제4 MOSFET(S4) 및 제2 MOSFET(S2), 제3 MOSFET(S3)을 볼 수 있고, 제1 MOSFET(S1), 제4 MOSFET(S4)의 듀티 시간(DT)이 DT 라 하면, 제2 MOSFET(S2), 제3 MOSFET(S3)의 듀티 시간은 T(1-D) 로 1 주기(DT) 내에 상보적으로 동작하는 것을 알 수 있다.
도 4는 본 발명에 따른 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 동작 및 파형을 도시한 도이다. 도 4에 도시된 바와 같이, 공급 전원(Vin)에서 전원이 공급되고, 제1 스위칭 레그인 제1 MOSFET(S1), 제4 MOSFET(S4)의 게이트로 구동 신호를 입력하게 되면, 제1 MOSFET(S1), 제4 MOSFET(S4)는 턴 온되어 전류를 도통 시키게 된다.
이와 같은 경우, 제1 MOSFET(S1), 제4 MOSFET(S4)만 턴 온된 상태이기 때문에, 공급 전원(Vin), 제1 MOSFET(S1), 보조 커패시터(Vc로 표기), 고주파 변압수단의 1차측, 제4 MOSFET(S4)이 폐회로를 형성하게 된다.
따라서, 고주파 변압수단의 2차측으로 권선수에 따른 승압된 전원이 흐르게 되며, 제1 다이오드(D1), 제1 필터 커패시터(Cf1), 제2 필터 커패시터(Cf2)가 충전되게 되며, 상기 제1 필터 커패시터(Cf1), 제2 필터 커패시터(Cf2)에 걸린 전압이 출력측으로 출력되는 총 전압이므로, 제1 필터 커패시터(Cf1), 제2 필터 커패시터(Cf2)는 전압 더블러(체배기)의 역할을 수행하게 된다.
이와 같은 동작이 수행되는 시간을 to~t1 이라 하고, 각각의 파형을 확인하면, 듀티 시간(DT: Duty Time)이 제1 MOSFET(S1), 제4 MOSFET(S4)가 온 되는 시점으로 정의하며, 이 구간 동안의 각 소자의 파형을 살펴본다.
여기서, Vg1, Vg4는 제1 MOSFET(S1), 제4 MOSFET(S4)의 게이트로 입력된 구동신호를 의미한다.
그리고, Is1은 제1 MOSFET(S1)에 흐르는 전류, Vs2는 제2 MOSFET(S2)에 걸리는 전압, Vpri는 고주파 변압수단의 1차측(Primary)으로 걸리는 전압, VLK는 누설 인덕턴스(Lk)의 양단에 걸리는 전압, ILK는 누설 인덕턴스(Lk)로 흐르는 전류, ID1은 제1 다이오드(D1)에 흐르는 전류를 의미한다.
여기서, 누설 인덕턴스(Lk)에 흐르는 전류(ILK)를 보면, 입력 전원(Vin)+ 보 조 커패시터에 걸린 전압(Vc로 표기) - 고주파 변압수단의 양단에 걸린 전압(Vpri)이 전압 인가로 인해 서서히 증가하게 된다.
즉, 누설 인덕턴스(Lk)의 양단의 전압을 측정하기 위해서는 누설 인덕턴스(Lk)의 전단과 후단에서 걸리는 전압을 측정하여 빼야하기 때문에 상기와 같은 정의가 도출되는 것이다.
그리고, 제1 MOSFET(S1), 제4 MOSFET(S4)에는 누설 인덕턴스(Lk)에 흐르는 전류(ILK)와 동일한 전류가 흐르는 것을 파형으로 확인할 수 있으며, 제1 다이오드(D1)도 도통되어 상기 전류(ILK)와 동일하게 흐르는 전류가 점점 증가하는 것을 알 수 있다.
여기서, 각각의 MOSFET과 다이오드에 걸리는 전압은 각각 입력 전압과 출력 전압으로 고정된다.
도 5는 본 발명에 따른 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 동작 및 파형을 도시한 도이다. 도 5에 도시된 바와 같이, 제1 스위칭 레그인 제1 MOSFET(S1), 제4 MOSFET(S4)의 게이트로 구동 신호를 제거되면, 제1 MOSFET(S1), 제4 MOSFET(S4)는 턴 오프되어 전류가 도통되지 않는다.
어떠한 MOSFET도 턴 온되지 않은 상태를 데드 타임(Dead Time)이라 하며, 이 구간에서는 제1 MOSFET(S1), 제4 MOSFET(S4)의 내부 커패시터가 전류의 흐름이 정방향이므로 충전을 실시하게 되며, 제2 MOSFET(S2), 제3 MOSFET(S3)의 내부 커패시 터는 전류의 흐름이 역방향이므로 방전을 실시하게 된다.
이와 같은 동작이 수행되는 시간을 t1 이라 하고, 각각의 파형을 확인하면, 제1 MOSFET(S1), 제4 MOSFET(S4)가 오프 되는 시점으로 정의하며, 이 구간 동안의 각 소자의 파형을 살펴본다.
이때, 누설 인덕턴스(Lk)에 흐르는 전류(ILK)를 보면, 입력 전원(Vin)- 보조 커패시터에 걸린 전압(Vc로 표기) - 고주파 변압수단의 양단에 걸린 전압(Vpri)이 전압 감소로 인해 감소하기 시작한다.
즉, 누설 인덕턴스(Lk)의 양단의 전압을 측정하기 위해서는 누설 인덕턴스(Lk)의 전단과 후단에서 걸리는 전압을 측정하여 빼야하기 때문에 상기와 같은 정의가 도출되는 것이다.
그리고, 제1 MOSFET(S1), 제4 MOSFET(S4)에는 누설 인덕턴스(Lk)에 흐르는 전류(ILK)와 동일한 전류가 흐르는 것을 파형으로 확인할 수 있으며, 제1 다이오드(D1)의 전류도 서서히 감소하는 것을 알 수 있다.
도 6은 본 발명에 따른 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 동작 및 파형을 도시한 도이다. 도 6에 도시된 바와 같이, 제1, 제4 MOSFET(S1, S4)는 충전을 완료하게 되고, 제2, 제3 MOSFET(S2, S3)은 방전을 완료하며, 고주파 변압수단의 누설 인덕턴스(Lk)에 인가되는 전압에 의해 누설 인덕턴스(Lk)에 흐르는 전류(ILK)는 계속적으로 감소하게 된다.
이때, 제2 MOSFET(S2), 제3 MOSFET(S3)의 전류는 내부 다이오드를 통해 인가받게 되고, 제2 MOSFET(S2), 제3 MOSFET(S3)의 게이트로 구동 신호가 인가되어 상기 내부 다이오드로 흐르던 전류가 채널의 역방향으로 흐르는 동기 정류 방식으로 동작하며, 상기 전류는 계속적으로 감소하여 0 이 되며, 이에 따라 제1 다이오드(D1)은 영전류 스위칭 턴 오프(turn off) 되므로, 역회복에 의한 전압 서지가 발생되지 않는다.
이와 같은 동작이 수행되는 시간을 t1~t2 이라 하고, 각각의 파형을 확인하면, 제2 MOSFET(S2), 제3 MOSFET(S3)는 역방향으로 도통되면서 상기 영전압 스위칭 턴 온 동작을 수행시키게 되며, 누설 인덕턴스(Lk)에 흐르는 전류는 (ILK)는 입력 전원(Vin) - 보조 커패시터에 걸린 전압(Vc로 표기) - 고주파 변압수단의 양단에 걸린 전압(Vpri)이 전압 인가로 인해 급격하게 감소되게 된다.
따라서, 누설 인덕턴스(Lk)에 흐르는 전류는 (ILK)가 0 이 되면서, 제1 다이오드(D1)는 턴 오프(turn off)되고, 역회복에 의한 전압 서지가 발생되지 않는 것을 제1 다이오드(D1)의 전류(ID1)을 통해서 알 수 있다.
즉, 종래 기술에 따른 제1 다이오드(D1)의 전류(ID1)는 역회복에 따라 X 자로 겹치는 부분이 발생하는 등, 역회복에 따른 전압 서지 및 전류가 발생하는데, 본 발명에 따른 제1 다이오드(D1)의 전류(ID1)는 겹치는 부분이 없이 0 으로 감소하는 것을 볼 수 있다.
도 7은 본 발명에 따른 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 동작 및 파형을 도시한 도이다. 도 7에 도시된 바와 같이, 공급 전원(Vin)에서 전원이 공급되고, 제2 MOSFET(S2), 제3 MOSFET(S3)의 채널 역방향으로 흐르던 전류가 0 이 된 후, 자연적으로 채널의 정방향으로 전원이 인가되게 되고 영전압 스위칭에 의한 제2 MOSFET(S2), 제3 MOSFET(S3)이 턴 온(Turn on) 된다.
이와 같은 경우, 제2 MOSFET(S2), 제3 MOSFET(S3)만 턴 온된 상태이기 때문에, 공급 전원(Vin), 제2 MOSFET(S2), 보조 커패시터(Vc로 표기), 고주파 변압수단의 1차측, 제3 MOSFET(S3)이 폐회로를 형성하게 된다.
따라서, 고주파 변압수단의 2차측으로 권선수에 따른 승압된 전원이 흐르게 되며, 제2 다이오드(D2), 제1 필터 커패시터(Cf1), 제2 필터 커패시터(Cf2)가 충전되게 되며, 상기 제1 필터 커패시터(Cf1), 제2 필터 커패시터(Cf2)에 걸린 전압이 출력측으로 출력되는 총 전압이므로, 제1 필터 커패시터(Cf1), 제2 필터 커패시터(Cf2)는 전압 더블러(체배기)의 역할을 수행하게 된다.
이와 같은 동작이 수행되는 시간을 t2~t3 이라 하고, 각각의 파형을 확인하면, 듀티 시간(DT: Duty Time)과 제2 MOSFET(S2), 제3 MOSFET(S3)의 듀티 시간을 합치게 되면 1 주기(T)가 되며, 본 발명에서는 제1 스위칭 레그의 듀티 시간을 D 라 하면, 제2 스위칭 레그의 듀티 시간을 1-D 로 정의하며, 이 구간 동안의 각 소자의 파형을 살펴본다.
여기서, Vg2, Vg3는 제2 MOSFET(S2), 제3 MOSFET(S3)의 게이트로 입력된 구동신호를 의미한다.
그리고, Vs1은 제1 MOSFET(S1)에 걸린 전압, Is2는 제2 MOSFET(S2)에 흐르는 전류, Vpri는 고주파 변압수단의 1차측(Primary)으로 걸리는 전압, VLK는 누설 인덕턴스(Lk)의 양단에 걸리는 전압, ILK는 누설 인덕턴스(Lk)로 흐르는 전류, ID2은 제2 다이오드(D2)에 흐르는 전류를 의미한다.
여기서, 누설 인덕턴스(Lk)에 흐르는 전류(ILK)를 보면, 입력 전원(Vin)- 보조 커패시터에 걸린 전압(Vc로 표기) + 고주파 변압수단의 양단에 걸린 전압(Vpri)에 의해 역방향으로 증가하기 시작한다.
그리고, 제2 MOSFET(S2), 제3 MOSFET(S3)에는 누설 인덕턴스(Lk)에 흐르는 전류(ILK)와 동일한 전류가 역전된 것을 파형으로 확인할 수 있으며, 제2 다이오드(D2)도 도통되어 상기 전류(ILK)와 역전된 파형의 전류가 점점 증가하는 것을 알 수 있다.
한편, 제1 MOSFET(S1), 제4 MOSFET(S4)에는 상기 누설 인덕턴스(Lk)에 흐르는 전류(ILK)와 동일한 전류가 흐르는 것을 확인할 수 있다.
도 8은 본 발명에 따른 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 동작 및 파형을 도시한 도이다. 도 8에 도시된 바와 같이, 제2 스위칭 레그인 제2 MOSFET(S2), 제3 MOSFET(S3)의 게이트로 구동 신호를 제거되면, 제2 MOSFET(S2), 제3 MOSFET(S3)는 턴 오프되어 전류가 도통되지 않는다.
어떠한 MOSFET도 턴 온되지 않은 상태를 데드 타임(Dead Time)이라 하며, 이 구간에서는 제1 MOSFET(S1), 제4 MOSFET(S4)의 내부 커패시터가 전류의 흐름이 역방향이므로 방전을 실시하게 되며, 제2 MOSFET(S2), 제3 MOSFET(S3)의 내부 커패시터는 전류의 흐름이 정방향이므로 충전을 실시하게 된다.
이와 같은 동작이 수행되는 시간을 t3 이라 하고, 각각의 파형을 확인하면, 제2 MOSFET(S2), 제3 MOSFET(S3)가 오프 되는 시점으로 정의하며, 이 구간 동안의 각 소자의 파형을 살펴본다.
이때, 누설 인덕턴스(Lk)에 흐르는 전류(ILK)를 보면, 입력 전원(Vin) + 보조 커패시터에 걸린 전압(Vc로 표기) + 고주파 변압수단의 양단에 걸린 전압(Vpri)이 전압 감소로 인해 감소하기 시작한다.
그리고, 제2 MOSFET(S2), 제3 MOSFET(S3)에는 누설 인덕턴스(Lk)에 흐르는 전류(ILK)와 동일한 전류가 흐르는 것을 파형으로 확인할 수 있으며, 제2 다이오드(D2)의 전류도 서서히 감소하는 것을 알 수 있다.
도 9은 본 발명에 따른 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 동작 및 파형을 도시한 도이다. 도 9에 도시된 바와 같이, 제1, 제4 MOSFET(S1, S4)는 방전을 완료하게 되고, 제2, 제3 MOSFET(S2, S3)은 충전을 완료하며, 고주파 변압수단의 누설 인덕턴스(Lk)에 인가되는 전압에 의해 누설 인덕턴스(Lk)에 흐르는 전류(ILK)는 계속적으로 증가하게 된다.
이때, 제1 MOSFET(S1), 제4 MOSFET(S4)의 전류는 내부 다이오드를 통해 인가받게 되고, 제1 MOSFET(S1), 제4 MOSFET(S4)의 게이트로 구동 신호가 인가되어 상기 내부 다이오드로 흐르던 전류가 채널의 역방향으로 흐르는 동기 정류 방식으로 동작하며, 상기 전류는 계속적으로 감소하여 0 이 되며, 이에 따라 제2 다이오드(D2)은 영전류 스위칭 턴 오프(turn off) 되므로, 역회복에 의한 전압 서지가 발생되지 않는다.
이와 같은 동작이 수행되는 시간을 t3~t4 이라 하고, 각각의 파형을 확인하면, 제1 MOSFET(S1), 제4 MOSFET(S4)는 역방향으로 도통되면서 상기 영전압 스위칭 턴 온 동작을 수행시키게 되며, 누설 인덕턴스(Lk)에 흐르는 전류는 (ILK)는 입력 전원(Vin) + 보조 커패시터에 걸린 전압(Vc로 표기) + 고주파 변압수단의 양단에 걸린 전압(Vpri)이 전압 인가로 인해 급격하게 감소되게 된다.
따라서, 누설 인덕턴스(Lk)에 흐르는 전류는 (ILK)가 0 이 되면서, 제2 다이오드(D2)는 턴 오프(turn off)되고, 역회복에 의한 전압 서지가 발생되지 않는 것을 제2 다이오드(D2)의 전류(ID2)을 통해서 알 수 있다.
즉, 종래 기술에 따른 제2 다이오드(D2)의 전류(ID2)는 역회복에 따라 X 자로 겹치는 부분이 발생하는 등, 역회복에 따른 전압 서지 및 전류가 발생하는데, 본 발명에 따른 제2 다이오드(D2)의 전류(ID2)는 겹치는 부분이 없이 0 으로 감소하는 것을 볼 수 있고, 이에 따라 스너버 회로와 같은 별도의 회로가 필요치 않게 된 다.
도 10은 본 발명에 따른 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 동작 및 파형을 도시한 도이다. 도 10에 도시된 바와 같이, 보조 커패시터(C로 표기), 누설 인덕턴스(Lk), 고주파 변압수단의 1차측 및 2차측을 보면, 누설 인덕턴스(Lk)를 흐르는 전류(Ipri로 표기)는 0 이되고, 2차측으로 흐르는 전류(Isec)도 0 이 되므로, 자화 인덕턴스(Lm)로 흐르는 전류는 0 이 된다.
따라서, 고주파 변압수단의 자화 인덕턴스(Lm)로 인하여 발생되는 직류 옵셋이 없다.
덧붙이면, 통상적으로 비대칭 스위칭을 하는 컨버터는 자화인덕터의 직류 오프셋에 의한 변압기 포화를 막기 위해 추가회로가 필요하지만, 제안하는 컨버터는 도 22과 같이 변압기에 직렬로 작은 용량의 보조 커패시터(C)를 추가하는 것으로 직류 오프셋을 제거할 수 있다.
이에 따라, 커패시터에 흐르는 전류의 평균값이 정상상태에서 0A라는 사실로부터 Ipri=0A, Isec=0A 이므로 ILm=0A가 되므로, 도 22와 같이, 1, 3사 분면 모두다 대칭적으로 이용되고 결과적으로 높은 전력밀도가 가능해지고 변압기에서 발생하는 코어 손실이 줄어드는 이점을 가지게 된다.
도 11은 본 발명에 따른 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터와 종래 기술에 따른 위상천이 풀 브릿지 컨버터의 파형 및 회로도를 비교한 도이다. 도 11에 도시한 바와 같이, (가)는 위상천이 컨버터이고 (나)는 본 발명의 컨버터이다.
(가)를 보면, 위상천이 방식은 2차측 정류수단에 필터 인덕터가 존재하기 때문에 다이오드 전류(Commutation) 동작으로 인해 변압기의 전압이 0V 가 되어 에너지 전달이 이루어지지 않은 듀티 손실(Duty loss)이 존재하며, 입, 출력의 전압차가 크기 때문에 권선수 비율이 큰 제품일수록 상술한 현상이 두드러진다.
여기서, 전류(Commutation) 동작이란, 도 23에 도시된 바와 같이, 2 차측에 필터 인덕터가 있는 경우 필터 인덕터의 평균 전류는 항상 부하 전류이므로 다이오드를 통해 전류를 계속 공급한다. 스위치가 오프 되는 경우(스위치 S4 오프) 다이오드 D1에 흐르던 전류가 다이오드 D2로 나눠지고 모든 전류가 다이오드 D2로 흐를 때까지의 동작이다.
(나)를 보면, 본 발명의 컨버터는 2차측 정류수단이 전압 체배기(더블러)의 구조이기 때문에, 다이오드 전류 동작이 없으므로 듀티 손실도 거의 발생되지 않으며, 입력 전류 파형과 같이, (가)의 위상천이 방식과는 달리 항상 에너지가 전달되므로, 순환 전류가 없어 도통 손실이 작다.
특히, 연료전지와 같은 입력 전압이 높거나 부하가 작은 경우의 위상 천이 방식은 순환 전류가 크지만, 본 발명에 따른 컨버터는 순환 전류가 없으므로 부하가 작은 경우 손실이 최소화된다.
여기서, Vo*(1-D)/N 과 Vo*D/N 이 의미하는 바는, 변압기 양단 전압 Vpri를 출력 전압으로 표현한 식이며, Vo*(1-D)/N는 스위치 S1, S4가 온 되었을 경우 Vpri 에 인가되는 전압이며, Vo*D/N는 스위치 S2, S3가 온 되었을 경우 Vpri에 인가되는 전압을 말한다.
도 12 내지 도 14는 본 발명에 따른 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터와 종래 기술에 따른 위상천이 풀 브릿지 컨버터의 주요 소자 정격을 비교하기 위한 도이다.
종래 기술의 위상천이 풀 브릿지 회로와 본 발명에 따른 컨버터를 동일한 사양으로 설계한 후, 주요 소자의 정격을 하기 표에서 비교한다.
즉, 입력 전압을 35-55V, 출력전압을 360V, 전력은 1kW, 주파수는 70kHz, △ILf를 10%, △Vout를 3%로 설계한다.
여기서, △ILf는 인덕터 전류 리플(peak to peak)을 부하전류의 10% 제한한다는 뜻으로 필터 인덕터를 설계하는 필요한 사항이며, △Vout은 출력 전압 리플(peak to peak)을 출력전압의 3% 제한한다는 뜻으로 필터 커패시터를 설계하는 필요한 사항이다.
종래 기술 본 발명
스위치
 55V 55V
45A, 25A 45A, 25A
여기서, 도 12를 표 1을 참조하여 보면, 종래기술의 (가)와 본 발명의 (나)의 스위치(S1, S2)의 정격 전압은 입력 전압으로 고정되어 있다.
종래기술 본 발명


변압기


 권선수 비(Turn Ratio) 1:12 1:5
1차측 Vrms 33V 33.5V
Irms 34.5A 34A
2차측 Vrms 390V 184V
Irms 4.4A 6A
kVA 1427VA 1121.5VA
여기서, 도 13을 표 2를 참조하여 보면, 종래기술의 (가)는 권선수 비가 1: 12지만, 본 발명에 따른 (나)는 1:5 로 줄어 있음을 알 수 있으며, 변압기 정격도 1427VA에서 1121.5VA로 감소된 것을 알 수 있고, 이에 따라 종래 기술에 따른 (가)의 컨버터보다 훨씬 작고 전력 효율도 높아진 것을 알 수 있다.
반면, (나)의 컨버터는 듀티 손실이 커지기 때문에 권선수 비가 증가하고, 이에 따라 컨버터의 크기가 본 발명에 따른 (나)보다 비교적 크게 형성되며, 전력 효율도 낮아지는 것을 알 수 있다.
종래 기술 본 발명
다이오드
 855V 360V
3.5A 8A
여기서, 도 14를 표 3을 참조하여 보면, 본 발명에 따른 (나)의 컨버터가 종래 기술에 따른 (가)의 컨버터보다 전압 정격이 855V 에서 360V로 줄어 약 2.3 배 낮은 것을 알 수 있으며, 이와 같은 경우 다이오드 소자를 선정할 경우 매우 유리한 점으로 작용한다.
이때, 유리한 이유는 높은 전압 정격의 다이오드는 도통 전압 드롭(Forward voltage drop)에 의한 손실이 커지며 다이오드의 단가를 증가시키는 문제점이 있고, 본 발명에 따른 컨버터는 다이오드 전압 정격이 작으므로 기존 방식보다 유리하다.
도 15 내지 도 18은 본 발명에 따른 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 각 소자의 파형을 나타낸 도이다. 도 15를 보면, 제1 스위칭 레그인 제1 MOSFET(S1), 제4 MOSFET(S4)의 게이트에는 동일한 시간대에 구동 신호가 입력되고, 상기 제1 스위칭 레그가 동작되는 동안에는 제2 스위칭 레그인 제2 MOSFET(S2), 제3 MOSFET(S3)의 게이트에는 구동 신호가 입력되지 않아 턴 온되지 않도록 한다.
반대로, 제2 스위칭 레그인 제2 MOSFET(S2), 제3 MOSFET(S3)의 게이트에 동일한 시간대에 구동 신호가 입력되면, 제1 스위칭 레그인 제1 MOSFET(S1), 제4 MOSFET(S4)의 게이트에는 구동 신호가 입력되지 않아 상보적인 동작을 하는 것을 확인할 수 있다.
도 16를 참조하면, 제1 스위칭 레그 중 제1 MOSFET(S1)의 전압 및 전류, 제2 스위칭 레그 중 제2 MOSFET(S2)의 전압 및 전류를 볼 수 있으며, 여기서 제1 MOSFET(S1)와 제2 MOSFET(S2)에서 영전압 스위칭 턴 온이 일어나는 것을 확인할 수 있다.
도 17을 보면, 고주파 변압수단의 1차측(Primary)으로 입력되는 전압(Vpri)과 전류(Ipri)를 확인할 수 있으며, 듀티 손실(Duty loss)은 무시할만한 수준이며, 순환 전류(Circulating Current)는 없는 것을 알 수 있다.
도 18을 보면, 제1 다이오드(D1)과 제2 다이오드(D2)의 전압(VD1, VD2) 및 전류(VD2, ID2)를 측정한 파형을 볼 수 있으며, 본 발명에 따른 컨버터는 제1 스위칭 레그 및 제2 스위칭 레그의 상보적인 동작(MOSFET의 턴 온/오프)으로 항상 출력측 부하로 에너지를 전달하는 것을 알 수 있다.
그리고, 제1 다이오드(D1), 제2 다이오드(D2)는 영전류 스위칭 턴 오프 동작이 이루어지는 것을 볼 수 있다.
도 19는 본 발명의 실시예에 따른 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 개략적인 회로 구성을 도시한 도이다. 도 19의 (가)는 본 발명의 컨버터를 1, 2차측 대전류 응용을 위한 2상 컨버터로 변형한 예이다.
여기서, 본 발명과 기본적인 구조는 같으나, 2 개의 고주파 변압수단(TR1, TR2)을 사용함에 따라 보조 커패시터(C1)가 하나가 아닌 2 개(C1, C2)로 증가하였다.
또한, 상기 고주파 변압수단(TR1, TR2)이 2개로 늘어나기 때문에 정류 수단의 다이오드의 소자수도 증가하였으며, 2개의 다이오드(D1, D2)에서 2 개(D3, D4)가 더 늘어난 4 개로 구성되었다.
이렇게 구성한 이유는, 본 발명은 상기 도 3의 (가)와 같이 스위칭 수단(10)이 풀브리지 구조로 되어있으며, 상기 도 3과 같이 풀브리지 구조에서 스위치 S1, S2를 커패시터 C1, C2로 대체하고 보조 커패시터(20)을 제거하면 하프 브리지 컨버터가 된다.
또, 도 3과 같이 변환하는 이유는 컨버터를 확장하기 위함이고, 상기 도 3은 컨버터를 확장하기 위한 기본 구조이다.
도 19의 (나)는 본 발명의 컨버터의 실시예로서, 고승압 응용을 위한 2상 컨버터 회로도이고, (가)와는 다르게 제1 필터 커패시터(Cf1), 제2 필터 커패시터(Cf2) 뿐만 아니라, 늘어난 다이오드(D3, D4)에 맞게 필터 커패시터도 증가하였다(Cf3, Cf4).
도 19의 (다)는 본 발명의 컨버터의 실시예로서, 1차측은 대전류를 이용하고, 2차측은 저전류를 이용하는 경우에, 2차측의 소자수 절감을 위한 2상 컨버터 회로도이다. 이는 정류 수단의 다이오드 및 필터 커패시터의 소자 수를 기본적인 컨버터 구성과 동일하게 구성하였다.
한편, 도 19의 (가)는 1, 2차측 대전류 응용을 위한 2상 컨버터로 도 3의 컨버터를 스위치 레그(S3, S4), 변압기(TR2), 다이오드(D3, D4)를 증가하여 구성한 컨버터이다.
이때, 커패시터 C1과 C2 사이에 TR1과 TR2 각각 하나의 선들이 공유 접속되어 있다. 도 19의 (나)는 고승압을 위한 1차측 병렬 연결, 2차측 직렬 연결한 2상 컨버터이고, 정류수단의 커패시터를 직렬연결함으로서 출력전압이 2배 증가하게 된다.
또, 도 19의 (다)는 1차측 대전류, 2차측 저전류 응용의 경우 2차측 소자수 절감을 위한 2상 컨버터이다. 보통 2상 컨버터라 하면 도 19의 (가)처럼 1, 2차측 모두 2개의 레그를 가지고 있지만 2차측이 저전류이기 때문에 다이오드 수를 늘리지 않고 하나의 레그만으로 전류를 분배 하여 소자수를 절감하는 장점이 있다. 이 때 2차측 변압기는 직렬로 연결한다.
도 20은 본 발명의 실시예에 따른 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 개략적인 회로 구성을 도시한 도이다. 도 20의 (가)는 본 발명의 컨버터를 1, 2차측 대전류 응용을 위한 3상 컨버터로 변형한 예이다.
여기서, 본 발명과 기본적인 구조는 같으나, 3 개의 고주파 변압수단(TR1, TR2, TR3)을 사용함에 따라 보조 커패시터(C1)가 하나가 아닌 2 개(C1, C2)로 증가하였고, 스위치 역할을 수행하는 MOSFET도 2 개(S5, S6) 더 늘어났다.
또한, 상기 고주파 변압수단(TR1, TR2, TR3)이 3개로 늘어나기 때문에 정류 수단의 다이오드의 소자수도 증가하였으며, 2개의 다이오드(D1, D2)에서 4 개(D3, D4, D5, D6)가 더 늘어난 6 개로 구성되었다.
도 20의 (나)는 본 발명의 컨버터의 실시예로서, 고승압 응용을 위한 3상 컨버터 회로도이고, (가)와는 다르게 제1 필터 커패시터(Cf1), 제2 필터 커패시터(Cf2) 뿐만 아니라, 늘어난 다이오드(D3, D4, D5, D6)에 맞게 필터 커패시터도 증가하였다(Cf3, Cf4, Cf5, Cf6).
도 20의 (다)는 본 발명의 컨버터의 실시예로서, 1차측은 대전류를 이용하고, 2차측은 저전류를 이용하는 경우에, 2차측의 소자수 절감을 위한 3상 컨버터 회로도이다. 이는 정류 수단의 다이오드 및 필터 커패시터의 소자 수를 기본적인 컨버터 구성과 동일하게 구성하였다.
여기서, 도 20과 같이 구성한 이유는, 대전력 응용일수록 전류가 커져 상수를 증가시켜야 하기 때문이다.
또, 도 20은 3상 컨버터로 (가)는 1, 2차측 모두 대전류 응용을 위함이고 (나)는 고승압을 위한 1차측 병렬연결 2차측 직렬연결한 컨버터이며 (다)는 1차측 대전류, 2차측 저전류 응용을 위함이다.
도 21은 본 발명의 실시예에 따른 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 개략적인 회로 구성을 도시한 도이다. 도 21의 (가)는 본 발명의 컨버터를 1, 2차측 대전류 응용을 위한 N 상 컨버터로 변형한 예이다.
여기서, 본 발명과 기본적인 구조는 같으나, N 개의 고주파 변압수단(TR1, TR2, TR3...TRn)을 사용함에 따라 보조 커패시터(C1)가 하나가 아닌 2 개(C1, C2)로 증가하였고, 스위치 역할을 수행하는 다이오드도 N 개로 늘어났다.
또한, 상기 고주파 변압수단(TR1, TR2, TR3...TRn)이 N 개로 늘어나기 때문에 정류 수단의 다이오드의 소자수도 증가하였으며, 2개의 다이오드(D1, D2)에서 총 개수가 N 개가 되도록 구성되었다.
도 21의 (나)는 본 발명의 컨버터의 실시예로서, 고승압 응용을 위한 N 상 컨버터 회로도이고, (가)와는 다르게 제1 필터 커패시터(Cf1), 제2 필터 커패시터(Cf2) 뿐만 아니라, 늘어난 다이오드에 맞게 총 개수가 N 개가 되도록 필터 커패시터도 증가하였다.
도 21의 (다)는 본 발명의 컨버터의 실시예로서, 1차측은 대전류를 이용하고, 2 차측은 저전류를 이용하는 경우에, 2 차측의 소자수 절감을 위한 N 상 컨버터 회로도이다. 이는 정류 수단의 다이오드 및 필터 커패시터의 소자 수를 기본적인 컨버터 구성과 동일하게 구성하였다.
도 21은 위와 같은 식으로 점점 확장을 나타내어 N상으로 표현한 예이다.
이상에서는 본 발명의 바람직한 실시예를 예시적으로 설명하였으나, 본 발명의 범위는 이 같은 특정 실시예에만 한정되지 않으며 해당 분야에서 통상의 지식을 가진자라면 본 발명의 특허청구범위 내에 기재된 범주 내에서 적절하게 변경이 가능할 것이다.
도 1은 종래 기술에 따른 위상천이 풀 브릿지 컨버터의 구성을 간략하게 도시한 회로도.
도 2는 종래 기술에 따른 위상천이 풀 브릿지 컨버터의 구성을 간략하게 도시한 회로도.
도 3은 본 발명에 따른 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 구성을 개략적으로 도시한 회로도.
도 4 내지 도 10은 본 발명에 따른 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 동작 및 파형을 도시한 도.
도 11은 본 발명에 따른 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터와 종래 기술에 따른 위상천이 풀 브릿지 컨버터의 파형 및 회로도를 비교한 도.
도 12 내지 도 14는 본 발명에 따른 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터와 종래 기술에 따른 위상천이 풀 브릿지 컨버터의 주요 소자 정격을 비교하기 위한 도.
도 15 내지 도 18은 본 발명에 따른 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 각 소자의 파형을 나타낸 도.
도 19 내지 도 21은 본 발명의 실시예에 따른 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터의 개략적인 회로 구성을 도시한 도.
도 22는 변압기 코어의 B-H 곡선.
도 23은 전류 동작을 도시한 도.
<도면의 주요 부분에 대한 도면 부호의 간단한 설명>
10: 스위칭 수단 20: 보조 커패시터
30: 고주파 변압수단 40: 정류수단

Claims (10)

  1. 소프트 스위칭으로 구동하는 DC-DC 컨버터에 있어서,
    다수개의 스위치가 구비되고, 공급 전원의 직류 전원 및 게이트로 입력되는 제어 신호에 의해 상보적으로 온/오프 되는 스위칭 수단;
    상기 스위칭 수단에서 입력된 전압을 승압하는 고주파 변압수단;
    상기 스위칭 수단과 상기 고주파 변압수단 사이에 직렬로 연결되는 보조 커패시터;
    상기 스위칭 수단의 상보적인 온/오프 및 고주파 변압수단의 승압된 전압에 대한 정류를 수행하는 정류수단
    을 포함하는 것을 특징으로 하는 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터.
  2. 청구항 2에 있어서,
    상기 스위칭 수단은
    상기 전원의 하나의 선과 상기 보조 커패시터 간 노드에 연결된 제1 MOSFET 및 상기 전원의 다른 하나의 선과 상기 고주파 변압수단의 다른 하나의 선 간 노드에 연결된 제4 MOSFET을 포함하는 제1 스위칭 레그;
    상기 전원의 다른 하나의 선과 상기 제1 MOSFET 간 노드에 연결된 제2 MOSFET 및 상기 제1 MOSFET과 상기 제4 MOSFET 간 노드에 연결되고, 상기 제1 MOSFET과 병렬로 연결된 제3 MOSFET을 포함하는 제2 스위칭 레그
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터.
  3. 청구항 2에 있어서,
    상기 고주파 변압수단의 1차측 하나의 중성선은 상기 제1 MOSFET, 제2 MOSFET 사이에 공유 접속되고, 1차측 다른 하나의 중성선은 상기 제3 MOSFET, 제4 MOSFET 사이에 공유 접속되는 것을 특징으로 하는 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터.
  4. 청구항 2에 있어서,
    상기 제1 스위칭 레그 및 제2 스위칭 레그의 듀티비의 합은 1 인 것을 특징으로 하는 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 스위칭 수단의 스위칭 레그는 전원의 크기가 증가할수록 상기 상수에 비례하여 증가하는 것을 특징으로 하는 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터.
  6. 청구항 1에 있어서,
    상기 보조 커패시터는 전원의 크기가 증가하면, 상기 스위칭 수단과 상기 고주파 변압수단 간 노드에 한 쌍으로 구비되는 것을 특징으로 하는 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터.
  7. 청구항 1에 있어서,
    상기 고주파 변압수단은 상기 전원의 크기가 증가할수록 상기 상수에 비례하여 증가하는 것을 특징으로 하는 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터.
  8. 청구항 1에 있어서,
    상기 정류수단은
    상기 스위칭 수단의 온/오프에 따라 영전류 스위칭에 따른 역회복에 의한 전압 서지가 제거되도록, 상기 고주파 변압수단의 2차측 하나의 선에서 출력된 순방향 전류를 도통시키는 제1 다이오드 및 상기 제1 다이오드과 직렬로 연결된 제2 다이오드;
    상기 제1 다이오드 및 제2 다이오드와 각각 병렬로 연결된 제1 필터 커패시터 및 제2 필터 커패시터
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터.
  9. 청구항 7에 있어서,
    상기 정류수단의 다이오드 및 필터 커패시터는 상기 전원의 크기가 증가할수록 상기 상수에 비례하여 증가되는 것을 특징으로 하는 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터.
  10. 청구항 7에 있어서,
    상기 고주파 변압수단의 2차측 하나의 중성선은 제1 다이오드, 제2 다이오드 사이에 공유 접속되고, 2차측 다른 하나의 중성선은 상기 제1 필터 커패시터, 제2 필터 커패시터 사이에 공유 접속되는 것을 특징으로 하는 소프트 스위칭 기능을 갖는 ＤＣ­ＤＣ 컨버터.
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