EP1275203A1 - Schaltung zur reduktion der schaltverluste elektronischer ventile - Google Patents

Schaltung zur reduktion der schaltverluste elektronischer ventile

Info

Publication number
EP1275203A1
EP1275203A1 EP01923373A EP01923373A EP1275203A1 EP 1275203 A1 EP1275203 A1 EP 1275203A1 EP 01923373 A EP01923373 A EP 01923373A EP 01923373 A EP01923373 A EP 01923373A EP 1275203 A1 EP1275203 A1 EP 1275203A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
electronic
valve
losses
saturation
switch
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP01923373A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Wolfgang Croce
Günther Danhofer
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Individual
Original Assignee
Individual
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Individual filed Critical Individual
Publication of EP1275203A1 publication Critical patent/EP1275203A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/08—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage
    • H03K17/081—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0814—Modifications for protecting switching circuit against overcurrent or overvoltage without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the output circuit

Definitions

  • the application relates to a circuit for reducing the switching losses of electronic valves, a saturation coil for reducing the switching losses being arranged in series with the electronic valve.
  • Controlled and uncontrolled semiconductor components are subsumed under the term electronic valves.
  • the controlled semiconductor components are controlled either by the electrical current supplied to an electrode or by the electrical potential applied to such an electrode. These include, for example, bipolar and unipolar transistors, thyristors or comparable electronic components. Diodes in which the current is a function of the voltage are, for example, uncontrolled electronic valves.
  • coils are connected in series with the transistor.
  • the inrush current can be delayed by appropriate dimensioning of the coil, as a result of which the power loss, characterized by the integral of the product of current and voltage, can be reduced.
  • a capacitor can be used in parallel with the transistor to reduce the voltage steepness.
  • the maximum operating frequency of the electronic valve is greatly reduced by the inductance or capacitance.
  • the power loss that normally occurs in the transistor is also destroyed in another component, for example in the coil or the capacitor, with damping resistors connected in series, as a result of which there is in fact only a displacement, but not a real reduction in the power loss.
  • Such saturation coils or step chokes for reducing the switch-on losses of electronic valves are known for example from DE 35 42 751 AI, DE 33 34 794 AI or DE 28 29 840 AI.
  • thyristors When using thyristors as electronic valves, it is known, for example from the document "Power Electronics: Fundamentals and Applications” by Rainer Jäger, VDE Verlag Berlin 1980, pages 165-181, to arrange a further thyristor in parallel via a capacitor in order to quench the thyristor.
  • a swinging circuit which is arranged parallel to the auxiliary thyristor, serves to ensure a periodic function of the thyristor.
  • the capacitor is recharged via this oscillating circuit, which consists of an inductor and diode in series, for example.
  • the arrangement does not reduce the switching losses of the thyristor.
  • valve relief In order to reduce both the switch-on and switch-off losses, compromises are usually made between valve relief and the maximum operating frequency, since it has so far not been possible to combine the circuits for reducing the switch-on losses and the switch-off losses with a reasonably high operating frequency.
  • US Pat. No. 5,341,004 A discloses a semiconductor circuit with reduced switching losses, in which a second semiconductor element, which is of the same type as the first semiconductor element, is applied in parallel to the semiconductor element, for example the transistor.
  • the second semiconductor element has a higher saturation voltage and a shorter fall time than the first semiconductor element. Because the faster semiconductor element during the switch-off phase the current takes over, the turn-off losses of the first semiconductor element can be reduced in accordance with the shortened switching time.
  • the object of the invention is to achieve the most effective possible reduction of both the switch-on and switch-off losses in electronic valves.
  • the disadvantages of known systems are to be avoided or at least reduced.
  • the maximum frequency of the electronic valve should not be significantly reduced by the circuit according to the invention and the circuit according to the invention should be as simple as possible and therefore inexpensive.
  • the object of the invention is achieved in that an electronic auxiliary valve is arranged parallel to the electronic valve and a series circuit of at least one inductor and a diode for discharging the capacitor is arranged parallel to the electronic valve, the electronic auxiliary valve being activated before the electronic valve is switched off , so that the auxiliary valve takes over the current flowing through the electronic valve and thus the power loss of the electronic valve is minimized during the switch-off process.
  • the known saturation coil connected in series with the electronic valve has an inductance which is variable as a function of time or current, which is as large as possible when the electronic valve is switched on and as small as possible after the switch-on process, so that the current is opposite the voltage of the electronic valve is delayed during the switch-on process and the power loss of the electronic valve is minimized during the switch-on process.
  • This inductance ensures that the current is delayed so much during a switch-on process that the power loss occurring in the electronic valve, characterized by the integral of the product of the voltage and the current, is almost negligible, while the inductance decreases so strongly after the switch-on process , so that there is no significant limitation of the maximum operating frequency of the electronic valve.
  • the coil can be arranged anywhere in the current path of the electronic valve.
  • the electronic auxiliary valve which is arranged parallel to the electronic valve via a capacitor, becomes controlled before the electronic valve is switched off, so that the circuit branch takes over the current flowing through the electronic valve. This also minimizes the power loss of the electronic valve during the switch-off process.
  • a series connection of at least one inductor and one diode for discharging the capacitor is provided in parallel with the auxiliary valve.
  • a saturation coil is arranged in series with the electronic auxiliary valve to reduce the switch-on losses of the auxiliary valve, the total switching losses can be reduced further.
  • the non-linearity of the inductance of the coil is achieved in that it is formed by a choke with a magnetic core, and in that the choke is dimensioned such that it saturates immediately after the electronic valve or the electronic auxiliary valve is switched on goes.
  • the choke loses its inductive resistance in saturation, since all elementary magnets of the core material are magnetized.
  • the choke does not limit the effective operating frequency. Since the choke hardly stores any more energy in the magnetic field in saturation, the losses and overvoltages generated and their energy content are very low and can be fed back into the supply by suitable circuits, for example.
  • the circuit according to the invention for reducing the switch-on losses can be adapted exactly to the respective application.
  • a microcontroller is provided for controlling the electronic valves and electronic auxiliary valves. This allows the circuit to be sentences are adjusted.
  • 1 is a schematic circuit consisting of a transistor as an electronic valve
  • FIG. 3 shows the circuit according to FIG. 1 with a saturation choke to reduce the switch-on losses
  • FIG. 6 shows an embodiment variant of the circuit according to the invention for the combined reduction of the switch-on and switch-off losses of transistors
  • Fig. 1 shows a transistor T as an electronic valve.
  • the transistor T switches a voltage U 0 to a load, represented by a series connection of a load resistor R L and a load inductance L L.
  • a corresponding base current I B is applied to the base of the transistor T.
  • the time profiles of the base current I B , the collector-emitter voltage U CE , the collector current I c and the resulting power loss P v during a switching on and off process of the transistor are shown in FIGS. 2a to 2d.
  • the courses are only schematic representations.
  • the collector current I c gradually increases to its maximum value after a certain switch-on delay time t d .
  • the collector-emitter voltage U CE gradually drops to a minimum value which depends on the transistor type and the collector current I c .
  • the collector-emitter voltage U CE gradually rises again during the so-called storage time t s and the collector current I c then drops to a negligible residual current.
  • Fig. 3 shows a simplified circuit of an electronic valve in the form of a transistor x with a saturation inductor L x in series. It is irrelevant at which point the inductance L x is interposed. With suitable dimensioning of the saturation choke L x , the switch-on losses can be almost completely eliminated, so that only the passage losses and the switch-off losses are decisive for the heat balance of the transistor T x or the electronic valve, and the switching frequency is neither due to thermal losses nor due to insufficient current rise and waste time is limited.
  • the collector current I c increases as quickly as possible. This is achieved through use a saturation choke h x with a magnetic core, which is dimensioned so that it saturates immediately after the collector-emitter voltage U CE drops and thus has a very low inductance. At this point in time, the product of the collector-emitter voltage U CE and collector current I c no longer makes any significant contribution to the switch-on power loss. With this measure, the start-up losses can be reduced in such a way that they are negligible compared to the forward losses.
  • 5a shows the base current I B of the transistor T lt, which represents the switch-on process of this controlled semiconductor.
  • 5b shows the corresponding time profile of the current I (t) through the saturation inductor L x and in FIG. 5c the inductance L (t) of the saturation inductor L x as a function of the time t during the switch-on process.
  • the current rises very slowly due to the relatively high inductance of the saturation choke x .
  • the area of the core saturation is characterized in that the magnetic flux ⁇ or the induction B cannot be significantly increased despite the increase in the current in the saturation choke L x .
  • the inductive resistance of the winding drops, as a result of which only the undesirable ohmic component of the resistance limits the current in the winding.
  • the inductance of the saturation inductor L x therefore drops to a minimum value L min . This is mainly determined by the number of turns and the core material of the saturation choke L x .
  • the current I (t) now increases more rapidly to its maximum value I max limited by the load.
  • the dimensioning of the choke L x is preferably carried out by suitable selection of the magnetic core material, the number of turns and the core volume. These parameters influence not only the point in time t s at which the inductance L x goes into saturation, but also the behavior of how the transition to saturation takes place, that is to say, for example, the steepness of the current rise in the area of saturation of the saturation choke h 1 .
  • FIG. 6 shows a circuit according to the invention for combining th reduction in turn-on and turn-off losses of a transistor T x .
  • an auxiliary transistor T 2 with a further saturation inductor L 2 is connected via a capacitor C in parallel to the transistor 1 X and the saturation inductor L x connected in series.
  • the saturation inductor L 2 minimizes the turn-on losses of the auxiliary transistor T 2 in the same way as the saturation inductor L : minimizes the turn-on losses of the main transistor T 1 .
  • the parallel to the auxiliary transistor T 2 and the saturable reactor L 2 connected diode D x and inductance L 3 is used to reverse the polarity of the capacitor C according to any one switching cycle, so that the starting conditions for a renewed switching cycle to be created.
  • a diode D 2 is used parallel to the output (load R L and L L ), which enables the demagnetization of the inductance L L , so that there are no impermissibly high voltage peaks when switching off.
  • the mode of operation of the circuit according to FIG. 6 is explained in more detail on the basis of the time profiles according to FIGS. 7a to 7h.
  • the switch-on process of the main transistor T x corresponds to that which has already been shown and explained in FIGS. 4a to 4d.
  • the auxiliary transistor T 2 Before the switch-off process, the auxiliary transistor T 2 is switched through by a corresponding base current I B2 .
  • the collector current I c2 also increases due to the inductor L 2 with a delay.
  • the secondary branch formed by transistor T 2 finally takes over the current, so that after reaching the maximum of collector current I C2, main transistor T x no longer carries collector current I C1 and can be switched off by base current I B1 . Since the collector current I cl of the transistor x has already dropped to its minimum at this point in time, the turn-off power loss of the transistor T x is reduced to a minimum.
  • the current I c2 drops automatically due to the charge on the capacitor C.
  • the negative collector-emitter chip voltage U CE2 after the switching on of the transistor T x stems from the swinging over of the capacitor C via the diode D x and the inductance L 3 .
  • the switching losses according to the invention are reduced by combating the cause, namely the simultaneous occurrence of a current and a voltage.
  • the wiring according to the invention is characterized by particular simplicity and particular effectiveness. As a result, all circuits which contain electronic valves or switches can be made significantly smaller or deliver a higher output power with the same volume.
  • circuits according to the invention offer particular advantages when used in devices in which very high currents and / or voltages and therefore also very high power losses occur. These include, for example, welding devices in which very high currents usually occur or ballasts for gas discharge lamps.

Landscapes

  • Electronic Switches (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Reduktion der Schaltverluste elektronischer Ventile, wobei in Serie zum elektronischen Ventil (1) eine Sättigungsspule (2) zur Reduktion der Einschaltverluste angeordnet ist. Zur möglichst effektiven Reduktion sowohl der Ein- als auch der Ausschaltverluste ist vorgesehen, dass über einen Kondensator (4) parallel zum elektronischen Ventil (1) ein elektronisches Hilfsventil (3) und parallel zum elektronischen Hilfsventil (3) eine Serienschaltung zumindest einer Induktivität (6) und einer Diode (7) zur Entladung des Kondensators (4) angeordnet ist, wobei das elektronische Hilfsventil (3) vor dem Ausschaltvorgang des elektronischen Ventils (1) angesteuert wird, sodass das Hilfsventil (3) den durch das elektronische Ventil (1) fliessenden Strom übernimmt und somit die Verlustleistung des elektronischen Ventils (1) während des Ausschaltvorgangs minimiert wird. Vorteilhafterweise ist auch in Serie zum Hilfsventil (3) eine Sättigungsspule (5) zur Reduktion dessen Einschaltverluste angeordnet.

Description

Schaltung zur Reduktion der Schaltverluste elektronischer Ventile
Die Anmeldung betrifft eine Schaltung zur Reduktion der Schaltverluste elektronischer Ventile, wobei in Serie zum elektronischen Ventil eine Sättigungsspule zur Reduktion der Einschaltverluste angeordnet ist.
Unter dem Begriff elektronischer Ventile werden gesteuerte und ungesteuerte Halbleiterbauelemente subsumiert . Die gesteuerten Halbleiterbauelemente werden entweder durch den einer Elektrode zugeführten elektrischen Strom oder durch das einer solchen Elektrode angelegte elektrische Potential gesteuert. Dazu zählen beispielsweise bipolare und unipolare Transistoren, Thyristoren od. vergleichbare elektronische Bauelemente. Dioden, bei denen der Strom eine Funktion der Spannung ist, zählen beispielsweise zu den ungesteuerten elektronischen Ventilen.
Beim Schalten bzw. Steuern solcher Halbleiterbauelemente treten verschiedene Verluste auf. Man unterscheidet zwischen Durchlassverlusten einerseits und Schaltverlusten andererseits. Die Durchlassverluste dominieren bei geringer Schaltfrequenz und großen Durchschaltzeiten, während bei höheren Schaltfrequenzen die Schaltverluste den wesentlichen Anteil an den Gesamtverlusten einnehmen. Zur Abführung der nicht unerheblichen Verlustleistungen sind häufig Kühlkörper od. dgl . notwendig, welche nicht selten den größten Teil des Volumens der elektronischen Schaltung einnehmen.
Zur Verringerung der Einschaltverluste beispielsweise von Transistoren werden Spulen in Serie zum Transistor geschaltet. Durch entsprechende Dimensionierung der Spule kann der Einschaltstrom verzögert werden, wodurch die Verlustleistung, charakterisiert durch das Integral aus dem Produkt aus Strom und Spannung verringert werden kann. In ähnlicher Weise kann auch ein Kondensatoren parallel zum Transistor zur Verringerung der Spannungssteilheit eingesetzt werden. Durch die Induktivität oder Kapazität wird allerdings die maximale Betriebsfrequenz des elektronischen Ventils stark herabgesetzt. Auch wird die normalerweise im Transistor auftretende Verlustleistung in einem anderen Bauelement, z.B. in der Spule oder dem Kondensator in Serie geschalteten Dämpfungswiderständen vernichtet, wodurch es de facto nur zu einer Verlagerung, nicht aber zu einer wirklichen Verringerung der Verlustleistung kommt. Derartige Sättigungsspulen oder Stufendrosseln zur Reduktion der Einschaltverluste elektronischer Ventile sind beispielsweise aus der DE 35 42 751 AI, der DE 33 34 794 AI oder der DE 28 29 840 AI bekannt.
Zur Verringerung der Ausschaltverluste ist es bekannt, uasi-Resonanzkreise anzuwenden, durch welche aber eine vollständige Ausschaltentlastung des Ventils nicht möglich ist.
Bei der Verwendung von Thyristoren als elektronische Ventile ist es beispielsweise aus dem Dokument "Leistungselektronik: Grundlagen und Anwendungen" von Rainer Jäger, VDE-Verlag Berlin 1980, Seiten 165-181 bekannt, zum Löschen des Thyristors parallel einen weiteren Thyristor über einen Kondensator anzuordnen. Zur Gewährleistung einer periodischen Funktion des Thyristors dient ein Umschwingkreis, der parallel zum Hilfsthyristor angeordnet wird. Über diesen beispielsweise aus einer Induktivität und Diode in Serie bestehenden Umschwingkreis wird der Kondensator umgeladen. Eine Verringerung der Schaltverluste des Thyristors wird durch die Anordnung jedoch nicht erreicht.
Um sowohl die Einschalt- als auch die Ausschaltverluste zu reduzieren, werden meist Kompromisse zwischen Ventilentlastung und maximaler Betriebsfrequenz eingegangen, da es bisher nicht gelungen ist, die Schaltungen zur Reduktion der Einschaltverluste und der Ausschaltverluste bei gleichzeitig vernünftig hoher Betriebsfrequenz zu vereinen.
Bekannte Verfahren zur Begrenzung der Schaltverluste elektronischer Ventile haben den Nachteil, dass wiederum Leistung in den extern zugeschalteten Bauelementen in Wärme umgesetzt wird und effektiv nur eine Verlagerung der Verlustleistung vom elektronischen Ventil in andere Bauteile erfolgt. Häufig wird die Reduktion der Verlustleistungsspitzen nur durch eine Zwischen- speicherung der Leistung bewerkstelligt, welche zeitverzögert das elektronische Ventil belastet.
Beispielsweise ist aus der US 5 341 004 A eine Halbleiterschaltung mit verringerten Schaltverlusten bekannt, bei der parallel zum Halbleiterelement, beispielsweise dem Transistor ein zweites Halbleiterelement angelegt wird, welches vom selben Typ, wie das erste Halbleiterelement ist. Das zweite Halbleiterelement besitzt eine höhere Sättigungsspannung und eine kürzere Abfallzeit wie das erste Halbleiterelement. Dadurch, dass das schnellere Halbleiterelement während der Abschaltphase den Strom übernimmt, können die Abschaltverluste des ersten Halbleiterelements entsprechend der verkürzten Schaltzeit verringert werden.
Die selbe Schaltungsanordnung zeigt beispielsweise auch die JP 6290863 A.
Aufgabe der Erfindung ist die Erzielung einer möglichst effektiven Reduktion sowohl der Ein- als auch der Ausschaltverluste bei elektronischen Ventilen. Dabei sollen die Nachteile bekannter Systeme vermieden oder zumindest verringert werden. Die maximale Frequenz des elektronischen Ventils soll durch die erfindungsgemäße Schaltung nicht wesentlich herabgesetzt werden und die erfindungsgemäße Schaltung möglichst einfach und dadurch kostengünstig sein.
Gelöst wird die erfindungsgemäße Aufgabe dadurch, dass über einen Kondensator parallel zum elektronischen Ventil ein elektronisches Hilfsventil und parallel zum elektronischen Hilfsventil eine Serienschaltung zumindest einer Induktivität und einer Diode zur Entladung des Kondensators angeordnet ist, wobei das elektronische Hilfsventil vor dem Ausschaltvorgang des elektronischen Ventils angesteuert wird, sodass das Hilfsventil den durch das elektronische Ventil fließenden Strom übernimmt und somit die Verlustleistung des elektronischen Ventils während des Ausschaltvorgangs minimiert wird. Die an sich bekannte Sättigungsspule in Serienschaltung zum elektronischen Ventil weist eine in Abhängigkeit der Zeit oder des Stromes veränderliche Induktivität auf, die während des Einschaltens des elektronischen Ventils möglichst groß ist und nach dem Einschaltvorgang möglichst klein ist, sodass der Strom gegenüber der Spannung des elektronischen Ventils während des Einschaltvorgangs verzögert und die Verlustleistung des elektronischen Ventils während des Einschaltvorgangs minimiert wird. Durch diese Induktivität wird gewährleistet, dass der Strom bei einem Einschaltvorgang so weit verzögert wird, dass die im elektronischen Ventil auftretende Verlustleistung, charakterisiert durch das Integral aus dem Produkt der Spannung und dem Strom nahezu vernachlässigbar ist, während die Induktivität nach dem Schaltvorgang so stark abnimmt, sodass keine wesentliche Begrenzung der maximalen Betriebsfrequenz des elektronischen Ventils auftritt. Die Spule kann dabei an einer beliebigen Stelle im Strompfad des elektronischen Ventils angeordnet werden. Das über einen Kondensator parallel zum elektronischen Ventil angeordnete elektronische Hilfsventil wird vor dem Ausschaltvorgang des elektronischen Ventils angesteuert, sodass der Schaltungszweig den durch das elektronische Ventil fließenden Strom übernimmt. Dadurch wird auch die Verlustleistung des elektronischen Ventils während des Ausschaltvorgangs minimiert. Parallel zum Hilfsventil wird eine Serienschaltung zumindest einer Induktivität und einer Diode zur Entladung des Kondensators vorgesehen. Als Folge sowohl der verringerten Einais auch der verringerten Ausschaltverluste können Schaltungen mit solchen elektronischen Ventilen wesentlich kleiner ausgeführt werden, da die Kühlkörper nicht so groß ausfallen müssen bzw. die elektronischen Ventile selbst kleiner dimensioniert werden können. Ebenso kann der Wirkungsgrad von Schaltungen mit solchen elektronischen Ventilen erhöht werden.
Wenn in Serie zum elektronischen Hilfsventil eine Sättigungsspule zur Reduktion der Einschaltverluste des Hilfsventils angeordnet ist, können die gesamten Schaltverluste weiter reduziert werden.
Gemäß einem weiteren Erfindungsmerkmal wird die Nichtlinea- rität der Induktivität der Spule dadurch erreicht, dass diese durch eine Drossel mit Magnetkern gebildet ist, und dass die Drossel so dimensioniert ist, dass sie unmittelbar nach dem Einschaltvorgang des elektronischen Ventils bzw. des elektronischen Hilfsventils in Sättigung geht. In Sättigung verliert die Drossel ihren induktiven Widerstand, da alle Elementarmagnete des Kern- materials magnetisiert sind. Somit stellt die Drossel keine Begrenzung der effektiv sinnvollen Betriebstrequenz dar. Da die Drossel in der Sättigung auch kaum mehr Energie im Magnetfeld speichert, sind auch die Verluste und erzeugten Überspannungen und deren Energieinhalt sehr gering und können durch geeignete Schaltungen beispielsweise in die Versorgung zurückgespeist werden. Durch die Wahl des Materials des Magnetkerns, der Windungszahl, des Kernvolumens und der Spannung kann der Zeitpunkt und die Art des Übergangs der Drossel in die Sättigung genau festgelegt werden. Dadurch kann die erfindungsgemäße Schaltung zur Reduktion der Einschaltverluste an die jeweiligen Anwendungsfälle exakt angepasst werden.
Um einen möglichst geringen Hardwareaufwand zu erzielen ist vorgesehen, dass zur Steuerung der elektronischen Ventile und elektronischen Hilfsventile ein Mikrokontroller vorgesehen ist. Dadurch kann die Schaltung relativ einfach an verschiedene Ein- sätze angepasst werden.
An Hand der beigefügten Abbildungen werden die Merkmale der vorliegenden Erfindung näher beschrieben. Darin zeigen:
Fig. 1 eine schematische Schaltung bestehend aus einem Transistor als elektronisches Ventil,
Fig. 2a - 2d die zeitlichen Verläufe einiger charakteristischer Größen gemäß Fig. 1,
Fig. 3 die Schaltung gemäß Fig. 1 mit einer Sättigungsdros- sel zur Reduktion der Einschaltverluste,
Fig. 4a - 4d die zeitlichen Verläufe einiger charakteristischer Größen gemäß Fig. 3, und
Fig. 5a - 5c die zeitlichen Verläufe des Schaltstromes, des Stromes durch die Sättigungsdrossel und der Induktivität der Sättigungsdrossel während eines Einschaltvorgangs,
Fig. 6 eine Ausführungsvariante der erfindungsgemäßen Schaltung zur kombinierten Reduktion der Einschalt- und der Ausschaltverluste von Transistoren, und
Fig. 7a - 7h die zeitlichen Verläufe einiger charakteristischer Größen der Schaltung gemäß Fig. 6.
Fig. 1 zeigt einen Transistor T als elektronisches Ventil. Der Transistor T schaltet eine Spannung U0 an eine Last, repräsentiert durch eine Serienschaltung eines LastwiderStandes RL und einer Lastinduktivität LL durch. Zur Steuerung der Schaltung wird an der Basis des Transistors T ein entsprechender Basisstrom lB angelegt.
Die zeitlichen Verläufe des Basisstromes IB, der Kollektor- Emmitter-Spannung UCE, des Kollektorstromes Ic sowie der resultierenden Verlustleistung Pv während eines Ein- und Ausschaltvorganges des Transistors sind in den Fig. 2a bis 2d dargestellt. Bei den Verläufen handelt es sich nur um schematische Darstellungen. Nach dem Einschalten steigt der Kollektorstrom Ic nach einer gewissen Einschaltverzugszeit td allmählich auf seinen Maximalwert an. Die Kollektor-EmitterSpannung UCE sinkt allmählich auf einen vom Transistortyp und dem Kollektorstrom Ic abhängigen Minimalwert ab. Beim Ausschaltvorgang steigt die Kollektor-Emitterspannung UCE allmählich während der sogenannten Speicherzeit ts wieder an und der Kollektorstrom Ic fällt danach auf einen vernachlässigbaren Reststrom ab. Die Verlustleistung Pv während einer Zeitspanne Δt=tB-tA ist durch den folgenden Zusammenhang bestimmt:
Aus dem Verlauf der Verlustleistung Pv gemäß Fig. 2d ist deutlich ersichtlich, dass während des Einschaltphase und während der Ausschaltphase relativ hohe Verlustleistungsspitzen auftreten. Zwischen der Ein- und Ausschaltphase wird die gesamte Verlustleistung Pv lediglich durch die Durchlassverlustleistung bestimmt. Um die Verlustleistung Pv während der Schaltvorgänge zu reduzieren, ist es notwendig, die Spannung oder den Strom gemäß obenstehender Formel während des Ein- bzw. Ausschaltvorganges möglichst niedrig zu halten, sodass das Integral über das Produkt aus Spannung und Strom möglichst gering ist.
Fig. 3 zeigt eine vereinfachte Schaltung eines elektronischen Ventils in Form eines Transistors x mit einer Sättigungsdrossel Lx in Serie. Dabei ist es irrelevant, an welcher Stelle die Induktivität Lx zwischengeschaltet wird. Bei geeigneter Dimensionierung der Sättigungsdrossel Lx können die Einschaltverluste nahezu vollständig eliminiert werden, wodurch für den Wärmehaushalt des Transistors Tx bzw. des elektronischen Ventils nur mehr die Durchlassverluste und die Ausschaltverluste maßgeblich sind und die Schaltfrequenz weder durch thermische Verluste noch durch zu geringe Stromanstiegs- und Abfallzeiten begrenzt wird.
Durch Betrachtung der Fig. 4a bis 4d, welche die zeitlichen Verläufe des Basisstromes IB, der Kollektor-Emitterspannung UCE, des Kollektorstromes Ic sowie der resultierenden Verlustleistung Pv während eines Ein- und Ausschaltvorganges des Transistors Tx gemäß Schaltung Fig. 3 zeigen, wird in Vergleich zu den Fig. 2a bis 2d der Vorteil deutlich. Nach dem Einschaltvorgang durch Erhöhung des Basisstromes IB wird die Steilheit des Stromes Ic durch die Sättigungsdrossel h1 möglichst weit reduziert. Bei Verwendung einer normalen Induktivität würde der Anstieg des Kollektorstromes allerdings durch diese Maßnahme so weit reduziert, sodass die maximal erreichbare Schaltfrequenz des Transistors Tx unzulässig klein würde. Aus diesem Grund trachtet man danach, dass nach Absinken der Kollektor-Emitterspannung UCE der Kollektorstrom Ic möglichst rasch ansteigt. Erzielt wird dies durch die Verwendung einer Sättigungsdrossel hx mit Magnetkern, die so dimensioniert wird, dass sie sofort nach Absinken der Kollektor-Emitterspannung UCE in Sättigung geht und somit eine sehr geringe Induktivität aufweist. Zu diesem Zeitpunkt trägt das Produkt aus Kollektor- Emitter-Spannung UCE und Kollektorstrom Ic keinen wesentlichen Beitrag mehr zur Einschaltverlustleistung. Mit dieser Maßnahme lassen sich die Einschaltverluste derartig verringern, dass sie gegenüber den Durchlassverlusten vernachlässigbar sind.
Fig. 5a zeigt den Basisstrom IB des Transistors Tl t welcher den Einschaltvorgang dieses gesteuerten Halbleiters repräsentiert. In Fig. 5b ist der entsprechende zeitliche Verlauf des Stromes I(t) durch die Sättigungsdrossel Lx sowie in Fig. 5c die Induktivität L(t) der Sättigungsdrossel Lx in Abhängigkeit der Zeit t während des Einschaltvorganges skizziert. Nach dem Einschalten steigt der Strom durch die relativ hohe Induktivität der Sättigungsdrossel x nur sehr langsam an. Durch entsprechende Dimensionierung der Sättigungsdrossel hx kann erreicht werden, dass bei einem genau festgelegten Strom Is, gegeben durch die Betriebsspannung und die bereits verstrichene ,Einschaltzeit, die Sättigungsdrossel Lj^ in Sättigung geht. Der Bereich der Kernsättigung ist dadurch gekennzeichnet, dass der magnetische Fluss Φ bzw. die Induktion B trotz Erhöhung des Stromes in der Sätti- gungsdrossel Lx nicht nennenswert erhöht werden kann. Im Bereich der Sättigung sind annähernd sämtliche Elementarmagnete des Kernmaterials in Vorzugsrichtung ausgerichtet. Im Bereich der Sättigung sinkt der induktive Widerstand der Wicklung, wodurch nur der unerwünschte ohm'sche Anteil des Widerstandes den Strom in der Wicklung begrenzt. Daher sinkt die Induktivität der Sättigungsdrossel Lx auf einen Minimalwert Lmin ab. Dieser ist hauptsächlich durch die Windungszahl und das Kernmaterial der Sättigungsdrossel Lx bestimmt. Der Strom I(t) dagegen steigt nun rascher auf seinen durch die Last begrenzten Maximalwert Imax an. Die Dimensionierung der Drossel Lx erfolgt vorzugsweise durch geeignete Auswahl des Magnetkernmaterials, die Windungszahl und das Kernvolumen. Diese Parameter beeinflussen nicht nur den Zeitpunkt ts, bei dem die Induktivität Lx in Sättigung geht, sondern auch das Verhalten, wie der Übergang in die Sättigung erfolgt, d.h. beispielsweise die Steilheit des Stromanstieges im Bereich der Sättigung der Sättigungsdrossel h1.
Fig. 6 zeigt eine erfindungsgemäße Schaltung zur kombinier- ten Reduktion der Ein- und Ausschaltverluste eines Transistors Tx . Gegenüber der Schaltung gemäß Fig. 3 ist parallel zum Transistor 1X und der in Serie dazu geschalteten Sättigungsdrossel Lx ein Hilfstransistor T2 mit einer weiteren Sättigungsdrossel L2 über einen Kondensator C dazugeschaltet . Die Sättigungsdrossel L2 minimiert die Einschaltverluste des Hilfstransistors T2 in gleicher Weise wie Sättigungsdrossel L: die Einschaltverluste des Haupttransistors T1 minimiert. Die parallel zum Hilfstransistor T2 und der Sättigungsdrossel L2 geschaltete Diode Dx und Induktivität L3 dient zum Umpolen des Kondensators C nach einem Schaltzyklus, sodass die Ausgangsbedingungen für einen neuerlichen Schaltzyklus geschaffen werden. Häufig wird parallel zum Ausgang (Last RL und LL) eine Diode D2 eingesetzt, welche die Entmagnetisierung der Induktivität LL ermöglicht, sodass keine unzulässig hohen Spannungsspitzen beim Abschalten die Folge sind.
An Hand der Zeitverläufe gemäß Fig. 7a bis 7h wird die Funktionsweise der Schaltung gemäß Fig. 6 näher erläutert. Darin sind die zeitlichen Verläufe des Basisstromes IB1, der Kollektor- EmitterSpannung UCE1, des Kollektorstromes Icl sowie der resultierenden Verlustleistung Pvl des Transistors T1 sowie des Basisstromes lB2, der Kollektor-Emitterspannung UCE2, des Kollektorstromes Ic2 sowie der resultierenden Verlustleistung P^ des Hilfstransistors T2 während eines Ein- und Ausschaltvorganges des Transistors Tx dargestellt. Der Einschaltvorgang des Haupt- transistors Tx entspricht jenem, der in den Fig. 4a bis 4d bereits dargestellt und erklärt wurde. Vor dem Ausschaltvorgang wird der Hilfstransistor T2 durch einen entsprechenden Basisstrom IB2 durchgeschaltet . Der Kollektorstrom Ic2 steigt bedingt durch die Drossel L2 ebenso verzögert an. Der durch den Transistor T2 gebildete Nebenzweig übernimmt schließlich den Strom, sodass nach Erreichen des Maximums des Kollektorstromes IC2 der Haupttransistor Tx keinen Kollektorstrom IC1 mehr führt und durch den Basisstrom IB1 ausgeschaltet werden kann. Da zu diesem Zeitpunkt der Kollektorstrom lcl des Transistors x bereits auf sein Minimum abgefallen ist, wird die Ausschaltverlustleistung des Transistors Tx auf ein Minimum reduziert. Der Strom Ic2 sinkt auf Grund der Ladung des Kondensators C selbständig ab. Zum Zeitpunkt des Ab- schaltens des Transistors T2 führt dieser nur mehr einen minimalen Reststrom Ic2, sodass die Verlustleistung beim Abschalten von T2 ebenfalls reduziert ist. Die negative Kollektor-Emitterspan- nung UCE2 nach dem Einschaltvorgang des Transistors Tx rührt vom Umschwingvorgang des Kondensators C über die Diode Dx und die Induktivität L3 her. Durch die erfindungsgemäße Schaltung werden die Schaltverluste durch Bekämpfung der Ursache, nämlich dem gleichzeitigen Auftreten eines Stromes und einer Spannung reduziert.
Die erfindungsgemäße Beschaltung zeichnet sich durch besondere Einfachheit und besondere Effektivität aus . Dadurch können alle Schaltungen, welche elektronische Ventile bzw. Schalter enthalten, bedeutend kleiner ausgeführt werden bzw. bei gleichem Volumen eine höhere Ausgangsleistung liefern.
Besondere Vorteile bieten die erfindungsgemäßen Schaltungen beim Einsatz in Geräten, bei denen sehr hohe Ströme und/oder Spannungen und daher auch sehr hohe Verlustleistungen auftreten. Dazu zählen beispielsweise Schweißgeräte, bei denen üblicherweise sehr hohe Ströme auftreten oder auch Vorschaltgeräte für Gasentladungslampen.

Claims

Patentansprüche :
1. Schaltung zur Reduktion der Schaltverluste elektronischer Ventile, wobei in Serie zum elektronischen Ventil (1) eine Sättigungsspule (2) zur Reduktion der Einschaltverluste angeordnet ist, dadurch gekennzeichnet, dass über einen Kondensator (4) parallel zum elektronischen Ventil (1) ein elektronisches Hilfsventil (3) und parallel zum elektronischen Hilfsventil (3) eine Serienschaltung zumindest einer Induktivität (6) und einer Diode (7) zur Entladung des Kondensators (4) angeordnet ist, wobei das elektronische Hilfsventil (3) vor dem Ausschaltvorgang des elektronischen Ventils (1) angesteuert wird, sodass das Hilfsventil (3) den durch das elektronische Ventil (1) fließenden Strom übernimmt und somit die Verlustleistung des elektronischen Ventils (1) während des Ausschaltvorgangs minimiert wird.
2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass in Serie zum elektronischen Hilfsventil (3) eine Sättigungsspule (5) zur Reduktion der Einschaltverluste des Hilfsventils (3) angeordnet ist.
3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Sättigungsspule (2, 5) durch eine Drossel mit Magnetkern gebildet ist, und dass die Drossel so dimensioniert ist, dass sie unmittelbar nach dem Einschaltvorgang des elektronischen Ventils
(1) bzw. des elektronischen Hilfsventils (3) in Sättigung geht.
4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass zur Steuerung der elektronischen Ventile (1) und elektronischen Hilfsventile (3) ein Mikrokontroller vorgesehen ist.
EP01923373A 2000-04-12 2001-04-12 Schaltung zur reduktion der schaltverluste elektronischer ventile Withdrawn EP1275203A1 (de)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
AT6362000 2000-04-12
AT6362000 2000-04-12
PCT/AT2001/000106 WO2001080425A1 (de) 2000-04-12 2001-04-12 Schaltung zur reduktion der schaltverluste elektronischer ventile

Publications (1)

Publication Number Publication Date
EP1275203A1 true EP1275203A1 (de) 2003-01-15

Family

ID=3677908

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP01923373A Withdrawn EP1275203A1 (de) 2000-04-12 2001-04-12 Schaltung zur reduktion der schaltverluste elektronischer ventile

Country Status (3)

Country Link
EP (1) EP1275203A1 (de)
AU (1) AU2001250144A1 (de)
WO (1) WO2001080425A1 (de)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE10156963A1 (de) 2001-11-20 2003-06-05 Fritz Frey Schaltungsanordnung zum zuverlässigen Schalten von Stromkreisen
CN103326345B (zh) * 2013-07-08 2015-04-22 东南大学 一种直流过压保护电路

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CH682611A5 (de) * 1991-04-16 1993-10-15 Hasler Ag Ascom Schaltentlastungsnetzwerk für einen Schalter und Verwendung desselben.
US5543704A (en) * 1994-06-08 1996-08-06 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson Pulse width modulated DC-to-DC boost converter
DE19546663A1 (de) * 1995-12-14 1997-06-19 Euroatlas Ges Fuer Leistungsel Spannungswandler
US5914587A (en) * 1997-08-05 1999-06-22 Lucent Technologies Inc. Circuit for reducing switching losses of a power converter and method of operation thereof
US5991174A (en) * 1998-08-28 1999-11-23 Lucent Technologies Inc. Snubber circuit for a rectifier, method of operation thereof and power converter employing the same
US6028418A (en) * 1999-02-11 2000-02-22 Delta Electronics, Inc. Boost converter with minimum-component-count active snubber

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See references of WO0180425A1 *

Also Published As

Publication number Publication date
WO2001080425A1 (de) 2001-10-25
AU2001250144A1 (en) 2001-10-30

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE69429587T2 (de) Eingangsstromspitzen wechselstromsteuergerät
DE19745218C2 (de) Steuerschaltung und Verfahren zur Steuerung des Schaltens von MOS-Gate-gesteuerten Leistungshalbleiterbauteilen
EP1211794B1 (de) Verfahren zur Regulierung des Ausgangsstroms und/oder der Ausgangsspannung eines Schaltnetzteils
DE3702680A1 (de) Verfahren und schaltung zur ansteuerung von elektromagnetischen verbrauchern
EP1710898B1 (de) Umschaltbarer Spannungswandler
DE3623306A1 (de) Entladungslampen-treiber
DE4129430A1 (de) Schaltungsanordnung zum betrieb einer lampe
EP3512085A1 (de) Gleichspannungswandler mit parasitären resonanzkreisen und ultra-steilen schaltflanken
EP0756782B1 (de) Gleichstrom-steuerschaltung
DE2320128B2 (de) Zerhacker
EP3151405A1 (de) Schaltung zur symmetrierung von kondensatorspannungen an kondensatoren in einem gleichspannungskreis
EP0287166B1 (de) Schaltungsanordnung zur Begrenzung der Einschaltstromspitzen bei einem Schalttransistor
EP0443155A1 (de) Schaltgerät zur Ein- und Ausschaltung
DE102014213737A1 (de) Treiberschaltung und Halbleitervorrichtung, die die Treiberschaltung enthält
DE2644715C2 (de) Einrichtung zur Befreiung elektrischer oder elektronischer Einwegschalter von hoher Verlustleistungsbeanspruchung während des Einschaltens - bei welchem ein, zuvor in einem anderen Schaltungspfad fließender, von Null verschiedener Strom auf den betreffenden Einwegschalter überwechselt - und von überhöhter Sperrspannungsbeanspruchung zum Ende des Ausschaltens
DE3905645C2 (de)
WO2009010098A1 (de) Schaltungsanordnung mit einem spannungswandler und zugehöriges verfahren
DE4429733A1 (de) Leistungsschaltvorrichtung
EP1071210B1 (de) Schaltungsanordnung
DE2448218A1 (de) Zerhackerschaltung
EP1344317B1 (de) Ansteuerschaltung
DE19945432A1 (de) Schaltungsanordnung zum Ansteuern einer Last mit reduzierter Störabstrahlung
EP1275203A1 (de) Schaltung zur reduktion der schaltverluste elektronischer ventile
EP0798857A2 (de) Gleichstromsteller
DE10035387B4 (de) Stromschaltanordnung

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AT BE CH CY DE DK ES FI FR GB GR IE IT LI LU MC NL PT SE TR

AX Request for extension of the european patent

Free format text: AL;LT;LV;MK;RO;SI

17P Request for examination filed

Effective date: 20021017

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: THE APPLICATION IS DEEMED TO BE WITHDRAWN

18D Application deemed to be withdrawn

Effective date: 20041103