DE3905645C2 - - Google Patents

Description

Leistungshalbleiterschalter mit MOS-Steuereingang (Leistungs-MOSFET (DMOS) und IGBT), die als gemeinsames Merkmal einen rein kapazitiv wirkenden Steuereingang (Gate-Source oder Gate-Emitter) besitzen, werden bevorzugt in Stromrichtern, beispielsweise für drehzahlgeregelte Antriebe und unterbrechungsfreie Stromversorgungsanlagen, eingesetzt. Diese Bauelemente ermöglichen hohe Schaltfrequenzen und erfordern nur sehr geringe Steuerleistungen, da zum Schalten nur die Eingangskapazität umgeladen wird. Wegen der günstigen Kurzschlußeigenschaften solcher Leistungshalbleiterschalter lassen sich einfache Schutzkonzepte verwirklichen, die es erlauben, Kurzschlußströme über den Steuereingang abzuschalten.

Im Kurzschlußfall, der z. B. durch einen Klemmenkurzschluß am Wechselrichterausgang verursacht sein kann, wird der Leistungshalbleiterschalter mit einer Kurzschlußstromamplitude i_CKM belastet, die wesentlich von der Verstärkungscharakteristik des Bauelements und damit von der Höhe der am Steuereingang wirkenden Steuerspannung abhängt. Im Kurzschlußfall kann ohne weiteres das Zehnfache des Bauelemente-Nennstroms erreicht werden. Moderne Leistungshalbleiterschalter können eine derartige Belastung aber für kurze Zeit aushalten (Typisch für IGBT: t_us 10 µs).

(Literatur: R. Bayerer, J. Teigelkötter: "IGBT-Halbbrücken mit ultraschnellen Dioden"; etz-Bd. 108 (1987) Heft 19, Seiten 922 bis 924).

Schaltet man jedoch derartige große Kurzschlußströme in gleicher Weise ab wie den betriebsmäßig auftretenden Strom, so wird der Leistungshalbleiter mit sehr hoher Stromsteilheit und wegen parasitären Leitungsinduktivitäten auch mit großer Überspannungsspitze u_CEKM beansprucht, wodurch eine Zerstörung des Leistungshalbleiterschalters infolge Einrastens (latch-up), Überhitzung oder Spannungsdurchbruch erfolgen könnte. Mit zunehmendem Stromschaltvermögen der Leistungshalbleiterschalter gewinnt dieses Problem an Bedeutung.

Die üblicherweise bei diesen Leistungshalbleitern angewandte RCD-Klemmbeschaltung, dessen einfachste Variante (s. Zeichnung, Fig. 1) aus den Beschaltungsgliedern R_V, C_V und D_V für ein IGBT-Wechselrichter-Zweigpaar (Halbbrücke) besteht, soll die beim Abschalten eines Leistungshalbleiterschalters freiwerdende magnetische Energie von den parasitären Leitungsinduktivitäten (hier als Ersatzinduktivität L_p dargestellt) aufnehmen und dadurch die Spannungsbeanspruchung für den abschaltenden Leistungshalbleiterschalter auf ein zulässiges Maß herabsetzen.

Beispiele von Klemmbeschaltungen für IGBT sind z. B. in den "TOSHIBA Application Notes - GTR Modules/Bipolar/GMOS/IGBT" vom May 1988 in Section 4, Page Nr. 143, Fig. 78b) und c) für ein Wechselrichter-Zweigpaar dargestellt. Damit auch hohe Kurzschlußströme abschaltbar sind, müßten die Klemmbeschaltungen gegenüber dem Nennbetrieb stark überdimensioniert werden. Dies stellt aber in den meisten Anwendungsfällen eine aufwendige Lösung dar.

Durch die DE 36 09 886 A1 ist es bekannt, bei GTO-Thyristoren hohe Überströme dadurch abschaltbar zu machen, daß beim Überschreiten vorbestimmter Strom-Grenzwert neben der beim Nennbetrieb eingesetzten RCD-Beschaltung eine bzw. mehrere aus RCD-Gliedern aufgebaute Hilfs-Dämpfungsschaltungen aktiviert werden, so daß dann eine dem erhöhten abzuschaltenden Strom entsprechende Kondensator-Kapazität zur Verfügung steht. Damit lassen sich zwar die Verluste im Nennbetrieb entsprechend gering halten, doch muß dafür der Aufwand an Bauelementen für die zusätzlichen Klemmbeschaltungen in Kauf genommen werden.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, ein Ansteuerverfahren der eingangs genannten Art anzugeben, durch das die Belastung des Leistungshalbleiters beim Abschalten von großen Überströmen, einschließlich Kurzschlußströmen, gering gehalten wird, ohne daß dafür die Klemmbeschaltung nennenswert verstärkt werden muß und ohne daß zusätzliche Verluste in der Schaltung anfallen.

Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung durch die im Anspruch 1 gekennzeichneten Merkmale gelöst.

Dadurch, daß die Steuerspannung generell am Ende jeder leitenden Phase durch rasche teilweise Entladung der Eingangskapazität des Leistungshalbleiterschalters abgesenkt wird, ist sichergestellt, daß auftretende Kurzschlußströme vor dem eigentlichen Abschalten, nämlich der schnellen Umsteuerung des Leistungshalbleiterschalters vom leitenden in den sperrenden Zustand, zunächst auf einen kleinen, nahe dem betriebsmäßig auftretenden Höchstwert mit geringer Stromsteilheit reduziert werden, bei dem der Leistungshalbleiterschalter dann gefahrlos abgeschaltet werden kann.

Vorteilhafte Ausgestaltungen des Verfahrens nach der Erfindung sind in den restlichen Ansprüchen gekennzeichnet.

Die Erfindung soll im folgenden anhand von in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispielen erläutert werden.

Es zeigt

Fig. 1 ein Wechselrichterzweigpaar aus zwei IGBT mit einer Zweigpaarklemmenbeschaltung,

Fig. 2 das Prinzipschaltbild für eine Ansteuerschaltung eines IGBT zur Durchführung eines Kurzschlußschutzes nach der Erfindung,

Fig. 3 die zeitlichen Signalverläufe an Bauelementen entsprechend dem Schaltbild der Fig. 2,

Fig. 4 bis Fig. 6 Prinzipschaltbilder von weiteren Ausführungsbeispielen der erfindungsgemäßen Ansteuerung.

In Fig. 1 ist ein Wechselrichterzweigpaar mit IGBT 1 und IGBT 2 eines Wechselrichters gezeigt. Der Wechselrichter wird aus einer Gleichspannungsquelle mit der Spannung U_d zwecks Speisung einer (nicht gezeigten Last) mit einem Laststrom i_L versorgt.

Dabei werden die beiden IGBT 1 und IGBT 2 jeweils abwechselnd mittels Ansteuerschaltungen A1 bzw. A2 durch Anlegen einer positiven Steuerspannung (Gate-Emitterspannung) +u_GE in den leitenden Zustand und durch Anlegen einer negativen Steuerspannung -u_GE an die Gate-Emitterstrecke G-E in den sperrenden Zustand gesteuert. Den jeweiligen Kollektor- Emitterstrecken C-E sind Freilaufdioden D1, D2 antiparallelgeschaltet, über die ein Freilaufstrom i_D fließen kann. Die an der Kollektor- Emitterstrecke abfallende Spannung ist mit u_CE bezeichnet.

Zur Aufnahme der beim Schalten eines IGBT freiwerdenden magnetischen Energie, die in den parasitären Induktivitäten (hier im Ersatzschaltbild als diskrete Induktivität L_p dargestellt) der Schaltung gespeichert ist, sind beide IGBT 1 und IGBT 2 gemeinsam mit einer Klemmenbeschaltung versehen, die aus der Reihenschaltung eines Kondensators C_V und einer Diode D_V mit dieser parallelgeschaltetem Widerstand R_V besteht.

Im Fall, daß z. B. ein Kurzschluß zwischen der Lastanschlußklemme (L1) und einer Leitung der Gleichspannungsquelle (P oder N) auftritt, steigt der Strom i_C im betreffenden IGBT 1 oder IGBT 2 kurzschlußartig an. Dabei ist es nötig, daß der IGBT innerhalb weniger Mikrosekunden so abgeschaltet wird, daß der IGBT vor zu hoher Stromsteilheit und Überspannung bewahrt wird.

Zu diesem Zweck wird das folgende, nunmehr anhand der Fig. 2 beschriebene Verfahren nach der Erfindung eingesetzt:

In Fig. 2 ist ein IGBT mit seinem Kollektoranschluß C, seinem Emitteranschluß E und seinem Gate-Anschluß G gezeigt, an den zur Ansteuerung eine Steuerspannung u_GE gelegt wird, die von der ebenfalls dargestellten Ansteuereinheit A bereitgestellt wird.

Zum Einschalten des IGBT zum Zwecke der Laststromübernahme wird ein Ansteuersignal EA einem UND-Glied U zugeführt. Ist dieses Ansteuersignal H(on), soll der IGBT leitend werden; ist das Ansteuersignal L (off), soll der IGBT sperren. Solange das ebenfalls am UND-Glied U anstehende (unten noch zu erläuternde) Schutzsignal S H-Pegel aufweist (kein Überstrom), wird das Ansteuersignal EA praktisch unverzögert, phasengleich auf einen Impulsbildner I als Signal EA1 weitergeleitet.

Im Falle eines H-Pegels vom Signal EA gibt der Impulsbildner I ein Einschaltsignal E1 an einen ersten (elektronischen) Schalter S1 in der Ansteuereinheit A, so daß eine erste Steuerspannungsquelle U_H1 über einen ersten Gate-Widerstand R_G1 an die Gate-Emitterstrecke G-E des IGBT 1 als positive Steuerspannung gelegt wird.

Zum Abschalten des IGBT, ausgelöst durch den Übergang des Ansteuersignalpegels von H nach L, öffnete in bisher üblicher Weise der Impulsbildner I den Schalter S1 (das heißt, die positive Steuerspannung wurde abgeschaltet) und schloß durch ein Signal A2 statt dessen einen dritten (elektronischen) Schalter S3, wodurch von einer dritten Steuerspannungsquelle U_H3 über einen dritten Gate-Widerstand R_G3 eine negative Steuerspannung an die Gate-Emitterstrecke gelegt wurde, so daß der IGBT umgehend in den Sperrzustand versetzt wurde.

Abweichend von dieser Vorgehensweise wird nun beim Verfahren nach der Erfindung stets nach einem Wechsel des Ansteuersignalpegels (EA) von H nach L, mit dem der Schalter S1 abgeschaltet wird, zunächst durch ein vom Impulsbildner I erzeugtes Signal A1 das Schließen eines zweiten (elektronischen) Schalters S2 bewirkt, wodurch eine zweite Steuerspannungsquelle U_H2 über einen zweiten Gate-Widerstand R_G2 (der klein, aber auch Null sein kann) an die Gate-Emitterstrecke G-E gelegt wird, bevor dann schließlich der Schalter S3 ein- und der Schalter S2 wieder abgeschaltet werden. Die durch die zweite Steuerspannungsquelle U_H2 bereitgestellte Gate-Emitterspannung u_GE ist kleiner als die von der ersten Steuerspannungsquelle U_H1 zur Verfügung gestellte Spannung. Die Eingangskapazität der Gate-Emitterstrecke wird durch diese Absenkung der Steuerspannung teilweise entladen, allerdings nur so weit, daß sich der Leistungshalbleiter im ungestörten Betrieb noch nicht entsättigen kann. Im ungestörten Betriebsfall ändert sich daher nichts im Vergleich zu einer herkömmlichen Abschaltweise, bis auf die in den meisten Fällen unbedeutende Tatsache einer kleinen Verlängerung der Abschaltverzugsdauer um höchstens 1 bis 2 µs.

Im Kurzschlußfall hingegen wird durch die teilweise Gate-Entladung vor dem Abschalten der Kurzschlußstrom auf einen Bruchteil seines sonstigen Wertes vermindert und kann daher gefahrlos abgeschaltet werden. Dadurch, daß bei jedem Abschaltvorgang, unabhängig davon, ob ein gestörter oder ungestörter Betriebsfall vorliegt, in der beschriebenen Weise verfahren wird, können auch die Störfälle beherrscht werden, die kurz vor dem Setzen des von einer zentralen Wechselrichter-Pulsmustersteuerung Z für den normalen Betriebsfall vorgegebenen Abschaltsignals (EA-Pegel von H auf L) eintreten. Wegen unvermeidlicher Verzugszeiten (T_V) bei der Überstromerkennung und Signalverarbeitung könnte andernfalls das periodische Abschaltsignal vor dem Schutzabschaltsignal (S) anstehen und den mit hohem Kurzschlußstrom belasteten IGBT ohne vorherige Gatespannungsabsenkung "hart" abschalten und damit gefährden.

Das erfindungsgemäße Verfahren ermöglicht also einen lückenlosen Kurzschlußschutz. Im folgenden soll die Funktion im Kurzschlußfall näher erläutert werden:

Zur Erkennung von Überstrom wird ein stromproportionales Signal I_C mit einem Referenzsignal I_C,krit einem Vergleichsglied V zugeführt. Liegt der Pegel von I_C unter dem Wert des Referenzsignals (kein Überstrom), sind die Ausgangssignale SO und S des Vergleichsglieds V und eines nachgeschalteten Speicherglieds SP auf H-Pegel. Übersteigt der Strom IGBT den Wert i_C=I_C,krit (t=t₁ in Fig. 3), so springt das Signal SO auf L-Pegel, welches seinerseits das Speicherausgangssignal S auf L-Pegel setzt. Der Schutzsignalspeicher SP verbleibt unabhängig von der Störungsdauer in diesem Zustand. Erst durch ein Reset-Signal kann er zurückgesetzt werden.

Vom Ausgang des Schutzsignalspeichers SP geht das Signal S zur Anzeige des Speicherstatus an die übergeordnete Zentralsteuerung Z, an die ebenfalls andere, nicht gezeigte Signalleitungen der übrigen IGBT des Wechselrichters angeschlossen sind. Der Schutzsignalspeicher SP liefert dieses Signal S auch an das UND-Glied U. Dieses wirkt als Pulssperre für das Ansteuersignal EA im Störfall, wodurch das Signal EA1 am Ausgang des UND-Glieds auf L-Pegel gesetzt wird und damit in beschriebener Weise die Abschaltung des IGBT einleitet.

In Fig. 3 sind die Signalverläufe zu der in Fig. 2 gezeigten Schaltungsanordnung bei der Anwendung des Verfahrens nach der Erfindung gezeigt. Solange das Schutzsignal S "H" ist, erfolgt die Ansteuerung des IGBT gemäß dem Ansteuersignal EA. Entsprechend der gewünschten Einschaltdauer für den IGBT, d. h. EA bzw. EA1 auf H-Pegel, gibt der Impulsbildner I das Signal E1 zum Anlegen der positiven Steuerspannung von der ersten Spannungsquelle U_H1 an die Gate-Emitterstrecke des IGBT ab.

Unmittelbar nach einem Wechsel des Ansteuersignalpegels EA von "H" nach "L" wird stets das Signal A1 vom Impulsbildner I abgegeben, wodurch, wie an dem Verlauf der Steuerspannung u_GE zu erkennen ist, eine Absenkung dieser Steuerspannung auf den durch die zweite Steuerspannungsquelle U_H2 vorgegebenen Wert der Steuerspannung erfolgt. Danach wird der IGBT, wenn der Impulsbildner I das Signal A2 auf H setzt, durch Anlegen der negativen Steuerspannung U_H3 abgeschaltet. An Stelle der bei Wechselrichteranwendungen bevorzugten Abschaltung mit negativer Steuerspannung kann prinzipiell auch mit U_H3 = 0 V abgeschaltet werden.

Tritt ein Kurzschlußstrom (d. h. Strom i_C über dem kritischen Wert I_C,krit) zum Beispiel während der leitenden Phase des IGBT (Signal EA auf "1") ein, spricht die Kurzschlußerkennung an (t=t₁), d. h. das Signal S wird zu Null und sperrt die Weitergabe des Ansteuersignals EA durch das UND-Glied U. Dementsprechend beendet der Impulsgeber I das Signal E1 vorzeitig, d. h. das Anlegen der positiven Steuerspannung der Steuerspannungsquelle U_H1 wird sofort beendet, und statt dessen gibt der Impulsbildner I genauso wie bei Abschaltung im ungestörten Fall das Signal A1 ab, so daß die Steuerspannung u_GE nach Ablauf der Signalverzugszeit T_V bei t = t₂ abgesenkt wird. Damit aber erfolgt eine Verminderung des Kurzschlußstroms i_CK. Der dementsprechend verminderte Kurzschlußstrom i_CKOFF kann nun ohne Gefährdung des IGBT durch Anlegen negativer Steuerspannung, die mit Hilfe des Signals A2 "H" an den Steuereingang des IGBT gelegt wird, gelöscht werden (t = t₃).

Aus dem Verlauf der ebenfalls in Fig. 3 abgebildeten Kollektor-Emitterspannung u_CE des IGBT ist zu erkennen, daß die beim Abschalten auftretende Überspannungsspitze u_CEKM durch das Ansteuerverfahren nach der Erfindung klein gehalten wird.

In den Fig. 4 bis 6 sind Beispiele von Realisierungsmöglichkeiten von IGBT-Ansteuerschaltungen dargestellt, die eine Absenkung der Steuerspannung u_GE an der Gate-Emitterstrecke eines IGBT im Sinne des Erfindungsgedankens ermöglichen. Der Gate-Widerstand ist jeweils mit R1 bezeichnet.

Bei den Schaltungsanordnungen nach den Fig. 4 und 5 erfolgt die Ansteuerung des IGBT mit Hilfsspannungsquellen, die mit dem Lastpotential (Emitter des IGBT) verbunden sind. Dazu sind in üblicher Weise zwei Spannungsquellen U_H1 und U_H3 vorgesehen, wobei durch Ansteuerung eines Einschalttransistors S1 die positive Steuerspannung von der Spannungsquelle U_H1 zum Einschalten des IGBT und durch Ansteuerung eines Ausschalttransistors S3 die negative Steuerspannung von der Spannungsquelle U_H3 zum Abschalten des IGBT an die Gate-Emitterstrecke gelegt werden.

Zur Absenkung der Steuerspannung u_CE ist bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 4 zwischen den Punkten a und b ein Entlade-Netzwerk, bestehend aus einer Z-Diode Z und einem Entladetransistor S2, vorgesehen. Der Entladetransistor S2 wird dazu unmittelbar nach dem Sperren des Ansteuertransistors S1 für kurze Zeit leitend gesteuert, bis sich die Eingangskapazität der Gate-Emitterstrecke über die Z-Diode Z auf eine Spannung annähernd u_GE ≈ U_Z (Schwellspannung der Z-Diode Z) entladen hat. Nach dem Sperren des Entladetransistors S2 wird dann der Abschalttransistor S3 zum Abschalten des IGBT eingeschaltet.

Bei der Schaltungsanordnung nach Fig. 5 wird unmittelbar nach dem Sperren des Einschalttransistors S1 zur Absenkung der Steuerspannung u_GE der Abschalttransistor S3 im Pulsbetrieb mit hoher Schaltfrequenz bei kleinem Tastverhältnis τ (τ = T_on/T_puls) so lange betrieben, bis die Eingangskapazität der Gate-Emitterstrecke stufenweise auf den gewünschten Wert entladen ist. Anschließend wird durch dauerhaftes Aufsteuern des Abschalttransistors S3 die volle negative Steuerspannung der Spannungsquelle U_H3 am Steuereingang des IGBT wirksam, wodurch dieser dann schnell abschaltet. Diese Lösung hat den Vorteil, daß kein zusätzlicher Schalttransistor (wie z. B. S2) mit den notwendigen Ansteuerkopplern (z. B. Optokoppler) erforderlich ist. Vorteilhafterweise ist der Gate-Widerstand R1 durch eine in Richtung auf den Abschalttransistor S3 gepolte (nicht näher bezeichnete) Diode in Reihe mit einem weiteren Widerstand R2 überbrückt.

Fig. 6 zeigt als ein weiteres Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Lösung eine Ansteuerschaltung mit Impulsübertrager, die daher keine Steuerspannungsquellen (U_H) auf IGBT-Potential benötigt.

Bei normalem Betrieb wird zum Einschalten des IGBT die Spannung einer einzigen Spannungsquelle U_H an der primärseitigen Wicklung eines Einschalt-Impulsübertragers Ü_E über den Einschalttransistor S1 mit einer Impulskette geschaltet. Auf der Sekundärseite dieses Übertragers wird die induzierte Wechselspannung mit einer Diode D1 gleichgerichtet und über einen Transistor T4 und den Gate-Widerstand R1 an die Gate-Emitterstrecke als positive Steuerspannung gelegt.

Ähnlich wie bei der Schaltung nach Fig. 5 wird der Abschalttransistor S3 sowohl zur Gatespannungsabsenkung als auch zum Abschalten des IGBT benutzt. Dazu ist der Abschalttransistor S3 in Reihe mit der Spannungsquelle U_H an die Primärwicklung eines Abschalt-Impulsübertragers Ü_A angeschlossen. Die Sekundärwicklung des Abschalt-Impulsübertragers Ü_A liegt (mit entgegengesetztem Wicklungssinn wie die Sekundärwicklung des Einschalt-Impulsübertragers) in Reihe mit einer weiteren Diode D2 und einem weiteren Transistor T5 und dem Gate-Widerstand R1 an der Gate-Emitterstrecke des IGBT.

Nach dem Sperren des Einschalttransistors S1 wird der Abschalttransistor S3 mit hoher Schaltfrequenz bei geringem Tastverhältnis geschaltet, so daß die Eingangskapazität des IGBT stufenweise entladen wird. Wenn die Steuerspannung U_GE auf die gewünschte Höhe abgesenkt ist, wird der Abschalttransistor S3 mit größerem Tastverhältnis geschaltet, so daß die Eingangskapazität des IGBT schnell auf die gewünschte negative Steuerspannung umgeladen und der IGBT abgeschaltet wird.

Claims (5)

1. Ansteuerverfahren zur Verbesserung des Überstromabschaltverhaltens von Leistungshalbleiterschaltern mit MOS-Steuereingang, die mit einer Steuerspannung eingeschaltet und leitend gehalten werden und durch Wegnahme der Steuerspannung oder durch Wechsel der Steuerspannungspolarität abgeschaltet und gesperrt werden, dadurch gekennzeichnet, daß unabhängig von der momentanen Strombelastung des Leistungshalbleiterschalters die zum Einschalten und Leiten benötigte Steuerspannung unmittelbar vor jedem Abschalten derart abgesenkt wird, daß zwar eine deutliche Entladung der bauelementeigenen Eingangskapazität erfolgt, dabei aber noch keine nennenswerte Erhöhung der Durchlaßspannung (Entsättigung) im Hauptpfad des Leistungshalbleiterschalters auftritt.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß bei erkannter Stromüberlastung des Leistungshalbleiterschalters die Absenkung der Steuerspannung vorzeitig eingeleitet wird.

3. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung am Steuereingang des Leistungshalbleiterschalters durch ein gesteuertes Überbrücken des Steuereingangs abgesenkt wird (Fig. 4).

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Spannung am Steuereingang des Leistungshalbleiterschalters abgesenkt wird, indem die für das Abschalten dienende Steuerspannung in Form hochfrequenter, schmaler Pulsblöcke an den Steuereingang des Leistungshalbleiterschalters geschaltet wird (Fig. 5).

5. Verfahren nach einem der Ansprüche 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Ansteuerung zur Absenkung der Spannung an der Gate-Emitterstrecke potentialfrei mittels magnetischer Pulsübertrager erfolgt (Fig. 6).