WO2013164222A1 - Schaltungsanordnung zum ansteuern eines halbleiter-schaltelements - Google Patents

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circuit arrangement
pulse generator
terminal
capacitor
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PCT/EP2013/058371
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Matthias Ridder
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Conti Temic Microelectronic Gmbh
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Definitions

  • the application relates to a circuit arrangement for driving a first voltage-controlled semiconductor switching element and a bridge circuit and a power converter with such a circuit arrangement.
  • a power supply circuit with a Stromguelle, a power transformer, the secondary side is connected to a to be supplied by the power supply circuit circuitry, and a voltage-controlled switching element with a control terminal is known.
  • the power supply circuit includes an LC resonant circuit connected in series with the switching element, the inductance of which forms the first winding of the power transformer, a feedback winding for supplying a feedback voltage corresponding to a high-frequency current of the LC resonant circuit to the control terminal of the switching element and one of the series connection of the LC circuit.
  • Resonant circuit and the switching element parallel-connected bias circuit which is connected to the feedback winding to supply a bias voltage to the control terminal via the feedback winding.
  • the power supply circuit has a bias control circuit for controlling the bias voltage, which is connected between the bias circuit and the series circuit of the LC resonant circuit with the switching element, and a resistor connected to the control terminal of the switching element, wherein the bias voltage and the feedback voltage to the control terminal of the switching element via be supplied to the resistor, and wherein the resistor is used to delay of the feedback voltage is selected by a predetermined period of time.
  • the object of the application is to provide a circuit arrangement for driving a first voltage-controlled semiconductor switching element and a bridge circuit and a power converter with such a circuit arrangement, which allow a reduction in the duration for the provision of an adapted cut-off voltage.
  • a circuit arrangement for driving a first voltage-controlled semiconductor switching element having a first electrode, a second electrode and a control electrode has, according to one aspect of the application, a pulse generator which generates a particularly unipolar control voltage input signal for driving the first semiconductor switching element wherein the control voltage input signals include a turn-on voltage signal for turning on the first semiconductor switching element and a turn-off voltage signal for turning off the first semiconductor switching element.
  • the circuit arrangement has a bias capacitor, wherein the bias capacitor is electrically connected or coupled to the pulse generator in such a way that an amplitude of a turn-off voltage signal that can be applied to the control electrode can be changed by means of the bias capacitor.
  • the circuit arrangement has a first electrical resistance.
  • the first electrical resistance and the bias capacitor are in an electrical path between a first terminal of the pulse generator and a second one Connection of the pulse generator electrically connected in series.
  • the control electrode is electrically connected to a first terminal of the bias capacitor and a first terminal of the first electrical resistor. Furthermore, the first electrode is electrically connected to a second terminal of the pulse generator and a second terminal of the first electrical resistor.
  • the circuit arrangement further comprises a further capacitor which is electrically connected in series in the conduction path between the first terminal of the pulse generator and the second terminal of the pulse generator with the first electrical resistance and the bias capacitor.
  • a first connection of the pulse generator and a second connection of the pulse generator is understood to mean that the first connection and the second connection are electrically connected or coupled to the pulse generator and thus electrically connected to the pulse generator, without, however necessarily to be connected to the pulse generator via a conduction path.
  • the first electrical resistance here and below is understood to mean a passive electrical component and not the physical quantity.
  • the circuit arrangement according to the said embodiment makes it possible to reduce the duration for the provision of an altered switch-off voltage.
  • the amplitude of the voltage applied to the control electrode off switch voltage signal can be changed.
  • the charging of the bias capacitor occurs at a switching on the circuit arrangement or switching on the device containing the circuit step by step by the energy with which the control electrode is charged. This process typically takes a few milliseconds, during which the first semiconductor switching element is slower to turn off compared to a subsequent continuous operation.
  • an acceleration of the provision of the adapted switch-off voltage is advantageously made possible. This is done in particular by the provision of the first electrical resistance.
  • the charging of the bias capacitor depends on the energy which the circuit arrangement outputs to the control electrode of the first semiconductor switching element at each switch-on process.
  • the charging of the bias capacitor can be accelerated by the fact that an additional load is connected to the output of the circuit. This is done in the embodiment shown by the first electrical resistance between the
  • Control electrode and the first electrode of the first semiconductor switching element is arranged.
  • the cost of the entire circuit arrangement are not increased significantly in an advantageous manner.
  • the first electrical resistance and the bias capacitor are thus arranged in a conduction path between the first electrode and the control electrode electrically parallel to each other.
  • the amplitude of the turn-off voltage signal which can be applied to the control electrode can be changed by means of the bias capacitor such that the turn-off voltage signal has a polarity opposite to a turn-on voltage signal.
  • the circuit arrangement further comprises a first diode, wherein the first diode in the electrical path between the first terminal of the pulse generator and the second terminal of the pulse generator with the first electrical resistance and the Vorencieskon- capacitor is electrically connected in series.
  • the first diode is preferably selected from the group consisting of a Schottky diode and a bipolar diode.
  • the first electrical resistance and the first diode can be monolithically integrated in the circuit arrangement.
  • the bias capacitor has a first capacitance Ci and the capacitor has a third capacitance C 3 , wherein the first capacitance Ci substantially corresponds to the third capacitance C 3 .
  • Ci C 3 .
  • the first semiconductor switching element may be formed in particular as a MOSFET.
  • the first electrode forms a source electrode
  • the second electrode forms a drain electrode
  • the control electrode forms a gate electrode of the MOSFET.
  • the first semiconductor switching element may be formed as a normal-blocking n-channel MOSFET.
  • the modified switch-off voltage signal in this embodiment has a negative polarity and the turn-on voltage signal has a positive polarity.
  • the first semiconductor switching element may be formed as an IGBT.
  • the first electrode forms an emitter electrode
  • the second electrode forms a collector electrode
  • the control electrode forms a gate electrode of the IGBT.
  • the circuit arrangement further comprises, in a further preferred embodiment, a discharge circuit which is designed to discharge the control electrode.
  • Discharge circuit is seen from the pulse generator from electrically connected in parallel with the bias capacitor and has a second electrical resistance and a second semiconductor switching element.
  • the second semiconductor switching element can in particular be designed as a MOSFET or as a bipolar transistor.
  • the circuit arrangement further comprises a second diode, wherein the second diode is electrically connected in parallel to the bias capacitor.
  • the first electrical resistance in the electrical path between the first terminal of the pulse generator and the second terminal of the pulse generator is electrically connected in series with the parallel circuit of the second diode and the bias capacitor.
  • the second diode is preferably designed as a Zener diode.
  • the first electrical resistance is 100 ohms in a preferred embodiment. This can ensure that the first electrical resistance does not short-circuit the circuit arrangement even during a transient process.
  • the application further relates to a bridge circuit comprising a circuit arrangement according to one of the said embodiments.
  • the bridge circuit may be formed as a half-bridge circuit.
  • the application relates to a power converter, in particular a DC-DC converter having a circuit arrangement according to one of the aforementioned embodiments.
  • the bridge circuit and the power converter according to the application have the already mentioned in connection with the circuit arrangement according to the application advantages, which are not listed again at this point to avoid repetition.
  • FIG. 1A shows a block diagram of a circuit arrangement according to a first embodiment of the application
  • FIG. 1B shows a block diagram of a circuit arrangement according to a second embodiment of the application
  • FIG. 2 shows a block diagram of a circuit arrangement according to a third embodiment of the application
  • FIG. 3A shows a block diagram of a circuit arrangement according to a fourth embodiment of the application
  • FIG. 3B shows a block diagram of a circuit arrangement according to a fifth embodiment of the application
  • FIG. 4 shows a block diagram of a circuit arrangement according to a sixth embodiment of the application.
  • FIG. 5A shows a schematic block diagram of a
  • FIG. 5B shows a schematic block diagram of a
  • Figures 6A and 6B show voltage-time diagrams for a first parameter set
  • Figs. 7A and 7B show voltage-time diagrams for a second parameter set
  • Figures 8A and 8B show voltage-time diagrams for a third parameter set
  • Figs. 9A and 9B show voltage-time diagrams for a fourth parameter set
  • Figures 10A and 10B show voltage-time diagrams for a fifth parameter set
  • Figures IIA and IIB show voltage-time diagrams for a sixth parameter set.
  • FIG. 1A shows a block diagram of a circuit arrangement 1 for driving voltage-controlled semiconductor switching elements 2 and 2 '.
  • the semiconductor switching elements 2 and 2 ' are formed in the embodiment shown as normal blocking n-channel MOSFETs and each have a first electrode 3 in the form of a source electrode, a second electrode 4 in the form of a
  • Drain electrode and a control electrode 5 in the form of a gate electrode in the form of a gate electrode.
  • the circuit arrangement 1 thus forms in the embodiment shown a gate driver circuit and the first electrode 3 a reference electrode for the control electrode 5.
  • the semiconductor switching elements 2 and 2 ' are part of a half-bridge circuit, wherein the semiconductor switching elements 2 is a so-called high side switch and the semiconductor switching elements 2 'form a so-called low side switch of the half-bridge circuit.
  • the circuit arrangement 1 has a first pulse generator and a second pulse generator.
  • the first pulse generator comprises a first amplifier 6 and a transformer 24 having a primary side 25 and a secondary side 26, the first amplifier 6 being electrically connected to the primary side 25 of the transformer 24.
  • the second pulse generator comprises a second amplifier 6 'and a transformer 24 having a primary side 25 and a secondary side 26, the second amplifier 6 being electrically connected to the primary side 25 of the transformer 24.
  • the first and the second pulse generator to a common transformer 24.
  • the transformer 24 in turn has on the primary side 25 to a common input coil, which is connected between the first and the second amplifier 6, 6 '.
  • the transformer 24 each have an output coil, each having a first electrical connection 10 and a respective second electrical connection 11.
  • the circuit arrangement 1 On the secondary side 26 of the transformer 24, the circuit arrangement 1 has a respective bias capacitor 8 for the semiconductor switching elements 2 and 2 '.
  • the Vortexskondensatoren 8 are above the respective first
  • Terminal 10 and the respective second terminal 11 so electrically connected to the respective pulse generator, that by means of the respective bias capacitor 8, an amplitude of an applicable to the control electrode 5 of the corresponding semiconductor ter switching element 2 or 2 'off switching voltage signal is changeable.
  • the amplitude is variable such that a negative switch-off voltage signal can be provided, which thus has an opposite polarity to a positive switch-on voltage signal.
  • the circuit arrangement 1 has on the secondary side 26 of the transformer 24 in each case a first electrical resistance 9 for the semiconductor switching elements 2 and 2 '.
  • the circuit arrangement 1 in the embodiment shown in each case a second diode 21 for the semiconductor switching elements 2 and 2 ', wherein the second diode 21 is electrically connected in parallel to the respective bias capacitor 8.
  • the first electrical resistor 9 is electrically connected in series with the parallel circuit of the second diode 21 and the bias capacitor 8 in an electrical path between the first terminal 10 and the second terminal 11 of the corresponding pulse generator.
  • the second diode 21 is formed, for example, as a Zener diode. By means of the second diode 21 so that the maximum charging voltage of the bias capacitor 8 can be set.
  • the control electrode 5 of the respective semiconductor switching element 2 or 2 ' is electrically connected to a first terminal 12 of the corresponding bias capacitor 8 and a first terminal 13 of the corresponding first electrical resistor 9. Furthermore, the first electrode 3 of the respective semiconductor switching element 2 or 2 'is electrically connected to a second terminal 14 of the corresponding bias capacitor 8 and a second terminal 15 of the corresponding first electrical resistor 9. Thus, the first electric resistance 9 and the parallel circuit of the second diode 21 and the bias capacitor 8 in a conduction path between the first electrode 3 and the control electrode 5 are electrically parallel to each other and electrically connected to the first electrode 3 and the control electrode 5.
  • the circuit arrangement 1 further comprises a first diode 16 and a capacitor 17, wherein the first diode 16 and the capacitor 17 in the electrical path between the first terminal 10 and the second terminal 11 of the corresponding pulse generator with the first electrical resistance 9 and the parallel circuit of the second diode 21 and the bias capacitor 8 electrically are connected in series.
  • the first diode 16 is, for example, selected from the group consisting of a Schottky diode and a bipolar diode and the bias capacitor 8 typically has a first capacitance Ci, which essentially corresponds to a third capacitance C 3 of the capacitor 17.
  • the first terminal 12 of the pre-voltage capacitor S 8 is electrically connected to the first diode 16 and the first diode 16 is further electrically connected to the first terminal 13 of the first electrical resistor 9.
  • the second terminal 15 of the first electrical resistor 9 is further electrically connected to the capacitor 17.
  • the control voltage input signals 7 and 7 'for driving the semiconductor switching elements 2 and 2' are transmitted to the semiconductor switching elements 2 and 2 '.
  • the discharge of the respective gate electrode takes place on the secondary side 26 of the transformer 24 by means of a discharge circuit 18, wherein the discharge circuit 18 is electrically connected in parallel to the series circuit of the respective pre capacitor 8 and the respective control electrode 5 and a second electrical resistance 19 and a second semiconductor switching element 20, wherein the second semiconductor switching element 20 forms a turn-off MOSFET in the embodiment shown.
  • the charging voltage of the corresponding bias capacitor 8 is superimposed on the respective gate signal.
  • the charging of the pre-voltage capacitor s 8 when you turn it is done gradually by the energy with which the respective MOSFET gate is charged.
  • the provision of the negative switch-off voltage can be accelerated without changing the other switching behavior of the circuit arrangement 1. Since the charging of the bias capacitors 8 depends on the energy which the gate driver outputs to the respective gate of the semiconductor switching elements 2 and 2 'at each turn-on, this can be accelerated by connecting an additional load to the output of the gate driver.
  • the first electrical resistor 9 is dimensioned such that it does not short-circuit the circuit arrangement 1 during the transient and is typically 100 ohms.
  • the capacitor 17 and the first diode 16 are connected in series with the first electrical resistor 9.
  • the first electrical resistor 9 thereby loads the circuit arrangement 1 only as long as the capacitor 17 is not yet charged.
  • the circuit arrangement 1 has a second electrical resistor 22, which is connected electrically in parallel with the capacitor 17 and serves to discharge the capacitor 17. Furthermore, the circuit arrangement 1 has a third electrical resistor 23, which is electrically connected in series with the parallel circuit of the second diode 21 and the bias capacitor 8 and forms a charging resistor for the bias capacitor 8.
  • FIG. 1B shows a block diagram of a circuit arrangement 1 according to a second embodiment of the application. Components having the same functions as in FIG. 1A are identified by the same reference symbols and will not be explained again below.
  • the second embodiment shown in FIG. 1B differs from the first embodiment shown in FIG. 1A in that the order of arrangement of the first electrical resistor 9 and the first diode 16 in the electrical path between the first terminal 10 and the second terminal 11 is reversed that is, the first terminal 12 of the bias capacitor 8 is electrically connected to the first terminal 13 of the first electrical resistance 9, and the second terminal 15 of the first electrical resistance 9 is electrically connected to the first diode 16.
  • the first diode 16 is further connected to the capacitor 17.
  • the order of arrangement of the first electrical resistance 9, the first diode 16 and the capacitor 17 can be commutated in the electrical series circuit formed by these components in any manner, the second electrical resistance 22 is always connected electrically parallel to the capacitor 17.
  • FIG. 2 shows a block diagram of a circuit arrangement 1 according to a third embodiment of the application.
  • Components with the same functions as in the preceding figures are identified by the same reference numerals and will not be explained again below.
  • the third embodiment shown in Figure 2 differs from the previous embodiments in that only one pulse generator on the primary side 25 of the transformer 24th is arranged, in turn, an amplifier 6 of the pulse generator is shown.
  • the voltage amplitude is halved compared to the previous embodiments. Accordingly, only control voltage input signals 7 for driving the semiconductor switching elements 2 and 2 'are generated by means of the pulse generator.
  • FIG. 3A shows a block diagram of a circuit arrangement 1 according to a fourth embodiment of the application.
  • Components with the same functions as in the preceding figures are identified by the same reference numerals and will not be explained again below.
  • Circuit arrangement 1 has only one semiconductor switching element 2 in the form of a normally blocking n-channel MOSFET. Furthermore, the embodiment shown has no transformer. The pulse generator is thus not galvanically isolated from the other components.
  • the embodiment shown in FIG. 3A does not include, in addition to the bias capacitor 8, any further capacitor and no parallel thereto arranged second electrical resistance and no discharge circuit according to the preceding embodiments.
  • FIG. 3B shows a block diagram of a circuit arrangement 1 according to a fifth embodiment of the application.
  • Components with the same functions as in the preceding figures are identified by the same reference numerals and will not be explained again below.
  • the embodiment shown in Figure 3B differs from the embodiment shown in Figure 3A in that the Circuit arrangement 1 in addition to the bias capacitor 8, a capacitor 17, wherein the capacitor 17 in the conduction path between the first terminal 10 of the pulse generator and the second terminal 11 of the pulse generator with the first electrical resistance 9 and the parallel circuit of the second diode 21 and the bias capacitor 8 is electrically connected in series. Furthermore, the circuit arrangement 1 has a second electrical resistor 22, which is connected electrically in parallel with the capacitor 17.
  • FIG. 4 shows a block diagram of a circuit arrangement 1 according to a sixth embodiment of the application.
  • Components with the same functions as in the preceding figures are identified by the same reference numerals and will not be explained again below.
  • the embodiment shown in FIG. 4 differs from the embodiment shown in FIG. 2 in that the discharge circuit 18 has a second semiconductor switching element 20 in the form of a bipolar transistor.
  • circuit arrangement 1 shown in FIGS. 1A to 4 represent only exemplary ones
  • Gate driver circuits The acceleration circuit according to the application can be used in any gate driver, which has a bias capacitor 8, which is charged by the gate energy.
  • Such gate drivers are used, for example, in mid-range DC / DC converters, that is from a few hundred watts to a few kilowatts.
  • the mid-range DC / DC converters that is from a few hundred watts to a few kilowatts.
  • FIG. 5A shows a schematic block diagram of a
  • FIG. 5B shows a schematic block diagram of a circuit arrangement which forms the basis for those shown in FIGS. 7A to IIB
  • FIG. 5A shows a schematic block diagram of a circuit arrangement which has no acceleration circuit according to the application
  • Circuit arrangement according to the application shows.
  • the pulse generator is shown in FIGS. 5A and 5B only schematically as a source of voltage. Furthermore, the semiconductor switching element to be driven in the form of a MOSFET is not shown in detail in FIGS. 5A and 5B.
  • the pulse generator generates unipolar rectangular control voltage inputs which are between zero volts and 18 volts, with the rising and falling edges each having 100 ns rise and fall times, respectively.
  • the pulse duration is 4.9] is and the period 10] is, that is, the interval between the pulses is taking into account the rise and fall times 4.9] is.
  • Figures 6A and 6B show voltage-time diagrams for the first parameter set.
  • Figure 6A shows an overview of the time course of the voltage in a time interval of 2 ms
  • Figure 6B is a detailed view of a time interval of 200] is, wherein in the respective upper voltage-time diagram, the control voltage input signals generated by the pulse generator and in the respective lower voltage-time diagram, the voltage applied to the control electrode in the form of the gate electrode voltage are shown.
  • Figures 7A and 7B show voltage-time diagrams for the second parameter set, which includes optimally selected parameters.
  • Figure 7A shows an overview of the time course of the voltage in a time interval of 2 ms
  • Figure 7B is a detailed view of a time interval of 200] is, wherein in the respective upper voltage-time diagram, the voltage of the capacitor, in the respective average voltage Time diagram shows the control voltage input signals generated by the pulse generator and in the respective lower voltage voltage-time diagram which are shown on the control electrode in the form of the gate electrode voltage applied.
  • the provision of the pre-stressing capacitor 8 can change the negative amplitude of a turn-off voltage signal which can be applied to the control electrode from 0 V to -2 V, thus providing a negative turn-off voltage.
  • the duration of the provision of the negative switch-off voltage can thereby be shortened in an advantageous manner by the provision of the first electrical resistor 9 in comparison with the duration of the circuit arrangement shown in FIG. 5A.
  • FIGS. 8A to IIB show voltage-time diagrams for the further parameter sets, again showing an overview of the time profile of the voltage in a time interval of 2 ms and a detailed view of a time interval of 200] is.

Abstract

Offenbart wird eine Schaltungsanordnung (1) zum Ansteuern eines Halbleiter-Schaltelements (2, 2') mit einer ersten Elektrode (3), einer zweiten Elektrode (4) und einer Steuerelektrode (5), wobei die Schaltungsanordnung (1) umfasst: - einen Pulsgenerator zum Erzeugen eines Steuerspan- nungs-Eingangssignals (7, 7'), - einen Vorspannungskondensator (8), - einen ersten elektrischen Widerstand (9), wobei der erste elektrische Widerstand (9) und der Vorspannungskondensator (8) zwischen einem ersten Anschluss (10) des Pulsgenerators und einem zweiten Anschluss (11) des Pulsgenerators elektrisch in Reihe geschaltet sind, die Steuerelektrode (5) mit dem Vorspannungskondensator (8) und dem ersten elektrischen Widerstand (9) und die erste Elektrode (3) mit dem Pulsgenerator und dem ersten elektrischen Widerstand (9) elektrisch verbunden ist, und - einen weiteren Kondensator (17), der mit dem Pulsgenerator, dem ersten elektrischen Widerstand (9) und dem Vorspan- nungskondensator (8) in Reihe geschaltet ist.

Description

Beschreibung
Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines Halbleiter-Schaltelements
Die Anmeldung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines ersten spannungsgesteuerten Halbleiter-Schaltelements sowie eine Brückenschaltung und einen Stromrichter mit einer derartigen Schaltungsanordnung.
Aus der DE 697 20 176 T2 ist eine Stromversorgungsschaltung mit einer Stromguelle, einem Leistungstransformator, dessen Sekundärseite mit einer von der Stromversorgungsschaltung zu versorgenden Schaltungsanordnung verbunden ist, und einem spannungsgesteuerten Schaltelement mit einem Steueranschluss bekannt. Ferner beinhaltet die Stromversorgungsschaltung einen mit dem Schaltelement in Reihe geschalteten LC-Schwingkreis, dessen Induktivität die erste Wicklung des Leistungstransformators bildet, eine Rückkopplungswicklung zur Zuführung einer einem hochfreguenten Strom des LC-Schwingkreises entsprechenden Rückkopplungs Spannung zum Steueranschluss des Schaltelements und eine der Reihenschaltung des LC-Schwingkreises und des Schaltelements parallel geschaltete Vorspannungsschaltung, die mit der Rückkopplungswicklung verbunden ist, um dem Steueranschluss über die Rückkopplungswicklung eine Vorspannung zuzuführen. Weiterhin weist die Stromversorgungsschaltung eine VorspannungssteuerSchaltung zur Steuerung der Vorspannung, die zwischen die Vorspannungsschaltung und die Reihenschaltung des LC-Schwingkreises mit dem Schaltelement geschaltet ist, und einen mit dem Steueranschluss des Schaltelements verbundenen Widerstand auf, wobei die Vorspannung und die Rückkopplungsspannung dem Steueranschluss des Schaltelements über den Widerstand zugeführt werden, und wobei der Widerstand zur Ver- zögerung der Rückkopplungsspannung um eine vorgegebene Zeitdauer ausgewählt ist.
Aufgabe der Anmeldung ist es, eine Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines ersten spannungsgesteuerten Halbleiter-Schaltelements sowie eine Brückenschaltung und einen Stromrichter mit einer derartigen Schaltungsanordnung anzugeben, welche eine Verringerung der Dauer für die Bereitstellung einer angepassten Ausschaltspannung ermöglichen.
Diese Aufgabe wird mit dem Gegenstand der unabhängigen Ansprüche gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen.
Eine Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines ersten spannungsgesteuerten Halbleiter-Schaltelements mit einer ersten Elektrode, einer zweiten Elektrode und einer Steuerelektrode weist gemäß einem Aspekt der Anmeldung einen Pulsgenerator auf, der zum Erzeugen eines insbesondere unipolaren Steuerspan- nungs-Eingangssignals zum Ansteuern des ersten Halbleiter-Schaltelements ausgebildet ist, wobei die Steuerspan- nungs-Eingangssignale ein Einschaltspannungssignal zum Einschalten des ersten Halbleiter-Schaltelements und ein Aus- schaltspannungssignal zum Ausschalten des ersten Halbleiter-Schaltelements beinhalten. Zudem weist die Schaltungsanordnung einen Vorspannungskondensator auf, wobei der Vorspannungskondensator mit dem Pulsgenerator derart elektrisch verbunden bzw. gekoppelt ist, dass mittels des Vorspannungskondensators eine Amplitude eines an die Steuerelektrode anlegbaren Ausschaltspannungssignals veränderbar ist. Weiterhin weist die Schaltungsanordnung einen ersten elektrischen Widerstand auf. Der erste elektrische Widerstand und der Vorspannungskondensator sind in einem elektrischen Pfad zwischen einem ersten Anschluss des Pulsgenerators und einem zweiten Anschluss des Pulsgenerators elektrisch m Reihe geschaltet. Die Steuerelektrode ist mit einem ersten Anschluss des Vorspannungskondensators und einem ersten Anschluss des ersten elektrischen Widerstands elektrisch verbunden. Ferner ist die erste Elektrode mit einem zweiten Anschluss des Pulsgenerators und einem zweiten Anschluss des ersten elektrischen Widerstands elektrisch verbunden . Die Schaltungsanordnung weist ferner einen weiteren Kondensator auf, der in dem Leitungspfad zwischen dem ersten Anschluss des Pulsgenerators und dem zweiten Anschluss des Pulsgenerators mit dem ersten elektrischen Widerstand und dem Vorspannungskondensator elektrisch in Reihe geschaltet ist.
Dabei wird hier und im Folgenden unter einem ersten Anschluss des Pulsgenerators und einem zweiten Anschluss des Pulsgenerators verstanden, dass der erste Anschluss und der zweite Anschluss mit dem Pulsgenerator elektrisch verbunden bzw. gekoppelt sind und damit elektrisch in Wirkverbindung mit dem Pulsgenerator stehen, ohne dabei jedoch notwendigerweise mit dem Pulsgenerator über einen Leitungspfad verbunden zu sein. Ferner wird unter dem ersten elektrischen Widerstand hier und im Folgenden ein passives elektrisches Bauelement und nicht die physikalische Größe verstanden .
Die Schaltungsanordnung gemäß der genannten Ausführungsform ermöglicht eine Verringerung der Dauer für die Bereitstellung einer veränderten bzw. angepassten Ausschaltspannung . Dabei kann mittels einer Überlagerung der Steuerspannungs-Eingangssignale mit einer Ladespannung des Vorspannungskondensators die Amplitude des an die Steuerelektrode anlegbaren Aus schaltspan- nungssignals verändert werden. Die Aufladung des Vorspannungskondensators geschieht bei einem Einschalten der Schaltungsanordnung bzw. einem Einschalten des die Schaltungsanordnung enthaltenden Bauelements schrittweise durch die Energie, mit der die Steuerelektrode aufgeladen wird. Dieser Vorgang dauert typischerweise einigen Millisekunden, während derer das erste Halbleiter-Schaltelement im Vergleich zu einem folgenden Dauerbetrieb langsamer ausschaltbar ist. Mittels der gezeigten Ausführungsform wird in vorteilhafter Weise eine Beschleunigung der Bereitstellung der angepassten Aus schaltspannung ermöglicht. Dies erfolgt insbesondere durch die Bereitstellung des ersten elektrischen Widerstands . Dabei wird von der Überlegung ausgegangen, dass die Aufladung des Vorspannungskondensators von der Energie abhängt, die die Schaltungsanordnung bei jedem Einschaltvorgang an die Steuerelektrode des ersten Halbleiter-Schaltelements abgibt. Damit kann die Aufladung des Vorspannungskondensators dadurch beschleunigt werden, dass eine zusätzliche Last an den Ausgang der Schaltungsanordnung angeschlossen wird. Dies erfolgt in der gezeigten Ausführungsform durch den ersten elektrischen Widerstand, der zwischen der
Steuerelektrode und der ersten Elektrode des ersten Halbleiter-Schaltelements angeordnet ist. Die Kosten für die gesamte Schaltungsanordnung werden dabei in vorteilhafter Weise nicht signifikant erhöht.
In der oben genannten Ausführungsform sind der erste elektrische Widerstand und der Vorspannungskondensator damit in einem Leitungspfad zwischen der ersten Elektrode und der Steuerelektrode elektrisch parallel zueinander angeordnet.
In einer bevorzugten Ausführungsform der Schaltungsanordnung ist die Amplitude des an die Steuerelektrode anlegbaren Aus- schaltspannungssignals mittels des Vorspannungskondensators derart veränderbar, dass das Ausschaltspannungssignal eine zu einem Einschaltspannungssignal entgegengesetzte Polarität aufweist. Dadurch kann eine Störanfälligkeit des ersten Halbleiter-Schaltelements verringert werden. In einer bevorzugten Ausführungsform weist die Schaltungsanordnung weiterhin eine erste Diode auf, wobei die erste Diode in dem elektrischen Pfad zwischen dem ersten Anschluss des Pulsgenerators und dem zweiten Anschluss des Pulsgenerators mit dem ersten elektrischen Widerstand und dem Vorspannungskon- densator elektrisch in Reihe geschaltet ist. Die erste Diode ist dabei bevorzugt ausgewählt aus der Gruppe, bestehend aus einer Schottky-Diode und einer Bipolardiode. Weiterhin können der erste elektrische Widerstand und die erste Diode in der Schaltungsanordnung monolithisch integriert sein.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform weist der Vorspannungskondensator eine erste Kapazität Ci und der Kondensator eine dritte Kapazität C3 auf, wobei die erste Kapazität Ci im Wesentlichen der dritten Kapazität C3 entspricht. Bevorzugt gilt dabei Ci = C3.
Mittels der genannten Ausführungsformen wird das weitere Schaltverhalten der Schaltungsanordnung, das heißt das
Schaltverhalten abgesehen von der beschleunigten Bereitstellung der angepassten Ausschaltspannung, in möglichst geringem Maße verändert. Insbesondere wird ermöglicht, dass nach einem Einschwingvorgang die Zusatzlast in Form des ersten elektrischen Widerstands die Schaltungsanordnung möglichst nicht belastet. Dies erfolgt mittels der Bereitstellung des Kondensators und der ersten Diode, die in Reihe zu dem ersten elektrischen Widerstand geschaltet sind. Der erste elektrische Widerstand belastet die Schaltungsanordnung dadurch nur solange der Kondensator noch nicht aufgeladen ist.
Das erste Halbleiter-Schaltelement kann insbesondere als MOSFET ausgebildet sein. In dieser Ausgestaltung bildet die erste Elektrode eine Source-Elektrode, die zweite Elektrode eine Drain-Elektrode und die Steuerelektrode eine Gate-Elektrode des MOSFET. Insbesondere kann das erste Halbleiter-Schaltelement als normal sperrender n-Kanal-MOSFET ausgebildet sein. Das veränderte Ausschaltspannungssignal besitzt in dieser Ausgestaltung eine negative Polarität und das Einschaltspannungs- signal eine positive Polarität.
Weiterhin kann das erste Halbleiter-Schaltelement als IGBT ausgebildet sein. Dabei bildet die erste Elektrode eine Emitter-Elektrode, die zweite Elektrode eine Kollek- tor-Elektrode und die Steuerelektrode eine Gate-Elektrode des IGBT .
Die Schaltungsanordnung weist in einer weiteren bevorzugten Ausführungsform weiterhin eine Entladeschaltung auf, die zum Entladen der Steuerelektrode ausgebildet ist. Die
Entladeschaltung ist dabei von dem Pulsgenerator aus gesehen elektrisch parallel zu dem Vorspannungskondensator geschaltet und weist einen zweiten elektrischen Widerstand und ein zweites Halbleiter-Schaltelement auf. Das zweite Halblei- ter-Schaltelement kann insbesondere als MOSFET oder als Bipolartransistor ausgebildet sein.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform weist die Schaltungsanordnung weiterhin eine zweite Diode auf, wobei die zweite Diode elektrisch parallel zu dem Vorspannungskondensator geschaltet ist. In dieser Ausführungsform ist der erste elektrische Widerstand in dem elektrischen Pfad zwischen dem ersten Anschluss des Pulsgenerators und dem zweiten Anschluss des Pulsgenerators elektrisch in Reihe zu der Parallelschaltung aus der zweiten Diode und dem Vorspannungskondensator geschaltet. Mittels der zweiten Diode kann eine maximale Ladespannung für den Vorspannungskondensator festgelegt werden. Die zweite Diode ist dazu bevorzugt als Zener-Diode ausgebildet. Der erste elektrische Widerstand beträgt in einer bevorzugten Ausführungsform 100 Ohm. Damit kann sichergestellt werden, dass der erste elektrische Widerstand auch während eines Einschwingvorgangs die Schaltungsanordnung nicht kurzschließt.
Die Anmeldung betrifft ferner eine Brückenschaltung, die eine Schaltungsanordnung gemäß einer der genannten Ausführungsformen aufweist. Insbesondere kann die Brückenschaltung als Halbbrückenschaltung ausgebildet sein.
Weiterhin betrifft die Anmeldung einen Stromrichter, insbesondere einen Gleichspannungswandler, der eine Schaltungsanordnung gemäß einer der genannten Ausführungsformen aufweist. Die Brückenschaltung und der Stromrichter gemäß der Anmeldung weisen die bereits im Zusammenhang mit der Schaltungsanordnung gemäß der Anmeldung genannten Vorteile auf, welche an dieser Stelle zur Vermeidung von Wiederholungen nicht nochmals aufgeführt werden.
Ausführungsformen der Anmeldung werden nun anhand der beigefügten Figuren näher erläutert.
Figur 1A zeigt ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung gemäß einer ersten Ausführungsform der Anmeldung;
Figur 1B zeigt ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung gemäß einer zweiten Ausführungsform der Anmeldung; Figur 2 zeigt ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung gemäß einer dritten Ausführungsform der Anmeldung;
Figur 3A zeigt ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung gemäß einer vierten Ausführungsform der Anmeldung; Figur 3B zeigt ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung gemäß einer fünften Ausführungsform der Anmeldung;
Figur 4 zeigt ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung gemäß einer sechsten Ausführungsform der Anmeldung;
Figur 5A zeigt ein schematisches Blockschaltbild einer
Schaltungsanordnung zu Simulations zwecken ;
Figur 5B zeigt ein schematisches Blockschaltbild einer
Schaltungsanordnung zu Simulations zwecken ;
Figuren 6A und 6B zeigen Spannungs-Zeit-Diagramme für einen ersten Parametersatz;
Figuren 7A und 7B zeigen Spannungs-Zeit-Diagramme für einen zweiten Parametersatz ;
Figuren 8A und 8B zeigen Spannungs-Zeit-Diagramme für einen dritten Parametersatz ;
Figuren 9A und 9B zeigen Spannungs-Zeit-Diagramme für einen vierten Parametersatz ;
Figuren 10A und 10B zeigen Spannungs -Zeit-Diagramme für einen fünften Parametersatz ;
Figuren IIA und IIB zeigen Spannungs-Zeit-Diagramme für einen sechsten Parametersatz.
Figur 1A zeigt ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung 1 zum Ansteuern von spannungsgesteuerten Halbleiter-Schaltelementen 2 und 2'. Die Halbleiter-Schaltelemente 2 und 2' sind in der gezeigten Ausführungsform als normal sperrende n-Kanal-MOSFETs ausgebildet und weisen jeweils eine erste Elektrode 3 in Form einer Source-Elektrode, eine zweite Elektrode 4 in Form einer
Drain-Elektrode und eine Steuerelektrode 5 in Form einer Gate-Elektrode auf. Die Schaltungsanordnung 1 bildet damit in der gezeigten Ausführungsform eine Gatetreiber-Schaltung und die erste Elektrode 3 eine Bezugselektrode für die Steuerelektrode 5. Die Halbleiter-Schaltelemente 2 und 2' sind Bestandteil einer Halbbrückenschaltung, wobei das Halbleiter-Schaltelemente 2 einen so genannten High Side Switch und das Halbleiter-Schaltelemente 2' einen so genannten Low Side Switch der Halbbrückenschaltung bilden.
Die Schaltungsanordnung 1 weist einen ersten Pulsgenerator sowie einen zweiten Pulsgenerator auf. Dabei umfasst der erste Pulsgenerator einen ersten Verstärker 6 und einen Transformator 24 mit einer Primärseite 25 und einer Sekundärseite 26, wobei der erste Verstärker 6 mit der Primärseite 25 des Transformators 24 elektrisch verbunden ist. Analog umfasst der zweite Pulsgenerator einen zweiten Verstärker 6' und einen Transformator 24 mit einer Primärseite 25 und einer Sekundärseite 26, wobei der zweite Verstärker 6 mit der Primärseite 25 des Transformators 24 elektrisch verbunden ist. Damit weisen der erste und der zweite Pulsgenerator einen gemeinsamen Transformator 24 auf. Der Transformator 24 weist seinerseits auf der Primärseite 25 eine gemeinsame Eingangsspule auf, die zwischen dem ersten und dem zweiten Verstärker 6, 6' geschaltet ist. Auf der Sekundärseite 26 weist der Transformator 24 jeweils eine Ausgangs spule mit je einem ersten elektrischen Anschluss 10 und je einem zweiten elektrischen Anschluss 11 auf. Dabei ist der erste Pulsgenerator zum Erzeugen von unipolaren Steuerspannungs-Eingangssignalen 7 und der zweite Pulsgenerator zum Erzeugen von unipolaren Steuerspannungs-Eingangssignalen Ί ' ausgebildet. Die Steuer- spannungs-Eingangs Signale 7 und 7' weisen jeweils ein Ein- schaltspannungssignal zum Einschalten des Halbleiter-Schaltelements 2 bzw. 2' und ein Ausschaltspannungssignal zum Ausschalten des Halbleiter-Schaltelements 2 bzw. 2' auf, wobei die Steuerspannungs-Eingangssignale 7 und 7' zueinander um 180° phasenverschoben bezüglich des Puls/Pausen-Verhältnisses sind. Mittels des an die jeweilige Steuerelektrode 5 anlegbaren Aus schaltspannungs Signals wird bewirkt, dass kein elektrisch leitender Kanal in dem Halbleiter-Schaltelement 2 bzw. 2' ausgebildet wird, wohingegen mittels des Einschaltspannungs- signals eine Steuerspannung an die Steuerelektrode 5 angelegt wird, bei der ein elektrisch leitender Kanal ausgebildet wird. Weitere Einzelheiten zur Ansteuerung der Halblei- ter-Schaltelemente 2 und 2' werden im Folgenden näher erläutert.
Auf der Sekundärseite 26 des Transformators 24 weist die Schaltungsanordnung 1 jeweils einen Vorspannungskondensator 8 für die Halbleiter-Schaltelemente 2 und 2' auf. Die Vorspan- nungskondensatoren 8 sind dabei über den jeweiligen ersten
Anschluss 10 und den jeweiligen zweiten Anschluss 11 mit dem jeweiligen Pulsgenerator derart elektrisch verbunden, dass mittels des jeweiligen Vorspannungskondensators 8 eine Amplitude eines an die Steuerelektrode 5 des entsprechenden Halblei- ter-Schaltelements 2 bzw. 2' anlegbaren Aus schaltspannungs- signals veränderbar ist. Die Amplitude ist dabei derart veränderbar, dass ein negatives Ausschaltspannungssignal bereitstellbar ist, das damit zu einem positiven Einschalt- spannungssignal eine entgegengesetzte Polarität aufweist.
Ferner weist die Schaltungsanordnung 1 auf der Sekundärseite 26 des Transformators 24 jeweils einen ersten elektrischen Widerstand 9 für die Halbleiter-Schaltelemente 2 und 2' auf. Zudem weist die Schaltungsanordnung 1 in der gezeigten Ausführungsform jeweils eine zweite Diode 21 für die Halbleiter-Schaltelemente 2 und 2' auf, wobei die zweite Diode 21 elektrisch parallel zu dem jeweiligen Vorspannungskondensator 8 geschaltet ist. Damit ist der erste elektrische Widerstand 9 in der gezeigten Aus- führungsform in einem elektrischen Pfad zwischen dem ersten Anschluss 10 und dem zweiten Anschluss 11 des entsprechenden Pulsgenerators elektrisch in Reihe zu der Parallelschaltung aus der zweiten Diode 21 und dem Vorspannungskondensator 8 geschaltet. Die zweite Diode 21 ist beispielsweise als Zener-Diode ausgebildet. Mittels der zweiten Diode 21 kann damit die maximale Ladespannung des Vorspannungskondensators 8 festgelegt werden. Die Steuerelektrode 5 des jeweiligen Halbleiter-Schaltelements 2 bzw. 2' ist mit einem ersten Anschluss 12 des entsprechenden Vorspannungskondensators 8 und einem ersten Anschluss 13 des entsprechenden ersten elektrischen Widerstands 9 elektrisch verbunden. Weiterhin ist die erste Elektrode 3 des jeweiligen Halbleiter-Schaltelements 2 bzw. 2' mit einem zweiten Anschluss 14 des entsprechenden Vorspannungskondensators 8 und einem zweiten Anschluss 15 des entsprechenden ersten elektrischen Widerstands 9 elektrisch verbunden. Damit sind der erste elektrische Widerstand 9 und die Parallelschaltung aus der zweiten Diode 21 und dem Vorspannungskondensator 8 in einem Leitungspfad zwischen der ersten Elektrode 3 und der Steuerelektrode 5 elektrisch parallel zueinander angeordnet und mit der ersten Elektrode 3 und der Steuerelektrode 5 elektrisch verbunden .
In der gezeigten Ausführungsform weist die Schaltungsanordnung 1 weiterhin eine erste Diode 16 sowie einen Kondensator 17 auf, wobei die erste Diode 16 und der Kondensator 17 in dem elektrischen Pfad zwischen dem ersten Anschluss 10 und dem zweiten Anschluss 11 des entsprechenden Pulsgenerators mit dem ersten elektrischen Widerstand 9 und der Parallelschaltung aus der zweiten Diode 21 und dem Vorspannungskondensator 8 elektrisch in Reihe geschaltet sind. Die erste Diode 16 ist beispielsweise ausgewählt aus der Gruppe, bestehend aus einer Schottky-Diode und einer Bipolardiode und der Vorspannungskondensator 8 weist typischerweise eine erste Kapazität Ci auf, die im Wesentlichen einer dritten Kapazität C3 des Kondensators 17 entspricht. Insbesondere kann die Beziehung Ci = C3 gelten.
In der gezeigten Ausführungsform ist der erste Anschluss 12 des Vor spannungskondensator s 8 mit der ersten Diode 16 elektrisch verbunden und die erste Diode 16 weiterhin elektrisch mit dem ersten Anschluss 13 des ersten elektrischen Widerstands 9 verbunden. Der zweite Anschluss 15 des ersten elektrischen Widerstands 9 ist ferner mit dem Kondensator 17 elektrisch verbunden .
Mittels des Transformators 24 werden die Steuerspan- nungs-Eingangssignale 7 und 7' zum Ansteuern der Halbleiter-Schaltelemente 2 bzw. 2' auf die Halbleiter-Schaltelemente 2 und 2' übertragen. Die Entladung der jeweiligen Gate-Elektrode erfolgt auf der Sekundärseite 26 des Transformators 24 mittels einer Entladeschaltung 18, wobei die Entladeschaltung 18 elektrisch parallel zu der Reihenschaltung aus dem jeweiligen Vor spannungskondensator 8 und der jeweiligen Steuerelektrode 5 geschaltet ist und einen zweiten elektrischen Widerstand 19 und ein zweites Halbleiter-Schaltelement 20 aufweist, wobei das zweite Halbleiter-Schaltelement 20 in der gezeigten Ausführungsform einen Ausschalt-MOSFET bildet.
Um die Halbleiter-Schaltelemente 2 und 2' mit einer negativen Gate-Spannung auszuschalten, wird dem jeweiligen Gate-Signal die Ladespannung des entsprechenden Vorspannungskondensators 8 überlagert. Die Aufladung des Vor spannungskondensator s 8 beim Einschalten geschieht dabei schrittweise durch die Energie, mit der das jeweilige MOSFET-Gate aufgeladen wird. Mittels der gezeigten Ausführungsform kann dabei die Bereitstellung der negativen Ausschaltspannung beschleunigt werden, ohne das sonstige Schaltverhalten der Schaltungsanordnung 1 zu verändern. Da die Aufladung der Vorspannungskondensatoren 8 von der Energie abhängt, die der Gatetreiber bei jedem Einschaltvorgang an das jeweilige Gate der Halbleiter-Schaltelemente 2 bzw. 2' abgibt, kann diese dadurch beschleunigt werden, dass eine zusätzliche Last an den Ausgang des Gatetreibers angeschlossen wird. Dies erreicht die gezeigte Ausführungsform durch den relativ niederohmigen ersten elektrischen Widerstand 9 zwischen dem jeweiligen Gate- und Source-Anschluss der beiden MOSFETs . Der erste elektrische Widerstand 9 ist dabei so bemessen, dass dieser auch während des Einschwingens die Schaltungsanordnung 1 nicht kurzschließt und beträgt typischerweise 100 Ohm.
Da nach dem Einschwingen die Zusatzlast in Form des ersten elektrischen Widerstands 9 den Gatetreiber möglichst nicht belasten soll, wird der Kondensator 17 und die erste Diode 16 in Reihe zu dem ersten elektrischen Widerstand 9 geschaltet. Der erste elektrische Widerstand 9 belastet dadurch die Schaltungsanordnung 1 nur solange der Kondensator 17 noch nicht aufgeladen ist.
Weiterhin weist die Schaltungsanordnung 1 in der gezeigten Ausführungsform einen zweiten elektrischen Widerstand 22 auf, der elektrisch parallel zu dem Kondensator 17 geschaltet ist und zum Entladen des Kondensators 17 dient. Ferner weist die Schaltungsanordnung 1 einen dritten elektrischen Widerstand 23 auf, der elektrisch in Reihe zu der Parallelschaltung aus der zweiten Diode 21 und dem Vorspannungskondensator 8 geschaltet ist und einen Aufladewiderstand für den Vorspannungskondensator 8 bildet . Figur 1B zeigt ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung 1 gemäß einer zweiten Ausführungsform der Anmeldung. Komponenten mit den gleichen Funktionen wie in Figur 1A werden mit den gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet und im Folgenden nicht nochmals erläutert.
Die in Figur 1B gezeigte zweite Ausführungsform unterscheidet sich von der in Figur 1A gezeigten ersten Ausführungsform dahingehend, dass die Reihenfolge der Anordnung des ersten elektrischen Widerstands 9 und der ersten Diode 16 in dem elektrischen Pfad zwischen dem ersten Anschluss 10 und dem zweiten Anschluss 11 vertauscht ist, das heißt der erste Anschluss 12 des Vorspannungskondensators 8 ist mit dem ersten Anschluss 13 des ersten elektrischen Widerstands 9 elektrisch verbunden und der zweite Anschluss 15 des ersten elektrischen Widerstand 9 ist mit der ersten Diode 16 elektrisch verbunden. Die erste Diode 16 ist ferner mit dem Kondensator 17 verbunden.
Weiterhin kann die Reihenfolge der Anordnung des ersten elektrischen Widerstands 9, der ersten Diode 16 und des Kondensators 17 in der durch diese Komponenten gebildeten elektrischen Reihenschaltung in beliebiger Weise kommutiert werden, wobei der zweite elektrische Widerstand 22 stets elektrisch parallel zu dem Kondensator 17 geschaltet ist.
Figur 2 zeigt ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung 1 gemäß einer dritten Ausführungsform der Anmeldung. Komponenten mit den gleichen Funktionen wie in den vorhergehenden Figuren werden mit den gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet und im Folgenden nicht nochmals erläutert.
Die in Figur 2 gezeigte dritte Ausführungsform unterscheidet sich von den vorherigen Ausführungsformen dadurch, dass lediglich ein Pulsgenerator auf der Primärseite 25 des Transformators 24 angeordnet ist, wobei wiederum ein Verstärker 6 des Pulsgenerators dargestellt ist. Damit ist die Spannungsamplitude im Vergleich zu den vorherigen Ausführungsformen halbiert. Entsprechend werden lediglich Steuerspannungs-Eingangssignale 7 zum Ansteuern der Halbleiter-Schaltelemente 2 und 2' mittels des Pulsgenerators erzeugt.
Figur 3A zeigt ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung 1 gemäß einer vierten Ausführungsform der Anmeldung. Komponenten mit den gleichen Funktionen wie in den vorhergehenden Figuren werden mit den gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet und im Folgenden nicht nochmals erläutert.
Die in Figur 3A gezeigte Ausführungsform unterscheidet sich von den vorhergehenden Ausführungsformen dadurch, dass die
Schaltungsanordnung 1 lediglich ein Halbleiter-Schaltelement 2 in Form eines normal sperrenden n-Kanal-MOSFET aufweist. Ferner weist die gezeigte Ausführungsform keinen Transformator auf. Der Pulsgenerator ist somit nicht von den weiteren Komponenten galvanisch getrennt.
Weiterhin beinhaltet die in Figur 3A gezeigte Ausführungsform neben dem Vorspannungskondensator 8 keinen weiteren Kondensator sowie keinen parallelen dazu angeordneten zweiten elektrischen Widerstand und keine Entladeschaltung gemäß den vorhergehenden Ausführungsformen.
Figur 3B zeigt ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung 1 gemäß einer fünften Ausführungsform der Anmeldung. Komponenten mit den gleichen Funktionen wie in den vorhergehenden Figuren werden mit den gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet und im Folgenden nicht nochmals erläutert.
Die in Figur 3B gezeigte Ausführungsform unterscheidet sich von der in Figur 3A gezeigten Ausführungsform dahingehend, dass die Schaltungsanordnung 1 zusätzlich zu dem Vorspannungskondensator 8 einen Kondensator 17 aufweist, wobei der Kondensator 17 in dem Leitungspfad zwischen dem ersten Anschluss 10 des Pulsgenerators und dem zweiten Anschluss 11 des Pulsgenerators mit dem ersten elektrischen Widerstand 9 und der Parallelschaltung aus der zweiten Diode 21 und dem Vorspannungskondensator 8 elektrisch in Reihe geschaltet ist. Ferner weist die Schaltungsanordnung 1 einen zweiten elektrischen Widerstand 22 auf, der elektrisch parallel zu dem Kondensator 17 geschaltet ist.
Figur 4 zeigt ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung 1 gemäß einer sechsten Ausführungsform der Anmeldung. Komponenten mit den gleichen Funktionen wie in den vorhergehenden Figuren werden mit den gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet und im Folgenden nicht nochmals erläutert.
Die in Figur 4 gezeigte Ausführungsform unterscheidet sich von der in Figur 2 gezeigten Ausführungsform dahingehend, dass die Entladeschaltung 18 ein zweites Halbleiter-Schaltelement 20 in Form eines Bipolartransistors aufweist.
Die in den Figuren 1A bis 4 gezeigten Ausführungsformen der Schaltungsanordnung 1 stellen lediglich exemplarische
Gatetreiber-Schaltungen dar. Die Beschleunigungsschaltung gemäß der Anmeldung kann dabei in jedem Gatetreiber verwendet werden, der einen Vorspannungskondensator 8 aufweist, der durch die Gate-Energie aufgeladen wird.
Derartige Gatetreiber werden beispielsweise in DC/DC-Wandlern der mittleren Leistungsklasse, das heißt von einigen Hundert Watt bis einigen Kilowatt, verwendet. Insbesondere kann die
Schaltungsanordnung 1 für DC/DC-Wandler eingesetzt werden, die in solartechnischen Anlagen Verwendung finden. Figur 5A zeigt ein schematisches Blockschaltbild einer
Schaltungsanordnung, welche die Grundlage für die in den Figuren 6A und 6B gezeigten Simulationen bildet und Figur 5B zeigt ein schematisches Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung, welche die Grundlage für die in den Figuren 7A bis IIB gezeigten
Simulationen bildet. Komponenten mit den gleichen Funktionen wie in den vorhergehenden Figuren werden mit den gleichen Bezugszeichen gekennzeichnet und im Folgenden nicht nochmals erläutert .
Figur 5A zeigt dabei ein schematisches Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung, welche keine Beschleunigungsschaltung gemäß der Anmeldung aufweist, wohingegen Figur 5B eine
Schaltungsanordnung gemäß der Anmeldung zeigt.
Der Pulsgenerator ist in den Figuren 5A und 5B lediglich schematisch als Spannungsguelle dargestellt. Weiterhin ist das anzusteuernde Halbleiter-Schaltelement in Form eines MOSFET in den Figuren 5A und 5B nicht näher dargestellt.
Der Pulsgenerator erzeugt unipolare rechteckförmige Steuer- spannungs-Eingangssignale, welche zwischen Null Volt und 18 V liegen, wobei die ansteigende bzw. abfallende Flanke jeweils 100 ns Anstiegs- bzw. Abfallzeit aufweist. Die Pulsdauer beträgt 4,9 ]is und die Periodendauer 10 ]is , das heißt die Pause zwischen den Pulsen beträgt unter Berücksichtigung der Anstiegs- und Abfallzeiten 4,9 ]is .
In Tabelle 1 sind die Größen für die in den Figuren 5A und 5B gezeigten Komponenten der Schaltungsanordnung für den jeweiligen, der Simulation zugrunde liegenden Parametersatz aufgeführt, wobei C2 die Eingangskapazität des als MOSFET aus¬ gebildeten Halbleiter-Schaltelements ist und somit kein eigenes Bauelement darstellt. Parame¬ Cl (nF) C2 (nF) C3 (nF) Rl ( Ω ) R2 ( Ω ) R3 ( Ω ) tersatz
1 330 50 — 10 10000 —
2 330 50 330 10 10000 100
3 330 50 330 10 10000 470
4 330 50 330 10 10000 33
5 330 50 1000 10 10000 100
6 330 50 68 10 10000 100
Tabelle 1
Figuren 6A und 6B zeigen Spannungs-Zeit-Diagramme für den ersten Parameter satz . Dabei zeigt Figur 6A eine Übersicht über den zeitlichen Verlauf der Spannung in einem Zeitintervall von 2 ms und Figur 6B eine Detailansicht eines Zeitintervalls von 200 ]is, wobei in dem jeweiligen oberen Spannungs-Zeit-Diagramm die von dem Pulsgenerator erzeugten Steuerspannungs-Eingangssignale und in dem jeweiligen unteren Spannungs-Zeit-Diagramm die an der Steuerelektrode in Form der Gate-Elektrode anliegende Spannung dargestellt sind.
Figuren 7A und 7B zeigen Spannungs-Zeit-Diagramme für den zweiten Parameter satz , der dabei optimal gewählte Parameter beinhaltet. Dabei zeigt Figur 7A eine Übersicht über den zeitlichen Verlauf der Spannung in einem Zeitintervall von 2 ms und Figur 7B eine Detailansicht eines Zeitintervalls von 200 ]is , wobei in dem jeweiligen oberen Spannungs-Zeit-Diagramm die Spannung des Kondensators, in dem jeweiligen mittleren Spannungs-Zeit- Diagramm die von dem Pulsgenerator erzeugten Steuerspan- nungs-Eingangssignale und in dem jeweiligen unteren Span- nungs-Zeit-Diagramm die an der Steuerelektrode in Form der Gate-Elektrode anliegende Spannung dargestellt sind.
Wie mittels der in den Figuren 7A und 7B gezeigten Diagramme erkennbar ist, kann durch das Vorsehen des Vor spannungskon- densators 8 die negative Amplitude eines an die Steuerelektrode anlegbaren Ausschaltspannungssignals von 0 V auf -2 V verändert und damit eine negative Ausschaltspannung bereitgestellt werden . Die Dauer der Bereitstellung der negativen Ausschaltspannung kann dabei durch das Vorsehen des ersten elektrischen Widerstands 9 im Vergleich zu der Dauer der in Figur 5A gezeigten Schaltungsanordnung in vorteilhafter Weise verkürzt werden.
Figuren 8A bis IIB zeigen Spannungs-Zeit-Diagramme für die weiteren Parametersätze, wobei wiederum eine Übersicht über den zeitlichen Verlauf der Spannung in einem Zeitintervall von 2 ms sowie eine Detailansicht eines Zeitintervalls von 200 ]is gezeigt werden .
Wie mit den Figuren 8A bis IIB gezeigt wird, kann die Dauer für die Bereitstellung der negativen Ausschaltspannung verringert werden, falls der Widerstand und/oder die Kapazität verringert werden. Dies führt jedoch zu einer erhöhten Belastung der Treiberschaltung. Daher ist eine Abwägung zwischen den genannten Parametern erforderlich.

Claims

Schaltungsanordnung (1) zum Ansteuern eines ersten spannungsgesteuerten Halbleiter-Schaltelements (2, 2') mit einer ersten Elektrode (3), einer zweiten Elektrode (4) und einer Steuerelektrode (5), wobei die Schaltungsanordnung (1) folgende Merkmale aufweist:
- einen Pulsgenerator, ausgebildet zum Erzeugen eines Steuerspannungs-Eingangs Signals (7, 7') zum Ansteuern des ersten Halbleiter-Schaltelements (2, 2'), wobei die Steuerspannungs-Eingangs Signale (7, 7') ein Ein- schaltspannungssignal zum Einschalten des ersten Halbleiter-Schaltelements und ein Ausschaltspan- nungssignal zum Ausschalten des ersten Halbleiter-Schaltelements (2, 2') beinhalten,
- einen Vor spannungskondensator (8), wobei der Vorspannungskondensator (8) mit dem Pulsgenerator derart elektrisch verbunden ist, dass mittels des Vorspannungskondensators (8) eine Amplitude eines an die Steuerelektrode (5) anlegbaren Aus schaltspannungs- signals veränderbar ist,
- einen ersten elektrischen Widerstand (9), wobei der erste elektrische Widerstand (9) und der Vorspannungskondensator (8) in einem elektrischen Pfad zwischen einem ersten Anschluss (10) des Pulsgenerators und einem zweiten Anschluss (11) des Pulsgenerators elektrisch in Reihe geschaltet sind und wobei die Steuerelektrode (5) mit einem ersten Anschluss (12) des Vor spannungskon- densators (8) und einem ersten Anschluss (13) des ersten elektrischen Widerstands (9) elektrisch verbunden ist und wobei die erste Elektrode (3) mit einem zweiten Anschluss (11) des Pulsgenerators und einem zweiten Anschluss (15) des ersten elektrischen Widerstands (9) elektrisch verbunden ist, - einen weiteren Kondensator (17) , der in dem Leitungspfad zwischen dem ersten Anschluss (10) des Pulsgenerators und dem zweiten Anschluss (11) des Pulsgenerators mit dem ersten elektrischen Widerstand (9) und dem Vorspannungskondensator (8) elektrisch in Reihe geschaltet ist .
Schaltungsanordnung (1) nach Anspruch 1, wobei mittels des Vorspannungskondensators (8) die Amplitude des an die Steuerelektrode (5) anlegbaren Ausschaltspannungssignals derart veränderbar ist, dass das Ausschaltspannungssignal eine zu einem Einschaltspannungssignal entgegengesetzte Polarität aufweist.
Schaltungsanordnung (1) nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, weiterhin aufweisend eine erste Diode (16), wobei die erste Diode (16) in dem elektrischen Pfad zwischen dem ersten Anschluss (10) des Pulsgenerators und dem zweiten Anschluss (11) des Pulsgenerators mit dem ersten elektrischen Widerstand (9) und dem Vorspannungskondensator (8) elektrisch in Reihe geschaltet ist.
Schaltungsanordnung (1) nach Anspruch 3, wobei der erste elektrische Widerstand (9) und die erste Diode (16) in der Schaltungsanordnung (1) monolithisch integriert sind.
Schaltungsanordnung (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei der Vorspannungskondensator (8) einer erste Kapazität Ci aufweist und wobei der Kondensator (17) eine dritte Kapazität C3 aufweist, wobei die erste Kapazität Ci im Wesentlichen der dritten Kapazität C3 entspricht, wobei insbesondere gilt: Ci = C3.
Schaltungsanordnung (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei das erste Halbleiter-Schaltelement (2, 2') als MOSFET ausgebildet ist und wobei die erste Elektrode (3) eine Source-Elektrode, die zweite Elektrode (4) eine Drain-Elektrode und die Steuerelektrode (5) eine Gate-Elektrode des MOSFET bilden.
Schaltungsanordnung (1) nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei das erste Halbleiter-Schaltelement (2, 2') als IGBT ausgebildet ist und wobei die erste Elektrode (3) eine Emitter-Elektrode, die zweite Elektrode (4) eine Kollektor-Elektrode und die Steuerelektrode (5) eine Gate-Elektrode des IGBT bilden.
Schaltungsanordnung (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, weiterhin aufweisend eine Entladeschaltung (18) ausgebildet zum Entladen der Steuerelektrode (5), wobei die Entladeschaltung (18) elektrisch parallel zu dem Vorspannungskondensator (8) geschaltet ist und einen zweiten elektrischen Widerstand (19) und ein zweites Halbleiter-Schaltelement (20) aufweist.
Schaltungsanordnung (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche, weiterhin aufweisend eine zweite Diode (21), wobei die zweite Diode (21) elektrisch parallel zu dem Vorspannungskondensator (8) geschaltet ist und wobei der erste elektrische Widerstand (9) in dem elektrischen Pfad zwischen dem ersten Anschluss (10) des Pulsgenerators und dem zweiten Anschluss (11) des Pulsgenerators elektrisch in Reihe zu der Parallelschaltung aus der zweiten Diode (21) und dem Vorspannungskondensator (8) geschaltet ist.
Schaltungsanordnung (1) nach Anspruch 9, wobei die zweite Diode (21) als Zener-Diode ausgebildet ist.
11. Stromrichter, der eine Schaltungsanordnung (1) nach einem der vorhergehenden Ansprüche aufweist.
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