DE102012207147A1

DE102012207147A1 - Verfahren zum Ansteuern von Leistungshalbleiterschaltern

Info

Publication number: DE102012207147A1
Application number: DE102012207147A
Authority: DE
Inventors: Dr. Kanschat Peter; Hartmut Jasberg; Ulrich Michael Georg Schwarzer; Andre Arens
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2012-04-27
Filing date: 2012-04-27
Publication date: 2013-10-31
Anticipated expiration: 2032-04-28
Also published as: US8994413B2; CN103378829A; US20130285712A1; CN103378829B; DE102012207147B4

Abstract

Es wird ein Verfahren beschrieben zur Ansteuerung eines mit seiner Kollektor-Emitter-Strecke zwischen ein erstes und ein zweites Versorgungspotential geschalteten steuerbaren Leistungshalbleiterschalters, welcher einen Gate-Anschluss aufweist. Das Verfahren umfasst das Einstellen der Steilheit von Ausschaltflanken eines Kollektorstromes und einer Kollektor-Emitter-Spannung des Leistungshalbleiterschalters mittels einer Spannungsquellenanordnung, die mit dem Gate-Anschluss des Leistungshalbleiterschalters verbunden ist und das Einstellen der Steilheit von Einschaltflanken des Kollektorstromes und der Kollektor-Emitter-Spannung des Leistungshalbleiterschalters mittels einer steuerbaren Stromquellenanordnung, die mit dem Gate-Anschluss des Leistungshalbleiterschalters verbunden ist und einen Gateansteuerstrom erzeugt, wobei in der Phase ab dem Beginn des Stromanstieges eines Kollektor-Emitter-Stromes durch den Leistungshalbleiterschalter bis zum Ende der Abnahme der Kollektor-Emitter-Spannung der Verlauf des einstellbaren Gateansteuerstromes maximal innerhalb eines vorgegebenen Toleranzbandes von einem Schaltvorgang zu einem der folgenden Schaltvorgänge variiert wird.

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Ansteuern von Leistungshalbleiterschaltern.
Als Leistungshalbleiterschalter werden in der Leistungselektronik Schalter zum Schalten oder Steuern großer Spannungen, Ströme bzw. Leistungen bezeichnet. Verschiedene Arten von Leistungshalbleiterschaltern sind dabei bekannt. Die am häufigsten verwendeten Leistungshalbleiterschalter sind dabei generell MOSFETs (Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekt-Transistor, engl. metal oxide semiconductor field effect transistor), IGBTs (Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode, engl. insulated gate bipolar transistor) und Bipolartransistoren. MOSFETs besitzen die vorteilhafte Eigenschaft, dass sie durch ein Kleinspannungssignal steuerbar sind. Bipolartransistoren hingegen weisen trotz hoher elektrischer Sperrspannungsfestigkeit aufgrund der Nutzung des so genannten Bipolareffekts eine geringe Durchlassspannung bei hoher Stromdichte auf. Beim Bipolareffekt wird die spezifische Leitfähigkeit eines Halbleiterbereiches durch ladungsneutrale bipolare Überschwemmung mit Elektronen und Löchern gegenüber der durch die Grunddotierung vorgegebenen Eigenleitfähigkeit des Bereiches stark erhöht. IGBTs kombinieren die genannten Vorteile von unipolaren MOSFETs und Bipolartransistoren. Vorwiegend in der Leistungselektronik werden neben MOSFETs insbesondere in Anwendungen mit zu sperrenden Spannungen von mehr als 200V IGBT-Leistungshalbleiterventile als elektronische Schalter verwendet.
Die stetige technische Weiterentwicklung insbesondere von IGBTs hat zu einer deutlichen Erhöhung der im Normalbetrieb spezifizierten Stromdichten geführt. Dabei wurde zur Optimierung der Durchlasseigenschaften auch die Höhe der bipolaren Ladungsträgerüberschwemmung (sog. Plasma) kontinuierlich erhöht. Ein Nebeneffekt dieser Entwicklung ist es, dass insbesondere beim Ausschaltverhalten die Eigendynamik der Ausräumung des Plasmas den Spannungsanstieg am Bauelement und den anschließenden Abfall des Laststromes bei üblichen Ansteuerungsbedingungen dominiert und das Bauelement somit nicht dem durch die Transfercharakteristik beschriebenen quasistationären Zustand des durch den MOS-Kanal bestimmten Verhaltens folgt. Eine besondere Folge dieser Eigenschaft ist es, dass in der Regel Spannungs- und Stromtransienten bei Einschaltvorgängen wesentlich steiler, und somit schneller, verlaufen als bei Ausschaltvorgängen des Bauelementes.
Eine weitere Eigenschaft heutiger IGBT-Bauelemente ist es, dass die durch den Pinch-off Effekt limitierten Ströme im Kurzschlussfall oftmals auf einen Wert oberhalb der vierfachen Nominalstromdichte begrenzt werden, um einer frühzeitigen thermischen Zerstörung vorzubeugen. In Verbindung mit der für MOSFETs spezifischen Einsatzspannung führt dies zu einer limitierten Steilheit der Transferkennlinie. Dies bedingt, dass die Lage des Millerplateaus stark von dem geschalteten Laststrom des Bauelements abhängig ist.
Die genannten Eigenschaften führen dazu, dass insbesondere das Einschaltverhalten heutiger IGBTs bestimmend für die elektromagnetische Verträglichkeit (EMV) innerhalb der Anwendung ist.
Es sind verschiedene Verfahren zum Regeln der Schaltgeschwindigkeit beim Ein- und Ausschalten von Leistungshalbleiterschaltern bekannt. Hierfür ist insbesondere die Verwendung von gesteuerten Stromquellen, das Einteilen von definierten Phasenabschnitten oder Rampen des zeitlichen Gate-Emitterspannungsverlaufs und die Rückkopplung des Gatespannungssignals, der Kollektorspannung oder des Kollektorstromes zur Ansteuerschaltung bekannt. Derartige Ansteuerschaltungen sind beispielsweise aus den Druckschriften DE 43 29 363 A1 , EP 0 814 564 A1 , JP 2002300016 A , JP 11069780 A , US 6,271,709 B1 , US 2006/0044025 A1 , WO 94/23497 , JP 2002369553 A , US 4,540,893 und DE 196 10 895 A1 bekannt.
Das Schaltverhalten heutiger Bauelemente ist bei einer Ansteuerung mit bekannten Ansteuerverfahren jedoch stark vom gewählten Betriebspunkt, insbesondere dem zu schaltenden Laststrom, abhängig, was eine unerwünschte Eigenschaft darstellt.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es darum, eine Ansteuerschaltung zu liefern, mit welcher das Schaltverhalten von heutigen Leistungshalbleiterschaltern optimiert werden kann, um möglichst geringe Verluste bei, durch Normen vorgegebenen, elektronischen Störemissionen realisieren zu können.
Diese Aufgabe wird durch eine Ansteuerschaltung gemäß Anspruch 1 gelöst. Ausgestaltungen und Weiterbildungen des Erfindungsgedankens sind Gegenstand von abhängigen Ansprüchen.
Ein hierin beschriebenes Verfahren zur Ansteuerung eines mit seiner Kollektor-Emitter-Strecke zwischen ein erstes und ein zweites Versorgungspotential geschalteten steuerbaren Leistungshalbleiterschalters, welcher einen Gate-Anschluss aufweist, umfasst: Einstellen der Steilheit von Ausschaltflanken eines Kollektorstromes und einer Kollektor-Emitter-Spannung des Leistungshalbleiterschalters mittels einer Spannungsquellenanordnung, die mit dem Gate-Anschluss des Leistungshalbleiterschalters verbunden ist; und Einstellen von Einschaltflanken des Kollektorstromes und der Kollektor-Emitter-Spannung des Leistungshalbleiterschalters mittels einer steuerbaren Stromquellenanordnung, die mit dem Gate-Anschluss des Leistungshalbleiterschalters verbunden ist und einen Gateansteuerstrom erzeugt, wobei in der Phase ab dem Beginn des Stromanstieges eines Kollektor-Emitter-Stromes durch den Leistungshalbleiterschalter bis zum Ende der Abnahme der Kollektor-Emitter-Spannung der Verlauf des einstellbaren Gateansteuerstromes maximal innerhalb eines vorgegebenen Toleranzbandes von einem Schaltvorgang zu einem der folgenden Schaltvorgänge variiert wird.
Eine Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines mit seiner Kollektor-Emitter-Strecke zwischen ein erstes und ein zweites Versorgungspotential geschalteten steuerbaren Leistungshalbleiterschalters, welcher einen Gate-Anschluss aufweist, weist auf: eine Spannungsquellenanordnung, die mit dem Gate-Anschluss des Leistungshalbleiterschalters verbunden ist und die dazu ausgebildet ist, die Steilheit von Ausschaltflanken eines Kollektorstromes und einer Kollektor-Emitter-Spannung des Leistungshalbleiterschalters einzustellen; und eine Stromquellenanordnung, die mit dem Gate-Anschluss des Leistungshalbleiterschalters verbunden ist und einen Gateansteuerstrom erzeugt und die dazu ausgebildet ist die Steilheit von Einschaltflanken des Kollektorstromes und der Kollektor-Emitter-Spannung des Leistungshalbleiterschalters einzustellen, wobei in der Phase ab dem Beginn des Stromanstieges eines Kollektor-Emitter-Stromes durch den Leistungshalbleiterschalter bis zum Ende der Abnahme der Kollektor-Emitter-Spannung der Verlauf des einstellbaren Gateansteuerstromes maximal innerhalb eines vorgegebenen Toleranzbandes von einem Schaltvorgang zu einem der folgenden Schaltvorgänge variiert wird.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Figuren der Zeichnung näher erläutert, wobei gleiche oder ähnliche Elemente mit denselben Bezugszeichen versehen sind. Es zeigt:
1 den zeitlichen Verlauf von Kollektor-Emitter-Spannung und Kollektorstrom beim Ein- und Ausschalten eines IGBTs,
2 in einem Schaltbild das Prinzip der resistiven Ansteuerung eines Leistungshalbleiterschalters,
3 in einem Schaltbild ein Beispiel einer resistiven Treiberschaltung,
4 in einem Schaltbild das Prinzip einer kombinierten Ansteuerung eines Leistungshalbleiterschalters mit Strom- und Spannungsquellen,
5 in einem Schaltbild ein Beispiel einer resistiven Ansteuerschaltung mit zusätzlicher Stromquelle,
6 in einem Schaltbild ein weiteres Beispiel einer resistiven Ansteuerschaltung mit zusätzlicher Stromquelle.
1 zeigt auf vereinfachte Weise den typischen zeitlichen Verlauf von Kollektor-Emitter-Spannung V_ce und Kollektorstrom I_c beim Schalten eines IGBTs. Zunächst ist der IGBT ausgeschaltet. Zum Einschalten eines IGBTs ist es notwendig, ein geeignetes zeitliches Spannungsprofil am Steueranschluss (Gate) des Bauteils anzulegen. Zum Zeitpunkt t0 wird diese Spannung am Gate des IGBTs angelegt und der Einschaltvorgang somit gestartet. Es stellt sich am Gate des IGBTs eine Spannung V_GE ein. Beim Einschaltvorgang müssen zum Einen Kapazitäten, welche sich generell zwischen Gate und Kollektoranschluss und zwischen Gate und Emitteranschluss ausbilden, umgeladen werden, zum Anderen müssen zusätzlich auch bipolare Ladungsträger in der Driftzone zur Stromleitung aufgebaut werden. Bis zum Zeitpunkt t1 ist darum zunächst keine Änderung der Kollektor-Emitter-Spannung V_ce und des Kollektorstromes I_c zu erkennen. Die Kollektor-Emitter-Spannung V_ce weist in diesem Zeitabschnitt t0 < t < t1 einen Wert von V_DC auf, der Kollektorstrom I_c ist Null. V_DC entspricht dabei der angelegten Versorgungsspannung. Dieses Zeitintervall von t0 bis t1 wird im Allgemeinen auch als Einschaltverzögerungszeit bezeichnet. Während der Einschaltverzögerungszeit steigt zunächst die Gatespannung des IGBTs (nicht gezeigt) bis zu einem Schwellenwert an. Erst mit Erreichen dieser Schwellenspannung beginnt der Kollektorstrom I_c zum Zeitpunkt t1 anzusteigen. Die Kollektor-Emitter-Spannung V_ce bleibt, abzüglich eines Spannungsabfalles an Streuinduktivitäten im Stromkommutierungspfad, noch auf einem hohen Wert.
Der IGBT befindet sich im Bereich zwischen t1 und t2 in seinem aktiven Bereich, in welchem der Kollektorstrom I_c nahezu unabhängig von der Kollektor-Emitter-Spannung V_ce gesteuert werden kann. Dieser Zustand endet, wenn der Kollektorstrom I_c die Lastromstärke I_Last erreicht. Bei den meisten Anwendungsfällen ist eine Freilaufdiode zwischen dem Emitter und dem Kollektor des IGBTs vorgesehen, welche auf dem selben Chip mitintegriert sein kann. Diese Freilaufdiode beginnt ab dem Zeitpunkt t2 Spannung zu übernehmen. Es tritt ein Reverse-Recovery-Effekt auf, der eine Stromspitze im Kollektorstrom I_c verursacht. Die Höhe dieser Stromspitze ist allein abhängig von der Reaktion der Diode auf die Stromänderung, mit der der Diodenstrom auf den IGBT kommutiert. Nach Erreichen der Stromspitze nimmt der Kollektrostrom I_c den Wert des Laststromes I_Last an. Der Strom ist vollständig von der Freilaufdiode auf den IGBT kommutiert.
Die Kollektor-Emitter-Spannung V_ce fällt ab dem Zeitpunkt t2, insbesondere nach erreichen der Rückstromspitze stark ab, bis sich der IGBT im Sättigungsbereich befindet und nimmt dann ihren Sättigungswert V_ce,sat an. Zu diesem Zeitpunkt ist der IGBT komplett eingeschaltet.
Der Kollektorstrom I_c ist gleich dem Laststrom I_Last und die Kollektor-Emitter-Spannung V_ce hat den Wert V_ce,sat, wenn zum Zeitpunkt t3 der Ausschaltvorgang beginnt. Durch das erneute Umladen der Gate-Emitter-Kapazität und der Gate-Kollektor-Kapazität ergibt sich wiederum eine so genannte Ausschaltverzögerungszeit, in welcher keine Änderung der Kollektor-Emitter-Spannung V_ce und des Kollektorstromes I_c erkennbar ist. Zum Zeitpunkt t4 beginnt die Kollektor-Emitter-Spannung V_ce anzusteigen. Die Kollektor-Emitter-Spannungsänderungsgeschwindigkeit dv_ce/dt wird dabei von der Gatestromstärke beeinflusst. Der Abschnitt endet, wenn die Kollektor-Emitter-Spannung V_ce zum Zeitpunkt t5 die Spannung V_DC erreicht hat. Zu diesem Zeitpunkt t5 beginnt der Kollektorstrom I_c zu sinken, da die Freilaufdiode beginnt den Laststrom zu führen. Durch die transiente Änderung des Kollektorstromes I_c, im mit Streuinduktivitäten behafteten Kommutierungspfad wird eine Überspannung verursacht, die am IGBT den Wert von V_ce,max bedingt.
Zum Zeitpunkt t6, nach der Kollektor-Emitter-Überspannung, hat der Kollektorstrom I_c seinen Anfangswert wieder erreicht. Der IGBT ist damit wieder vollständig ausgeschaltet.
Ein Verändern oder Anpassen der beschriebenen Strom- und Spannungsflanken beim Ein- und Ausschalten des IGBTs ist durch Verwendung geeigneter Ansteuerschaltungen möglich. Dabei sind verschiedene grundsätzliche Methoden bekannt. Die am häufigsten verwendete Methode ist die resistive Ansteuerung. Dabei wird mit Hilfe einer Spannungsquelle und einem Vorwiderstand ein Gatestrom in das Gate eingeprägt. Das Grundprinzip dieser Methode für einen IGBT in High-Side-Anordnung ist in 2 dargestellt. Der Kollektor C des IGBTs ist mit einem Anschluss für positive Versorgungsspannung +Vcc verbunden, der Emitter E mit einem Ausgangsanschluss OUT. Zwischen Kollektor C und Emitter E ist eine Diode D_F geschaltet. Das Gate G ist über einen Widerstand R_G und eine Spannungsquelle V_ST mit Bezugspotential GND verbunden. Mittels der Spannungsquelle V_ST und dem Gatevorwiderstand R_G wird ein Gatestrom I_G bedingt, welcher eine Eingangskapazität des IGBTs während der Schaltvorgänge umlädt. Der Gatestromverlauf I_G bestimmt je nach Schaltabschnitt maßgeblich die Verläufe der Kollektorstromänderungsgeschwindigkeit di_c/dt und der Kollektor-Emitter-Spannungsänderungsgeschwindigkeit dv_ce/dt.
Die resistive Methode stellt mit dem Gatevorwiderstand R_G und der Gatesteuerspannung V_G grundsätzlich zwei Einstellparameter für die Beeinflussung des Schaltverhaltens des IGBTs zur Verfügung. Durch eine Erhöhung des Gatevorwiderstandes R_G werden beispielsweise die Kollektorstromänderungsgeschwindigkeit di_c/dt und die Kollektor-Emitter-Spannungsänderungsgeschwindigkeit dv_ce/dt erniedrigt. Durch ein verkleinertes di_c/dt wird beim Einschalten des IGBTs auch die Rückstromspitze der Diode und somit der Maximalwert der Dioden-Schaltverlustleistung kleiner.
Die Kollektorstromänderungsgeschwindigkeit di_c/dt und die Kollektor-Emitter-Spannungsänderungsgeschwindigkeit du_ce/dt sind umgekehrt proportional zu den während des Schaltverlaufs entstehenden Schaltverlustenergien. Zur Minimierung der Schaltverluste wird demnach zumeist angestrebt, diese für jeden Schaltvorgang so gering wie möglich zu halten. Aus diesem Grund ist ein möglichst kleiner Gatevorwiderstand R_G wünschenswert. Dies wird jedoch durch die Tatsache relativiert, dass das maximal zulässige di_c/dt durch die Spezifikation der Freilaufdiode D_F sowie Vorgaben bezüglich der EMV (elektromagnetische Verträglichkeit) begrenzt wird. Das maximal zulässige du_ce/dt wird zudem gegebenenfalls durch die Spezifikation der Wicklungsisolierungen von angeschlossenen Maschinen sowie möglichen Reflexionen auf den Zuleitungen begrenzt. Eine Begrenzung der Spannungsänderungsgeschwindigkeit du_ce/dt beim Einschalten ist zudem oftmals aufgrund von leistungsgebundenen EMV-Messungen erforderlich.
Der zweite Einstellparameter, die Gatesteuerspannung V_G, sollte darum innerhalb der Spezifikationen des IGBTs so groß wie möglich gehalten werden, um die Verlustenergien im statisch leitenden Zustand so gering wie möglich zu halten. Ein bestimmter Wert sollte hierbei jedoch nicht überschritten werden, um im Falle eines Kurzschlusses den auftretenden Kollektorstrom zu begrenzen.
In 3 ist eine Möglichkeit der resistiven Ansteuerung gezeigt. Der Gatevorwiderstand R_G ist dabei mit dem Verbindungspunkt zwischen einem ersten Schalter S1 und einem zweiten Schalter S2 verbunden. Der erste Schalter S1 ist zudem mit einem Anschluss für positives Potential +Vs und der zweite Schalter S2 mit einem Anschluss für negatives Potential –Vs verbunden. Die Schalter S1, S2 werden mittels eines Steuersignals geschaltet. Das Steuersignal liegt an einem Eingangsanschluss IN an, der mit den Steueranschlüssen G der Schalter S1, S2 verbunden ist. So kann das Gate G des Leistungshalbleiterschalters LS mit dem positiven Potential +Vs verbunden werden, indem der Schalter S1 geschlossen wird und mit dem negativen Potential –Vs verbunden werden, indem der Schalter S2 geschlossen wird.
Häufig ist es sinnvoll, den Einschaltvorgang und den Ausschaltvorgang des Leistungshalbleiterschalters LS getrennt zu beeinflussen. Aus diesem Grund können beispielsweise ein zweiter Widerstand R2 und eine Diode D1 in Reihenschaltung parallel zum Gatevorwiderstand R_G geschaltet sein. Je nachdem ob die Diode D1 mit ihrer Anode oder ihrer Kathode mit dem Gate G des Leistungshalbleiterschalters LS verschaltet wird, sperrt diese entweder beim Anlegen der positiven oder der negativen Spannung. Auf diese Weise kann zwischen unterschiedlichen Widerstandswerten für Ein- und Ausschaltvorgang unterschieden werden.
Die resistive Ansteuerung weist jedoch verschiedene Nachteile auf. Aus diesem Grund wird in einigen Anwendungen auch alternativ eine Stromquelle in der Ausgangsstufe verwendet. Eine derartige Anordnung, bei der lediglich eine Stromquelle zur Ansteuerung verwendet wird, weist jedoch ebenfalls verschiedenste Nachteile auf. Aus diesem Grund ist gemäß der vorliegenden Erfindung eine Ansteuerschaltung vorgesehen, welche sowohl Spannungsquellen als auch Stromquellen aufweist.
4 zeigt das grundsätzliche Prinzip einer Ansteuerschaltung, welche eine resistive Ansteuerung mit einer zusätzlichen Stromquelle kombiniert. Die Schaltung entspricht dabei prinzipiell der Schaltung aus 2, wobei eine zusätzliche Stromquelle I_G zwischen den Steueranschluss G des Leistungshalbleiterschalters LS und Bezugspotential GND geschaltet ist. Die Spannungsquelle V_ST mit Vorwiderstand R_G kann dabei beispielsweise als Ausschaltsteuerstufe und die Stromquelle I_G als Einschaltsteuerstufe verwendet werden. Auf diese Weise kann die Ansteuerschaltung auf vorteilhafte Weise an heutige Leistungshalbleiterschalter LS angepasst werden. Leistungshalbleiterschalter LS können dabei wie im dargestellten Beispiel IGBTs sein, das Verfahren ist jedoch nicht auf IGBTs beschränkt. Anstatt IGBTs können auch andere Leistungshalbleiterschalter LS wie zum Beispiel MOSFETs oder Bipolartransistoren derart angesteuert werden. Der Leistungshalbleiterschalter ist zwischen einen Anschluss für Versorgungsspannung Vcc und einen Ausgangsanschluss OUT geschaltet.
Der Gatevorwiderstand R_G kann dabei beispielsweise derart dimensioniert werden, dass das Abschaltverhalten durch die Eigendynamik des verwendeten Leistungshalbleiterschalters bestimmt wird. Hierfür ist beispielsweise ein relativ kleiner Gatewiderstandswert R_G vorteilhaft. Zudem kann die Spannungsquelle V_ST beispielsweise dazu ausgelegt sein, das Potential am Steueranschluss G des Leistungshalbleiterschalters LS nach Abschluss des Ausschaltvorganges auf 0V oder einen Wert kleiner oder gleich 0V einzustellen. Des Weiteren kann vorgesehen sein, das Potential am Steueranschluss G des Leistungshalbleiterschalters LS während einer programmierbaren Zeitphase vor dem Beginn des Ausschaltvorganges auf einen Zwischenwert einzustellen. Dieser Zwischenwert kann beispielsweise einstellbar sein und zum Beispiel 10, 11 oder 12V betragen.
Da die Spannungsquellenanordnung SPQ lediglich als Ausschaltsteuerstufe verwendet werden muss, ist es beispielsweise ausreichend einen ersten Schalter S1 in Serie zu dem Gatevorwiderstand R_G zwischen dem Steranschluss G des Leistungshalbleiterschalters und Bezugspotential GND vorzusehen. Parallel zu einer solchen ersten, resistiven Ausschaltstufe kann eine zweite, hochohmige Ausschaltstufe vorgesehen sein, um im Fehlerfall den Leistungshalbleiterschalter LS langsam abzuschalten und ihn so vor Überspannung zu schützen. Eine solche Anordnung ist beispielhaft in 5 gezeigt. Hierfür ist weiterhin ein zusätzlicher Schalter S3 und ein zusätzlicher Widerstand R3, welche parallel zum ersten Schalter S1 und dem Gatevorwiderstand R_G zwischen den Steueranschluss G des Leistungshalbleiterschalters LS und Bezugspotential GND geschaltet sind in der Spannungsquellenanordnung SPQ vorgesehen. Auf diese Weise kann der Leistungshalbleiterschalter LS im Nennstrombereich niederohmig, beispielsweise mit den im Datenblatt des Leistungshalbleiterschalters LS spezifizierten Werten für den Gatevorwiderstand R_G geschaltet werden. Im hohen Überstrom- oder Kurzschlussstrombereich kann der Leistungshalbleiterschalter LS jedoch über den zweiten hochohmigen Ausschaltkanal abgeschaltet werden. Wie in 6 gezeigt ist es beispielsweise auch möglich, den zusätzlichen Schalter S3 und den zusätzlichen Widerstand R3 in Serie, parallel zu dem ersten Schalter S1 zu schalten.
Beide Schalter S1 und S3 sind mit ihren Steueranschlüssen G mit einem Eingang der Spannungsquellenanordnung SPQ verbunden. Über diesen Eingang kann ein entsprechendes Signal IGBT_ON zugeführt werden, welches ein Einschalten des Leistungshalbleiterschalters LS bewirkt.
Mittels einer Einschaltsteuerstufe STQ kann ein Gateansteuerstrom I_G erzeugt werden. Die für eine Einschaltsteuerstufe STQ verwendete Stromquelle ist beispielsweise derart ausgebildet, dass in der Phase des Stromanstieges eines Laststromes I_Last durch den Leistungshalbleiterschalter LS bis zum Ende des Abfalls der Kollektor-Emitter-Spannung V_ce der Verlauf des Gateansteuerstromes I_G, unabhängig von der Höhe des zu schaltenden Laststromes, maximal innerhalb eines vorgegebenen Toleranzbandes von einem Schaltvorgang zu einem der folgenden Schaltvorgänge variiert wird. Hierbei kann der Verlauf des Gateansteuerstromes I_G jeweils von einem Schaltvorgang zu dem unmittelbar darauf folgenden Schaltvorgang variiert werden oder von einem Schaltvorgang zu mindestens einem unmittelbar darauf folgenden Schaltvorgang gleich bleiben und erst zu einem nach mehreren Schaltvorgängen folgenden Schaltvorgang innerhalb des vorgegebenen Toleranzbandes variiert werden. Die Geschwindigkeit der Schaltflanken kann auf diese Weise optimal auf den Arbeitspunkt eingestellt werden, welcher vom Kollektorstrom I_c, der Kollektor-Emitter-Spannung V_ce und der Junction-Temperatur T_j des Leistungshalbleiterschalters abhängt. Der Wert für das vorgegebene Toleranzband kann aus regelungstechnischen Gründen begrenzt sein. So kann das Toleranzband aufgrund von regelungstechnischen Einschränkungen beispielsweise +/–20% eines vorangegangenen Schaltvorgangs betragen. Es kann jedoch bei verschiedenen Anwendungen auch weniger abweichen, wenn keine entsprechenden regelungstechnischen Einschränkungen vorliegen. Das Toleranzband kann dabei beispielsweise unabhängig von der Temperatur und der zu schaltenden Spannung am Leistungshalbleiterschalter LS eingehalten werden, sofern Temperatur und Spannung im betriebsüblichen Bereich liegen. Der Einschwingvorgang, das heißt die Zeitspanne in der die durch das Toleranzband beschriebene Genauigkeit des Gateansteuerstromes I_G erreicht wird, beträgt beispielsweise weniger als 200ns.
Das Gate kann beispielsweise über eine bestimmte Zeitspanne mit einem im Wesentlichen konstanten Strom I_G aufgeladen werden. Es ist dabei jedoch auch eine systematische Abweichung von dem im Wesentlichen konstanten Strom I_G möglich, solange diese Abweichung innerhalb des Toleranzbandes bleibt. Abweichungen können sich beispielsweise durch Einschwing- oder Schwingvorgänge ergeben. Auf diese Weise kann beispielsweise ein in Bezug auf die Schaltverluste sowie in Bezug auf die elektromagnetische Verträglichkeit reproduzierbares Schaltverhalten des Leistungshalbleiterschalters LS erreicht werden.
Der tatsächlich erzeugte Gateansteuerstrom I_G sollte möglichst einen vorgegebenen Sollwert I_S erreichen. Eine Annäherung an den Stromsollwert I_S kann dabei sowohl beginnend von einem größeren, als auch beginnend von einem kleineren Wert aus vorgesehen sein. Eine Annäherung von einem größeren Wert aus kann beispielsweise dann wünschenswert sein, wenn bei der Verringerung des Kollektorstromes I_c die schneller werdenden Schaltflanken begrenzt werden sollen. Eine Annäherung von einem kleineren Wert aus kann hingegen beispielsweise dann wünschenswert sein, wenn der Kollektorstrom I_c ansteigt und die Schaltverluste dadurch minimiert werden können.
Die Anforderungen an die Genauigkeit des eingestellten Gateansteuerstromes I_G können auf verschiedene Art und Weise erreicht werden. Beispielsweise ist es möglich, eine Stromquellenschaltung STQ in einem integrierten Schaltkreis (IC) zu implementieren und eine anschließende Kalibrierung vorzusehen. Die Kalibrierung kann beispielsweise mittels Programmierung oder so genanntem „Laser-Fusen“ auf Chipebene geschehen. Hierbei kann beispielsweise eine integrierte Schaltung mit einer externen Endstufe vorgesehen sein. Zusätzlich ist es zum Beispiel möglich, den Temperaturgang beispielsweise mit Hilfe einer Temperaturmessung innerhalb des integrierten Schaltkreises zu kompensieren.
Es kann beispielsweise eine Messung des tatsächlich am Gate anliegenden Stromes I_G mit Hilfe eines Sense-Widerstandes oder eines Shunt-Widerstandes und einer Regelschleife implementiert werden. Die Messung kann dabei beispielsweise als Momentanwertmessung zu einem geeigneten Zeitpunkt zwischen Einschwingphase und Abschluss des Schaltvorganges durch den Leistungshalbleiterschalter LS erfolgen. Eine Möglichkeit ist es, den Messzeitpunkt etwa 300 bis 500ns nach Erreichen einer Gate-Emitterspannung von 0V am Leistungshalbleiterschalter LS durchzuführen. Der so erhaltene Messwert kann dann beispielsweise gespeichert werden und für einen Sollwert- und Istwertvergleich zur Anpassung des Treiberstromes beim darauf folgenden Einschaltvorgang verwendet werden. Die Messung könnte jedoch beispielsweise auch als Regelgröße für eine Echtzeitregelschleife auf den Sollwert I_S verwendet werden. Dies kann beispielsweise mit Hilfe einer analogen Schaltung realisiert werden.
5 zeigt vereinfacht eine mögliche Implementierung einer zusätzlichen Stromquellenanordnung STQ. Die Stromquellenanordnung STQ weist dabei eine Eingangstreiberstufe TS1 und eine Ausgangstreiberstufe TS2 auf. Diese können beispielsweise galvanisch voneinander getrennt sein. Hierfür kann beispielsweise ein Transformator GT verwendet werden. Eine galvanische Trennung ist jedoch nicht zwingend notwendig. Die Ausgangstreiberstufe TS2 kann eine externe Beschaltung aufweisen. Beispielsweise könnten ein Regeltransistor T1 und ein Widerstand R4 extern mit der Treiberstufe TS2 verschaltet sein.
Beispielsweise kann mit einer derartigen Schaltung STQ ein vorgewählter Gateansteuerstromwert I_G wie bereits dargestellt eingestellt werden. Dieser Wert kann beispielsweise von einem Anfangszeitpunkt an, zum Beispiel ab dem Zeitpunkt zu dem die Gate-Emitter-Spannung des Leistungshalbleiterschalters LS den Wert Null annimmt eingestellt werden und über eine bestimmte Mindestdauer eingestellt bleiben. Diese Mindestdauer kann beispielsweise zwischen 100ns und 2 µs betragen. Es kann jedoch auch vorgesehen sein, diese Phase vor Erreichen der eingestellten Mindestdauer zu beenden, wenn bestimmte Bedingungen erfüllt sind. So kann die Phase beispielsweise dann beendet werden, wenn die vorgewählte Gatespannung I_S am Leistungshalbleiterschalter LS erreicht wurde oder, für den Fall dass externe bipolare Endstufentransistoren vorgesehen sind, wenn eine Sättigung eines solchen Transistors detektiert wird. Die Höhe des Sollwertes des Gatestromes I_S kann beispielsweise durch Anlegen eines Steuersignals SI_G an den Eingang der Treiberschaltung gewählt werden. Je nach Betriebsspannung kann der Stromverlauf beispielsweise aus zwei bis drei Phasen bestehen. Die Stromquellenanordnung STQ kann einen weiteren Eingang aufweisen, welchem ein Signal IGBT_OFF zugeführt werden kann, welches ein Ausschalten des Leistungshalbleiterschalters LS bewirkt.
Ein Absolutwert kann beispielsweise durch eine analoge externe Beschaltung gesetzt werden, zum Beispiel indem ein geeigneter Messwiderstand gewählt wird. In einigen Applikationen kann es wünschenswert sein, durch Vorsehen einer geeigneten externen Beschaltung eine Einstellbarkeit der Spannungstransienten des Einschaltvorganges des Leistungshalbleiterschalters zwischen beispielsweise 2 kV/µs und 10 kV/µs zu erreichen. In einigen Applikationen kann es zudem vorteilhaft sein, wenn der Gateansteuerstrom I_G in zehn Stufen zwischen einem Maximalwert und einem Minimalwert einstellbar ist. In einigen Applikationen kann dabei eine zusätzliche elfte Stufe dafür verwendet werden, eine vorhandene Endstufe maximal, wie bei einer resistiven Treiberanordnung, aufzusteuern und eine Push-Stufe (Spannungsquellentreiber) zu realisieren.
Das externe Steuersignal SI_G kann der Treiberschaltung TS1 in Form einer digitalen Schnittstelle oder in Form eines Analogeingangs zugeführt werden. Sofern eine galvanische Trennung GT vorgesehen ist, kann darüber auch die Information des Sollwertes des Einschaltgatestromes I_G übertragen werden. In einigen Applikationen kann es vorteilhaft sein, wenn die Übertragung des Sollwertes des Einschaltgatestromes I_S zu den Einschaltpulsen synchronisiert wird. Hierbei kann beispielsweise eine synchrone Übertragung der vollständigen Information je Schaltpuls, oder auch eine über mehrere Schaltpulse verteilte Übertragung der vollständigen Information denkbar sein.
Im Anschluss an eine Phase mit im Wesentlichen konstantem Gateladestrom I_G kann beispielsweise eine Phase mit einem um ein Vielfaches erhöhten Gateladestrom I_G folgen, um den Steueranschluss G des Leistungshalbleiterschalters LS vollständig aufzuladen und damit das Erreichen der endgültigen Durchlassspannung des Leistungshalbleiterschalters LS zum frühest möglichen Zeitpunkt zu ermöglichen.
Wird für die Stromquellenfunktion ein bipolarer Endstufentransistor in der Treiberstufe TS2 vorgesehen, so kann dieser beispielsweise zu einem Zeitpunkt welcher nach der aktiven Schaltphase mit konstantem Gateansteuerstrom I_G liegt durch einen MOS-Transistor parallel gebrückt werden, so dass die Gatespannung des Leistungshalbleiterschalters LS kontinuierlich bis hin zur Versorgungsspannung der Gatetreiberstufe aufgeladen wird. Der MOS-Transistor kann dabei beispielsweise in den integrierten Schaltkreis integriert sein.
Für den Fall, dass eine Spannung mit einem Wert kleiner Null als Abschaltzustand des Leistungshalbleiterschalters LS gewählt wird, kann die Stromquelle beispielsweise in einer ersten Phase mit einem hohen Ausgangsstrom betrieben werden, bis eine bestimmte Spannung am Steueranschluss G des Leistungshalbleiterschalters LS erreicht wird. Diese negative Spannung kann beispielsweise betragsmäßig mehr als –4V betragen, aber unter einem festgelegten Schwellenwert liegen. Beispielsweise wäre ein Wert zwischen –3 und –2V als Trigger für einen Wechsel des initial hohen Ladestroms auf einen geringeren Ladestrom in der aktiven Schaltphase des Leistungshalbleiterschalters LS möglich. Der initial hohe Ladestrom kann dabei beispielsweise bis zum Zehnfachen des Ansteuerstromes in der aktiven Schaltphase des Leistungshalbleiterschalters betragen. Ein hoch gewählter initialer Ladestrom kann dabei vor allem dann gewünscht sein, wenn die Einschaltverzögerungszeit auf einen bestimmten Wert begrenzt werden soll.
Durch Verwendung einer Ansteuerschaltung, die ein Abschalten des Leistungshalbleiterschalters LS mit einer ungesteuerten, ungeregelten Spannungsquelle und ein Einschalten des Leistungshalbleiterschalters LS mit Hilfe einer beispielsweise mehrphasigen, parametrisierbaren Stromquellensteuerung vorsieht kann ein in Bezug auf Überspannungen und EMV optimiertes Schaltverhalten des Leistungshalbleiterschalters LS erreicht werden.
Eine derartige Ansteuerschaltung kann dabei nicht nur zur Ansteuerung von IGBTs, sondern auch zur Ansteuerung anderer Leistungshalbleiterschalter wie zum Beispiel MOSFETs oder Bipolartransistoren verwendet werden.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
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Zitierte Patentliteratur

DE 4329363 A1 [0006]
EP 0814564 A1 [0006]
JP 2002300016 A [0006]
JP 11069780 A [0006]
US 6271709 B1 [0006]
US 2006/0044025 A1 [0006]
WO 94/23497 [0006]
JP 2002369553 A [0006]
US 4540893 [0006]
DE 19610895 A1 [0006]

Claims

Verfahren zur Ansteuerung eines steuerbaren Leistungshalbleiterschalters (LS), welcher einen Gate-Anschluss (G), einen Kollektoranschluss (c) und einen Emitter-Anschluss (E) aufweist und der mit seiner Kollektor-Emitter-Strecke zwischen ein erstes und ein zweites Versorgungspotential (Vcc, OUT) geschaltet ist, wobei das Verfahren umfasst: Einstellen der Steilheit von Ausschaltflanken eines Kollektorstromes (I_c) und einer Kollektor-Emitter-Spannung (V_ce) des Leistungshalbleiterschalters (LS) mittels einer Spannungsquellenanordnung (SPQ), die mit dem Gate-Anschluss (G) des Leistungshalbleiterschalters (LS) verbunden ist; und Einstellen der Steilheit von Einschaltflanken des Kollektorstromes (I_c) und der Kollektor-Emitter-Spannung (V_ce) des Leistungshalbleiterschalters (LS) mittels einer steuerbaren Stromquellenanordnung (STQ), die mit dem Gate-Anschluss (G) des Leistungshalbleiterschalters (LS) verbunden ist und einen Gateansteuerstrom (I_G) erzeugt, wobei in der Phase ab dem Beginn des Stromanstieges eines Kollektor-Emitter-Stromes (I_Last) durch den Leistungshalbleiterschalter (LS) bis zum Ende der Abnahme der Kollektor-Emitter-Spannung (V_ce) der Verlauf des einstellbaren Gateansteuerstromes (I_G) maximal innerhalb eines vorgegebenen Toleranzbandes von einem Schaltvorgang zu einem der folgenden Schaltvorgänge variiert wird.
Verfahren gemäß Anspruch 1, bei dem der Verlauf des einstellbaren Gateansteuerstromes (I_G) von einem Schaltvorgang zu einem unmittelbar darauf folgenden Schaltvorgang maximal innerhalb des vorgegebenen Toleranzbandes variiert wird.
Verfahren gemäß Anspruch 1, bei dem der Verlauf des einstellbaren Gateansteuerstromes (I_G) von einem Schaltvorgang zu mindestens einem unmittelbar darauf folgenden Schaltvorgang unverändert bleibt und erst nach einer bestimmten Anzahl von Schaltvorgängen maximal innerhalb des vorgegebenen Toleranzbandes variiert wird.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, bei dem das Toleranzband bei einem Schaltvorgang maximal +/–20% des jeweils vorangegangenen Schaltvorgangs beträgt.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 4, bei dem das Toleranzband unabhängig von der zu schaltenden Spannung am Leistungshalbleiterschalter (LS) eingehalten wird.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 5, bei dem die Stromstärke des Gateansteuerstromes (I_G) an einen Sollwert (I_S) innerhalb des vorgegebenen Toleranzbandes von einem größeren oder einem kleineren Wert aus angenähert wird.
Verfahren gemäß einem der Ansprüche 1 bis 6, das weiterhin die Messung eines momentanen Gateansteuerstromes (I_G) des Leistungshalbleiterschalters (LS) umfasst.
Verfahren gemäß Anspruch 7, bei dem die Messung des Gateansteuerstromes (I_G) mittels eines Sense-Widerstandes oder eines Shunt-Widerstandes und einer Regelschleife durchgeführt wird.
Verfahren gemäß Anspruch 7 oder 8, bei dem der gemessene Gateansteuerstrom (I_G) als Istwert zwischengespeichert wird, und der Istwert mit dem Sollwert (I_S) verglichen wird, um eine Anpassung des in den Gate-Anschluss (G) des Leistungshalbleiterschalters (LS) eingeprägten Gateansteuerstromes (I_G) bei dem darauf folgenden Einschaltvorgang vornehmen zu können.
Verfahren gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem der Wert des Gateansteuerstromes (I_G) von einem Anfangszeitpunkt an über eine vorgegebene Mindestdauer eingestellt wird.
Verfahren gemäß Anspruch 10, bei dem die Phase in welcher der Wert des Gateansteuerstromes (I_G) eingestellt wird vor erreichen der Mindestdauer beendet wird, wenn eine oder mehrere Bedingungen erfüllt sind.
Verfahren gemäß Anspruch 11, bei dem eine Bedingung zum Beenden der Phase in welcher der Wert des Gateansteuerstromes (I_G) eingestellt wird das Erreichen des Sollwertes (I_S) einer Gatespannung V_GE am Leistungshalbleiterschalter (LS) ist.
Verfahren gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Spannungsquellenanordnung (SPQ) einen Gatevorwiderstand (R_G) aufweist, welcher derart dimensioniert ist, dass das Abschaltverhalten des Leistungshalbleiterschalters (LS) durch seine Eigendynamik bestimmt wird.
Verfahren gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Spannungsquellenanordnung (SPQ) derart ausgelegt ist, ein Spannungspotential am Gate-Anschluss (G) des Leistungshalbleiterschalters (LS) auf 0V oder einen Wert kleiner oder gleich 0V einzustellen.
Verfahren gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, bei dem das Spannungspotential am Gate-Anschluss (G) des Leistungshalbleiterschalters (LS) während einer programmierbaren Zeitphase vor dem Beginn eines Ausschaltvorganges auf einen Zwischenwert eingestellt wird, wobei der Zwischenwert zwischen dem Wert im ausgeschalteten und dem Wert im eingeschalteten Zustand liegt.
Verfahren gemäß einem der vorangehenden Ansprüche, wobei die Spannungsquellenanordnung (SPQ) einen ersten Schalter S1 und einen Gatevorwiderstand (R_G) aufweist, wobei der erste Schalter S1 und der Gatevorwiderstand (R_G) in Reihe zwischen den Gate-Anschluss (G) des Leistungshalbleiterschalters (LS) und ein Bezugspotential (GND) geschaltet sind.
Verfahren gemäß Anspruch 16, wobei parallel zu dem ersten Schalter (S1) und dem Gatevorwiderstand (R_G) ein zusätzlicher Schalter (S3) und ein zusätzlicher Widerstand (R3) in Reihe zwischen den Gate Anschluss (G) des Leistungshalbleiterschalters (LS) und ein Bezugspotential (GND) geschaltet sind.
Verfahren gemäß Anspruch 16, wobei parallel zu dem ersten Schalter (S1) ein zusätzlicher Schalter (S3) und ein zusätzlicher Widerstand (R3) in Reihe zwischen den Gatevorwiderstand (R_G) und ein Bezugspotential (GND) geschaltet sind.
Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines steuerbaren Leistungshalbleiterschalters (LS), welcher einen Gate-Anschluss (G), einen Kollektoranschluss (c) und einen Emitter-Anschluss (E) aufweist und der mit seiner Kollektor-Emitter-Strecke zwischen ein erstes und ein zweites Versorgungspotential (Vcc, OUT) geschaltet ist, wobei die Schaltungsanordnung aufweist: eine Spannungsquellenanordnung (SPQ), die mit dem Gate-Anschluss (G) des Leistungshalbleiterschalters (LS) verbunden ist und die dazu ausgebildet ist, die Steilheit von Ausschaltflanken eines Kollektorstromes I_c und einer Kollektor-Emitter-Spannung V_ce des Leistungshalbleiterschalters (LS) einzustellen; und eine Stromquellenanordnung (STQ), die mit dem Gate-Anschluss (G) des Leistungshalbleiterschalters (LS) verbunden ist und einen Gateansteuerstrom (I_G) erzeugt und die dazu ausgebildet ist die Steilheit der Einschaltflanken des Kollektorstromes I_c und der Kollektor-Emitter-Spannung V_ce des Leistungshalbleiterschalters (LS) einzustellen, wobei in der Phase ab dem Beginn des Stromanstieges eines Kollektor-Emitter-Stromes (I_Last) durch den Leistungshalbleiterschalter (LS) bis zum Ende der Abnahme der Kollektor-Emitter-Spannung (V_ce) der Verlauf des einstellbaren Gateansteuerstromes (I_G) maximal innerhalb eines vorgegebenen Toleranzbandes von einem Schaltvorgang zu einem der folgenden Schaltvorgänge variiert wird.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 19, bei dem der Gateansteuerstrom (I_G) an einen Sollwert (I_S) innerhalb des vorgegebenen Toleranzbandes angenähert wird.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 19 oder 20, bei der die Stromquellenanordnung (STQ) eine Eingangstreiberstufe (TS1) und eine Ausgangstreiberstufe (TS2) umfasst.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 21, bei der die Eingangstreiberstufe (TS1) galvanisch von der Ausgangstreiberstufe (TS2) getrennt ist.
Schaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 19 bis 22, bei der die Höhe des Sollwertes (I_S) durch Anlegen eines Steuersignals (SI_G) an einen Eingang der Stromquellenanordnung (STQ) vorgegeben wird.
Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 23, bei der das Steuersignal (SI_G) der Stromquellenanordnung (STQ) über eine digitale Schnittstelle oder einen Analogeingang zugeführt wird.