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Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Ansteuern von Leistungshalbleiterschaltern.
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Als Leistungshalbleiterschalter werden in der Leistungselektronik Schalter zum Schalten oder Steuern großer Spannungen, Ströme bzw. Leistungen bezeichnet. Verschiedene Arten von Leistungshalbleiterschaltern sind dabei bekannt. Die am häufigsten verwendeten Leistungshalbleiterschalter sind dabei generell MOSFETs (Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekt-Transistor, engl. metal oxide semiconductor field effect transistor), IGBTs (Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode, engl. insulated gate bipolar transistor) und Bipolartransistoren. MOSFETs besitzen die vorteilhafte Eigenschaft, dass sie durch ein Kleinspannungssignal steuerbar sind. Bipolartransistoren hingegen weisen trotz hoher elektrischer Sperrspannungsfestigkeit aufgrund der Nutzung des so genannten Bipolareffekts eine geringe Durchlassspannung bei hoher Stromdichte auf. Beim Bipolareffekt wird die spezifische Leitfähigkeit eines Halbleiterbereiches durch ladungsneutrale bipolare Überschwemmung mit Elektronen und Löchern gegenüber der durch die Grunddotierung vorgegebenen Eigenleitfähigkeit des Bereiches stark erhöht. IGBTs kombinieren die genannten Vorteile von unipolaren MOSFETs und Bipolartransistoren. Vorwiegend in der Leistungselektronik werden neben MOSFETs insbesondere in Anwendungen mit zu sperrenden Spannungen von mehr als 200 V IGBT-Leistungshalbleiterventile als elektronische Schalter verwendet.
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Die stetige technische Weiterentwicklung insbesondere von IGBTs hat zu einer deutlichen Erhöhung der im Normalbetrieb spezifizierten Stromdichten geführt. Dabei wurde zur Optimierung der Durchlasseigenschaften auch die Höhe der bipolaren Ladungsträgerüberschwemmung (sog. Plasma) kontinuierlich erhöht. Ein Nebeneffekt dieser Entwicklung ist es, dass insbesondere beim Ausschaltverhalten die Eigendynamik der Ausräumung des Plasmas den Spannungsanstieg am Bauelement und den anschießenden Abfall des Laststromes bei üblichen Ansteuerungsbedingungen dominiert und das Bauelement somit nicht dem durch die Transfercharakteristik beschriebenen quasistationären Zustand des durch den MOS-Kanal bestimmten Verhaltens folgt. Eine besondere Folge dieser Eigenschaft ist es, dass in der Regel Spannungs- und Stromtransienten bei Einschaltvorgängen wesentlich steiler, und somit schneller, verlaufen als bei Ausschaltvorgängen des Bauelementes.
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Eine weitere Eigenschaft heutiger IGBT-Bauelemente ist es, dass die durch den Pinch-off Effekt limitierten Ströme im Kurzschlussfall oftmals auf einen Wert oberhalb der vierfachen Nominalstromdichte begrenzt werden, um einer frühzeitigen thermischen Zerstörung vorzubeugen. In Verbindung mit der für MOSFETs spezifischen Einsatzspannung führt dies zu einer limitierten Steilheit der Transferkennlinie. Dies bedingt, dass die Lage des Millerplateaus stark von dem geschalteten Laststrom des Bauelements abhängig ist.
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Die genannten Eigenschaften führen dazu, dass insbesondere das Einschaltverhalten heutiger IGBTs bestimmend für die elektromagnetische Verträglichkeit (EMV) innerhalb der Anwendung ist.
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Es sind verschiedene Verfahren zum Regeln der Schaltgeschwindigkeit beim Ein- und Ausschalten von Leistungshalbleiterschaltern bekannt. Hierfür ist insbesondere die Verwendung von gesteuerten Stromquellen, das Einteilen von definierten Phasenabschnitten oder Rampen des zeitlichen Gate-Emitterspannungsverlaufs und die Rückkopplung des Gatespannungssignals, der Kollektorspannung oder des Kollektorstromes zur Ansteuerschaltung bekannt. Derartige Ansteuerschaltungen sind beispielsweise aus den Druckschriften
DE 43 29 363 A1 ,
EP 0 814 564 A1 ,
JP2002300016 A ,
JP11069780 A ,
US 6,271,709 B1 ,
US 2006/0044025 A1 ,
WO 94/23497 ,
JP2002369553 A ,
US 4,540,893 und
DE 196 10 895 A1 bekannt.
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Aus der Druckschrift
US 2010/0202165 A1 ist ein Schaltwandler bekannt mit einem Schalter, der dynamisch angesteuert wird um die Einschalt- und Ausschaltzeiten des Schalters zu reduzieren. Aus diesem Grund wird der Ansteuerstrom von einem Schaltvorgang zu einem der folgenden Schaltvorgänge variiert.
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Das Schaltverhalten heutiger Bauelemente ist bei einer Ansteuerung mit bekannten Ansteuerverfahren jedoch stark vom gewählten Betriebspunkt, insbesondere dem zu schaltenden Laststrom, abhängig, was eine unerwünschte Eigenschaft darstellt.
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Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es darum, eine Ansteuerschaltung zu liefern, mit welcher das Schaltverhalten von heutigen Leistungshalbleiterschaltern optimiert werden kann, um möglichst geringe Verluste bei, durch Normen vorgegebenen, elektronischen Störemissionen realisieren zu können.
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Diese Aufgabe wird durch eine Ansteuerschaltung gemäß Anspruch 1 gelöst. Ausgestaltungen und Weiterbildungen des Erfindungsgedankens sind Gegenstand von abhängigen Ansprüchen.
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Ein hierin beschriebenes Verfahren zur Ansteuerung eines mit seiner Kollektor-Emitter-Strecke zwischen ein erstes und ein zweites Versorgungspotential geschalteten steuerbaren Leistungshalbleiterschalters, welcher einen Gate-Anschluss aufweist, umfasst: Einstellen der Steilheit von Ausschaltflanken eines Kollektorstromes und einer Kollektor-Emitter-Spannung des Leistungshalbleiterschalters mittels einer Spannungsquellenanordnung, die mit dem Gate-Anschluss des Leistungshalbleiterschalters verbunden ist; Einstellen von Einschaltflanken des Kollektorstromes und der Kollektor-Emitter-Spannung des Leistungshalbleiterschalters mittels einer steuerbaren Stromquellenanordnung, die mit dem Gate-Anschluss des Leistungshalbleiterschalters verbunden ist und einen Gateansteuerstrom erzeugt, und Messen eines momentanen Gateansteuerstromes des Leistungshalbleiterschalters, wobei in der Phase ab dem Beginn des Stromanstieges eines Kollektor-Emitter-Stromes durch den Leistungshalbleiterschalter bis zum Ende der Abnahme der Kollektor-Emitter-Spannung der Verlauf des einstellbaren Gateansteuerstromes maximal innerhalb eines vorgegebenen Toleranzbandes von einem Schaltvorgang zu einem der folgenden Schaltvorgänge variiert wird.
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Eine Schaltungsanordnung zur Ansteuerung eines mit seiner Kollektor-Emitter-Strecke zwischen ein erstes und ein zweites Versorgungspotential geschalteten steuerbaren Leistungshalbleiterschalters, welcher einen Gate-Anschluss aufweist, weist auf: eine Spannungsquellenanordnung, die mit dem Gate-Anschluss des Leistungshalbleiterschalters verbunden ist und die dazu ausgebildet ist, die Steilheit von Ausschaltflanken eines Kollektorstromes und einer Kollektor-Emitter-Spannung des Leistungshalbleiterschalters einzustellen; und eine Stromquellenanordnung, die mit dem Gate-Anschluss des Leistungshalbleiterschalters verbunden ist und einen Gateansteuerstrom erzeugt und die dazu ausgebildet ist die Steilheit von Einschaltflanken des Kollektorstromes und der Kollektor-Emitter-Spannung des Leistungshalbleiterschalters einzustellen, wobei in der Phase ab dem Beginn des Stromanstieges eines Kollektor-Emitter-Stromes durch den Leistungshalbleiterschalter bis zum Ende der Abnahme der Kollektor-Emitter-Spannung der Verlauf des einstellbaren Gateansteuerstromes maximal innerhalb eines vorgegebenen Toleranzbandes von einem Schaltvorgang zu einem der folgenden Schaltvorgänge variiert wird, wobei die Stromquellenanordnung weiterhin dazu ausgebildet ist, einen am Gate-Anschluss anliegenden Strom zu messen.
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Die Erfindung wird nachfolgend anhand der Figuren der Zeichnung näher erläutert, wobei gleiche oder ähnliche Elemente mit denselben Bezugszeichen versehen sind. Es zeigt:
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1 den zeitlichen Verlauf von Kollektor-Emitter-Spannung und Kollektorstrom beim Ein- und Ausschalten eines IGBTs,
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2 in einem Schaltbild das Prinzip der resistiven Ansteuerung eines Leistungshalbleiterschalters,
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3 in einem Schaltbild ein Beispiel einer resistiven Treiberschaltung,
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4 in einem Schaltbild das Prinzip einer kombinierten Ansteuerung eines Leistungshalbleiterschalters mit Strom- und Spannungsquellen,
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5 in einem Schaltbild ein Beispiel einer resistiven Ansteuerschaltung mit zusätzlicher Stromquelle,
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6 in einem Schaltbild ein weiteres Beispiel einer resistiven Ansteuerschaltung mit zusätzlicher Stromquelle.
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1 zeigt auf vereinfachte Weise den typischen zeitlichen Verlauf von Kollektor-Emitter-Spannung Vce und Kollektorstrom Ic beim Schalten eines IGBTs. Zunächst ist der IGBT ausgeschaltet. Zum Einschalten eines IGBTs ist es notwendig, ein geeignetes zeitliches Spannungsprofil am Steueranschluss (Gate) des Bauteils anzulegen. Zum Zeitpunkt t0 wird diese Spannung am Gate des IGBTs angelegt und der Einschaltvorgang somit gestartet. Es stellt sich am Gate des IGBTs eine Spannung VGE ein. Beim Einschaltvorgang müssen zum Einen Kapazitäten, welche sich generell zwischen Gate und Kollektoranschluss und zwischen Gate und Emitteranschluss ausbilden, umgeladen werden, zum Anderen müssen zusätzlich auch bipolare Ladungsträger in der Driftzone zur Stromleitung aufgebaut werden. Bis zum Zeitpunkt t1 ist darum zunächst keine Änderung der Kollektor-Emitter-Spannung Vce und des Kollektorstromes Ic zu erkennen. Die Kollektor-Emitter-Spannung Vce weist in diesem Zeitabschnitt t0 < t < t1 einen Wert von VDC auf, der Kollektorstrom Ic ist Null. VDC entspricht dabei der angelegten Versorgungsspannung. Dieses Zeitintervall von t0 bis t1 wird im Allgemeinen auch als Einschaltverzögerungszeit bezeichnet. Während der Einschaltverzögerungszeit steigt zunächst die Gatespannung des IGBTs (nicht gezeigt) bis zu einem Schwellenwert an. Erst mit Erreichen dieser Schwellenspannung beginnt der Kollektorstrom Ic zum Zeitpunkt t1 anzusteigen. Die Kollektor-Emitter-Spannung Vce bleibt, abzüglich eines Spannungsabfalles an Streuinduktivitäten im Stromkommutierungspfad, noch auf einem hohen Wert.
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Der IGBT befindet sich im Bereich zwischen t1 und t2 in seinem aktiven Bereich, in welchem der Kollektorstrom Ic nahezu unabhängig von der Kollektor-Emitter-Spannung Vce gesteuert werden kann. Dieser Zustand endet, wenn der Kollektorstrom Ic die Lastromstärke ILast erreicht. Bei den meisten Anwendungsfällen ist eine Freilaufdiode zwischen dem Emitter und dem Kollektor des IGBTs vorgesehen, welche auf dem selben Chip mitintegriert sein kann. Diese Freilaufdiode beginnt ab dem Zeitpunkt t2 Spannung zu übernehmen. Es tritt ein Reverse-Recovery-Effekt auf, der eine Stromspitze im Kollektorstrom Ic verursacht. Die Höhe dieser Stromspitze ist allein abhängig von der Reaktion der Diode auf die Stromänderung, mit der der Diodenstrom auf den IGBT kommutiert. Nach Erreichen der Stromspitze nimmt der Kollektrostrom Ic den Wert des Laststromes ILast an. Der Strom ist vollständig von der Freilaufdiode auf den IGBT kommutiert.
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Die Kollektor-Emitter-Spannung Vce fällt ab dem Zeitpunkt t2, insbesondere nach erreichen der Rückstromspitze stark ab, bis sich der IGBT im Sättigungsbereich befindet und nimmt dann ihren Sättigungswert Vce,sat an. Zu diesem Zeitpunkt ist der IGBT komplett eingeschaltet.
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Der Kollektorstrom Ic ist gleich dem Laststrom ILast und die Kollektor-Emitter-Spannung Vce hat den Wert Vce,sat, wenn zum Zeitpunkt t3 der Ausschaltvorgang beginnt. Durch das erneute Umladen der Gate-Emitter-Kapazität und der Gate-Kollektor-Kapazität ergibt sich wiederum eine so genannte Ausschaltverzögerungszeit, in welcher keine Änderung der Kollektor-Emitter-Spannung Vce und des Kollektorstromes Ic erkennbar ist. Zum Zeitpunkt t4 beginnt die Kollektor-Emitter-Spannung Vce anzusteigen. Die Kollektor-Emitter-Spannungsänderungsgeschwindigkeit dvce/dt wird dabei von der Gatestromstärke beeinflusst. Der Abschnitt endet, wenn die Kollektor-Emitter-Spannung Vce zum Zeitpunkt t5 die Spannung VDC erreicht hat. Zu diesem Zeitpunkt t5 beginnt der Kollektorstrom Ic zu sinken, da die Freilaufdiode beginnt den Laststrom zu führen. Durch die transiente Änderung des Kollektorstromes Ic, im mit Streuinduktivitäten behafteten Kommutierungspfad wird eine Überspannung verursacht, die am IGBT den Wert von Vce,max bedingt.
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Zum Zeitpunkt t6, nach der Kollektor-Emitter-Überspannung, hat der Kollektorstrom Ic seinen Anfangswert wieder erreicht. Der IGBT ist damit wieder vollständig ausgeschaltet.
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Ein Verändern oder Anpassen der beschriebenen Strom- und Spannungsflanken beim Ein- und Ausschalten des IGBTs ist durch Verwendung geeigneter Ansteuerschaltungen möglich. Dabei sind verschiedene grundsätzliche Methoden bekannt. Die am häufigsten verwendete Methode ist die resistive Ansteuerung. Dabei wird mit Hilfe einer Spannungsquelle und einem Vorwiderstand ein Gatestrom in das Gate eingeprägt. Das Grundprinzip dieser Methode für einen IGBT in High-Side-Anordnung ist in 2 dargestellt. Der Kollektor C des IGBTs ist mit einem Anschluss für positive Versorgungsspannung +Vcc verbunden, der Emitter E mit einem Ausgangsanschluss OUT. Zwischen Kollektor C und Emitter E ist eine Diode DF geschaltet. Das Gate G ist über einen Widerstand RG und eine Spannungsquelle VST mit Bezugspotential GND verbunden. Mittels der Spannungsquelle VST und dem Gatevorwiderstand RG wird ein Gatestrom IG bedingt, welcher eine Eingangskapazität des IGBTs während der Schaltvorgänge umlädt. Der Gatestromverlauf IG bestimmt je nach Schaltabschnitt maßgeblich die Verläufe der Kollektorstromänderungsgeschwindigkeit dic/dt und der Kollektor-Emitter-Spannungsänderungsgeschwindigkeit dvce/dt.
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Die resistive Methode stellt mit dem Gatevorwiderstand RG und der Gatesteuerspannung VG grundsätzlich zwei Einstellparameter für die Beeinflussung des Schaltverhaltens des IGBTs zur Verfügung. Durch eine Erhöhung des Gatevorwiderstandes RG werden beispielsweise die Kollektorstromänderungsgeschwindigkeit dic/dt und die Kollektor-Emitter-Spannungsänderungsgeschwindigkeit dvce/dt erniedrigt. Durch ein verkleinertes dic/dt wird beim Einschalten des IGBTs auch die Rückstromspitze der Diode und somit der Maximalwert der Dioden-Schaltverlustleistung kleiner.
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Die Kollektorstromänderungsgeschwindigkeit dic/dt und die Kollektor-Emitter-Spannungsänderungsgeschwindigkeit duce/dt sind umgekehrt proportional zu den während des Schaltverlaufs entstehenden Schaltverlustenergien. Zur Minimierung der Schaltverluste wird demnach zumeist angestrebt, diese für jeden Schaltvorgang so gering wie möglich zu halten. Aus diesem Grund ist ein möglichst kleiner Gatevorwiderstand RG wünschenswert. Dies wird jedoch durch die Tatsache relativiert, dass das maximal zulässige dic/dt durch die Spezifikation der Freilaufdiode DF sowie Vorgaben bezüglich der EMV (elektromagnetische Verträglichkeit) begrenzt wird. Das maximal zulässige duce/dt wird zudem gegebenenfalls durch die Spezifikation der Wicklungsisolierungen von angeschlossenen Maschinen sowie möglichen Reflexionen auf den Zuleitungen begrenzt. Eine Begrenzung der Spannungsänderungsgeschwindigkeit duce/dt beim Einschalten ist zudem oftmals aufgrund von leistungsgebundenen EMV-Messungen erforderlich.
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Der zweite Einstellparameter, die Gatesteuerspannung VG, sollte darum innerhalb der Spezifikationen des IGBTs so groß wie möglich gehalten werden, um die Verlustenergien im statisch leitenden Zustand so gering wie möglich zu halten. Ein bestimmter Wert sollte hierbei jedoch nicht überschritten werden, um im Falle eines Kurzschlusses den auftretenden Kollektorstrom zu begrenzen.
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In 3 ist eine Möglichkeit der resistiven Ansteuerung gezeigt. Der Gatevorwiderstand RG ist dabei mit dem Verbindungspunkt zwischen einem ersten Schalter S1 und einem zweiten Schalter S2 verbunden. Der erste Schalter S1 ist zudem mit einem Anschluss für positives Potential +Vs und der zweite Schalter S2 mit einem Anschluss für negatives Potential –Vs verbunden. Die Schalter S1, S2 werden mittels eines Steuersignals geschaltet. Das Steuersignal liegt an einem Eingangsanschluss IN an, der mit den Steueranschlüssen G der Schalter S1, S2 verbunden ist. So kann das Gate G des Leistungshalbleiterschalters LS mit dem positiven Potential +Vs verbunden werden, indem der Schalter S1 geschlossen wird und mit dem negativen Potential –Vs verbunden werden, indem der Schalter S2 geschlossen wird.
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Häufig ist es sinnvoll, den Einschaltvorgang und den Ausschaltvorgang des Leistungshalbleiterschalters LS getrennt zu beeinflussen. Aus diesem Grund können beispielsweise ein zweiter Widerstand R2 und eine Diode D1 in Reihenschaltung parallel zum Gatevorwiderstand RG geschaltet sein. Je nachdem ob die Diode D1 mit ihrer Anode oder ihrer Kathode mit dem Gate G des Leistungshalbleiterschalters LS verschaltet wird, sperrt diese entweder beim Anlegen der positiven oder der negativen Spannung. Auf diese Weise kann zwischen unterschiedlichen Widerstandswerten für Ein- und Ausschaltvorgang unterschieden werden.
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Die resistive Ansteuerung weist jedoch verschiedene Nachteile auf. Aus diesem Grund wird in einigen Anwendungen auch alternativ eine Stromquelle in der Ausgangsstufe verwendet. Eine derartige Anordnung, bei der lediglich eine Stromquelle zur Ansteuerung verwendet wird, weist jedoch ebenfalls verschiedenste Nachteile auf. Aus diesem Grund ist gemäß der vorliegenden Erfindung eine Ansteuerschaltung vorgesehen, welche sowohl Spannungsquellen als auch Stromquellen aufweist.
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4 zeigt das grundsätzliche Prinzip einer Ansteuerschaltung, welche eine resistive Ansteuerung mit einer zusätzlichen Stromquelle kombiniert. Die Schaltung entspricht dabei prinzipiell der Schaltung aus 2, wobei eine zusätzliche Stromquelle IG zwischen den Steueranschluss G des Leistungshalbleiterschalters LS und Bezugspotential GND geschaltet ist. Die Spannungsquelle VST mit Vorwiderstand RG kann dabei beispielsweise als Ausschaltsteuerstufe und die Stromquelle IG als Einschaltsteuerstufe verwendet werden. Auf diese Weise kann die Ansteuerschaltung auf vorteilhafte Weise an heutige Leistungshalbleiterschalter LS angepasst werden. Leistungshalbleiterschalter LS können dabei wie im dargestellten Beispiel IGBTs sein, das Verfahren ist jedoch nicht auf IGBTs beschränkt. Anstatt IGBTs können auch andere Leistungshalbleiterschalter LS wie zum Beispiel MOSFETs oder Bipolartransistoren derart angesteuert werden. Der Leistungshalbleiterschalter ist zwischen einen Anschluss für Versorgungsspannung Vcc und einen Ausgangsanschluss OUT geschaltet.
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Der Gatevorwiderstand RG kann dabei beispielsweise derart dimensioniert werden, dass das Abschaltverhalten durch die Eigendynamik des verwendeten Leistungshalbleiterschalters bestimmt wird. Hierfür ist beispielsweise ein relativ kleiner Gatewiderstandswert RG vorteilhaft. Zudem kann die Spannungsquelle VST beispielsweise dazu ausgelegt sein, das Potential am Steueranschluss G des Leistungshalbleiterschalters LS nach Abschluss des Ausschaltvorganges auf 0 V oder einen Wert kleiner oder gleich 0 V einzustellen. Des Weiteren kann vorgesehen sein, das Potential am Steueranschluss G des Leistungshalbleiterschalters LS während einer programmierbaren Zeitphase vor dem Beginn des Ausschaltvorganges auf einen Zwischenwert einzustellen. Dieser Zwischenwert kann beispielsweise einstellbar sein und zum Beispiel 10, 11 oder 12 V betragen.
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Da die Spannungsquellenanordnung SPQ lediglich als Ausschaltsteuerstufe verwendet werden muss, ist es beispielsweise ausreichend einen ersten Schalter S1 in Serie zu dem Gatevorwiderstand RG zwischen dem Steranschluss G des Leistungshalbleiterschalters und Bezugspotential GND vorzusehen. Parallel zu einer solchen ersten, resistiven Ausschaltstufe kann eine zweite, hochohmige Ausschaltstufe vorgesehen sein, um im Fehlerfall den Leistungshalbleiterschalter LS langsam abzuschalten und ihn so vor Überspannung zu schützen. Eine solche Anordnung ist beispielhaft in 5 gezeigt. Hierfür ist weiterhin ein zusätzlicher Schalter S3 und ein zusätzlicher Widerstand R3, welche parallel zum ersten Schalter S1 und dem Gatevorwiderstand RG zwischen den Steueranschluss G des Leistungshalbleiterschalters LS und Bezugspotential GND geschaltet sind in der Spannungsquellenanordnung SPQ vorgesehen. Auf diese Weise kann der Leistungshalbleiterschalter LS im Nennstrombereich niederohmig, beispielsweise mit den im Datenblatt des Leistungshalbleiterschalters LS spezifizierten Werten für den Gatevorwiderstand RG geschaltet werden. Im hohen Überstrom- oder Kurzschlussstrombereich kann der Leistungshalbleiterschalter LS jedoch über den zweiten hochohmigen Ausschaltkanal abgeschaltet werden. Wie in 6 gezeigt ist es beispielsweise auch möglich, den zusätzlichen Schalter S3 und den zusätzlichen Widerstand R3 in Serie, parallel zu dem ersten Schalter S1 zu schalten.
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Beide Schalter S1 und S3 sind mit ihren Steueranschlüssen G mit einem Eingang der Spannungsquellenanordnung SPQ verbunden. Über diesen Eingang kann ein entsprechendes Signal IGBT_ON zugeführt werden, welches ein Einschalten des Leistungshalbleiterschalters LS bewirkt.
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Mittels einer Einschaltsteuerstufe STQ kann ein Gateansteuerstrom IG erzeugt werden. Die für eine Einschaltsteuerstufe STQ verwendete Stromquelle ist beispielsweise derart ausgebildet, dass in der Phase des Stromanstieges eines Laststromes ILast durch den Leistungshalbleiterschalter LS bis zum Ende des Abfalls der Kollektor-Emitter-Spannung Vce der Verlauf des Gateansteuerstromes IG, unabhängig von der Höhe des zu schaltenden Laststromes, maximal innerhalb eines vorgegebenen Toleranzbandes von einem Schaltvorgang zu einem der folgenden Schaltvorgänge variiert wird. Hierbei kann der Verlauf des Gateansteuerstromes IG jeweils von einem Schaltvorgang zu dem unmittelbar darauf folgenden Schaltvorgang variiert werden oder von einem Schaltvorgang zu mindestens einem unmittelbar darauf folgenden Schaltvorgang gleich bleiben und erst zu einem nach mehreren Schaltvorgängen folgenden Schaltvorgang innerhalb des vorgegebenen Toleranzbandes variiert werden. Die Geschwindigkeit der Schaltflanken kann auf diese Weise optimal auf den Arbeitspunkt eingestellt werden, welcher vom Kollektorstrom Ic, der Kollektor-Emitter-Spannung Vce und der Junction-Temperatur Tj des Leistungshalbleiterschalters abhängt. Der Wert für das vorgegebene Toleranzband kann aus regelungstechnischen Gründen begrenzt sein. So kann das Toleranzband aufgrund von regelungstechnischen Einschränkungen beispielsweise +/–20% eines vorangegangenen Schaltvorgangs betragen. Es kann jedoch bei verschiedenen Anwendungen auch weniger abweichen, wenn keine entsprechenden regelungstechnischen Einschränkungen vorliegen. Das Toleranzband kann dabei beispielsweise unabhängig von der Temperatur und der zu schaltenden Spannung am Leistungshalbleiterschalter LS eingehalten werden, sofern Temperatur und Spannung im betriebsüblichen Bereich liegen. Der Einschwingvorgang, das heißt die Zeitspanne in der die durch das Toleranzband beschriebene Genauigkeit des Gateansteuerstromes IG erreicht wird, beträgt beispielsweise weniger als 200 ns.
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Das Gate kann beispielsweise über eine bestimmte Zeitspanne mit einem im Wesentlichen konstanten Strom IG aufgeladen werden. Es ist dabei jedoch auch eine systematische Abweichung von dem im Wesentlichen konstanten Strom IG möglich, solange diese Abweichung innerhalb des Toleranzbandes bleibt. Abweichungen können sich beispielsweise durch Einschwing- oder Schwingvorgänge ergeben. Auf diese Weise kann beispielsweise ein in Bezug auf die Schaltverluste sowie in Bezug auf die elektromagnetische Verträglichkeit reproduzierbares Schaltverhalten des Leistungshalbleiterschalters LS erreicht werden.
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Der tatsächlich erzeugte Gateansteuerstrom IG sollte möglichst einen vorgegebenen Sollwert IS erreichen. Eine Annäherung an den Stromsollwert IS kann dabei sowohl beginnend von einem größeren, als auch beginnend von einem kleineren Wert aus vorgesehen sein. Eine Annäherung von einem größeren Wert aus kann beispielsweise dann wünschenswert sein, wenn bei der Verringerung des Kollektorstromes Ic die schneller werdenden Schaltflanken begrenzt werden sollen. Eine Annäherung von einem kleineren Wert aus kann hingegen beispielsweise dann wünschenswert sein, wenn der Kollektorstrom Ic ansteigt und die Schaltverluste dadurch minimiert werden können.
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Die Anforderungen an die Genauigkeit des eingestellten Gateansteuerstromes IG können auf verschiedene Art und Weise erreicht werden. Beispielsweise ist es möglich, eine Stromquellenschaltung STQ in einem integrierten Schaltkreis (IC) zu implementieren und eine anschließende Kalibrierung vorzusehen. Die Kalibrierung kann beispielsweise mittels Programmierung oder so genanntem „Laser-Fusen” auf Chipebene geschehen. Hierbei kann beispielsweise eine integrierte Schaltung mit einer externen Endstufe vorgesehen sein. Zusätzlich ist es zum Beispiel möglich, den Temperaturgang beispielsweise mit Hilfe einer Temperaturmessung innerhalb des integrierten Schaltkreises zu kompensieren.
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Es kann beispielsweise eine Messung des tatsächlich am Gate anliegenden Stromes IG mit Hilfe eines Sense-Widerstandes oder eines Shunt-Widerstandes und einer Regelschleife implementiert werden. Die Messung kann dabei beispielsweise als Momentanwertmessung zu einem geeigneten Zeitpunkt zwischen Einschwingphase und Abschluss des Schaltvorganges durch den Leistungshalbleiterschalter LS erfolgen. Eine Möglichkeit ist es, den Messzeitpunkt etwa 300 bis 500 ns nach Erreichen einer Gate-Emitterspannung von 0 V am Leistungshalbleiterschalter LS durchzuführen. Der so erhaltene Messwert kann dann beispielsweise gespeichert werden und für einen Sollwert- und Istwertvergleich zur Anpassung des Treiberstromes beim darauf folgenden Einschaltvorgang verwendet werden. Die Messung könnte jedoch beispielsweise auch als Regelgröße für eine Echtzeitregelschleife auf den Sollwert IS verwendet werden. Dies kann beispielsweise mit Hilfe einer analogen Schaltung realisiert werden.
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5 zeigt vereinfacht eine mögliche Implementierung einer zusätzlichen Stromquellenanordnung STQ. Die Stromquellenanordnung STQ weist dabei eine Eingangstreiberstufe TS1 und eine Ausgangstreiberstufe TS2 auf. Diese können beispielsweise galvanisch voneinander getrennt sein. Hierfür kann beispielsweise ein Transformator GT verwendet werden. Eine galvanische Trennung ist jedoch nicht zwingend notwendig. Die Ausgangstreiberstufe TS2 kann eine externe Beschaltung aufweisen. Beispielsweise könnten ein Regeltransistor T1 und ein Widerstand R4 extern mit der Treiberstufe TS2 verschaltet sein.
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Beispielsweise kann mit einer derartigen Schaltung STQ ein vorgewählter Gateansteuerstromwert IG wie bereits dargestellt eingestellt werden. Dieser Wert kann beispielsweise von einem Anfangszeitpunkt an, zum Beispiel ab dem Zeitpunkt zu dem die Gate-Emitter-Spannung des Leistungshalbleiterschalters LS den Wert Null annimmt eingestellt werden und über eine bestimmte Mindestdauer eingestellt bleiben. Diese Mindestdauer kann beispielsweise zwischen 100 ns und 2 μs betragen. Es kann jedoch auch vorgesehen sein, diese Phase vor Erreichen der eingestellten Mindestdauer zu beenden, wenn bestimmte Bedingungen erfüllt sind. So kann die Phase beispielsweise dann beendet werden, wenn die vorgewählte Gatespannung IS am Leistungshalbleiterschalter LS erreicht wurde oder, für den Fall dass externe bipolare Endstufentransistoren vorgesehen sind, wenn eine Sättigung eines solchen Transistors detektiert wird. Die Höhe des Sollwertes des Gatestromes IS kann beispielsweise durch Anlegen eines Steuersignals SIG an den Eingang der Treiberschaltung gewählt werden. Je nach Betriebsspannung kann der Stromverlauf beispielsweise aus zwei bis drei Phasen bestehen. Die Stromquellenanordnung STQ kann einen weiteren Eingang aufweisen, welchem ein Signal IGBT_OFF zugeführt werden kann, welches ein Ausschalten des Leistungshalbleiterschalters LS bewirkt.
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Ein Absolutwert kann beispielsweise durch eine analoge externe Beschaltung gesetzt werden, zum Beispiel indem ein geeigneter Messwiderstand gewählt wird. In einigen Applikationen kann es wünschenswert sein, durch Vorsehen einer geeigneten externen Beschaltung eine Einstellbarkeit der Spannungstransienten des Einschaltvorganges des Leistungshalbleiterschalters zwischen beispielsweise 2 kV/μs und 10 kV/μs zu erreichen. In einigen Applikationen kann es zudem vorteilhaft sein, wenn der Gateansteuerstrom IG in zehn Stufen zwischen einem Maximalwert und einem Minimalwert einstellbar ist. In einigen Applikationen kann dabei eine zusätzliche elfte Stufe dafür verwendet werden, eine vorhandene Endstufe maximal, wie bei einer resistiven Treiberanordnung, aufzusteuern und eine Push-Stufe (Spannungsquellentreiber) zu realisieren.
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Das externe Steuersignal SIG kann der Treiberschaltung TS1 in Form einer digitalen Schnittstelle oder in Form eines Analogeingangs zugeführt werden. Sofern eine galvanische Trennung GT vorgesehen ist, kann darüber auch die Information des Sollwertes des Einschaltgatestromes IG übertragen werden. In einigen Applikationen kann es vorteilhaft sein, wenn die Übertragung des Sollwertes des Einschaltgatestromes IS zu den Einschaltpulsen synchronisiert wird. Hierbei kann beispielsweise eine synchrone Übertragung der vollständigen Information je Schaltpuls, oder auch eine über mehrere Schaltpulse verteilte Übertragung der vollständigen Information denkbar sein.
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Im Anschluss an eine Phase mit im Wesentlichen konstantem Gateladestrom IG kann beispielsweise eine Phase mit einem um ein Vielfaches erhöhten Gateladestrom IG folgen, um den Steueranschluss G des Leistungshalbleiterschalters LS vollständig aufzuladen und damit das Erreichen der endgültigen Durchlassspannung des Leistungshalbleiterschalters LS zum frühest möglichen Zeitpunkt zu ermöglichen.
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Wird für die Stromquellenfunktion ein bipolarer Endstufentransistor in der Treiberstufe TS2 vorgesehen, so kann dieser beispielsweise zu einem Zeitpunkt welcher nach der aktiven Schaltphase mit konstantem Gateansteuerstrom IG liegt durch einen MOS-Transistor parallel gebrückt werden, so dass die Gatespannung des Leistungshalbleiterschalters LS kontinuierlich bis hin zur Versorgungsspannung der Gatetreiberstufe aufgeladen wird. Der MOS-Transistor kann dabei beispielsweise in den integrierten Schaltkreis integriert sein.
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Für den Fall, dass eine Spannung mit einem Wert kleiner Null als Abschaltzustand des Leistungshalbleiterschalters LS gewählt wird, kann die Stromquelle beispielsweise in einer ersten Phase mit einem hohen Ausgangsstrom betrieben werden, bis eine bestimmte Spannung am Steueranschluss G des Leistungshalbleiterschalters LS erreicht wird. Diese negative Spannung kann beispielsweise betragsmäßig mehr als –4 V betragen, aber unter einem festgelegten Schwellenwert liegen. Beispielsweise wäre ein Wert zwischen –3 und –2 V als Trigger für einen Wechsel des initial hohen Ladestroms auf einen geringeren Ladestrom in der aktiven Schaltphase des Leistungshalbleiterschalters LS möglich. Der initial hohe Ladestrom kann dabei beispielsweise bis zum Zehnfachen des Ansteuerstromes in der aktiven Schaltphase des Leistungshalbleiterschalters betragen. Ein hoch gewählter initialer Ladestrom kann dabei vor allem dann gewünscht sein, wenn die Einschaltverzögerungszeit auf einen bestimmten Wert begrenzt werden soll.
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Durch Verwendung einer Ansteuerschaltung, die ein Abschalten des Leistungshalbleiterschalters LS mit einer ungesteuerten, ungeregelten Spannungsquelle und ein Einschalten des Leistungshalbleiterschalters LS mit Hilfe einer beispielsweise mehrphasigen, parametrisierbaren Stromquellensteuerung vorsieht kann ein in Bezug auf Überspannungen und EMV optimiertes Schaltverhalten des Leistungshalbleiterschalters LS erreicht werden.
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Eine derartige Ansteuerschaltung kann dabei nicht nur zur Ansteuerung von IGBTs, sondern auch zur Ansteuerung anderer Leistungshalbleiterschalter wie zum Beispiel MOSFETs oder Bipolartransistoren verwendet werden.
