DE19634612A1 - Verfahren und Vorrichtung zur Optimierung des Abschaltvorgangs eines nichteinrastenden, abschaltbaren Leistungs-Halbleiterschalters - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Optimierung des Abschaltvorgangs eines nichteinrastenden, abschaltbaren Leistungs-Halbleiterschalters in einem hartschaltenden Strom­ richter und eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens.

Als nichteinrastende Leistungs-Halbleiterschalter werden Halbleiter-Bauelemente bezeichnet, bei denen ständig am Steu­ ereingang ein Steuersignal anstehen muß, damit sie im leiten­ den Zustand bleiben. Zu den nichteinrastenden, abschaltbaren Leistungs-Halbleiterschaltern werden der bipolare Leistungs­ transistor (LTR) und die feldgesteuerten, abschaltbaren Halb­ leiter-Bauelemente gezählt. Zu den feldgesteuerten, abschalt­ baren Halbleiter-Bauelementen zählen beispielsweise der selbst sperrende Feldeffekttransistor (MOS-FET), der Insula­ ted-Gate-Bipolar-Transistor (IGBT), der feldgesteuerte Thyri­ stor, auch als MOS Controlled Thyristor (MCT) bezeichnet, . . .

Bei Leistungs-Halbleiterschaltern mit MOS-Steuereingang geht die Entwicklung immer mehr in Richtung hoher Stromtragfähig­ keit der Module. Zur Zeit sind Hochstrommodule erhältlich, die bei einer Sperrfähigkeit von 1700 V einen Drain-Source­ strom von 1200 A führen können. Mit dem Anstieg der Strom­ tragfähigkeit steigt auch der Wert der Stromänderungsge­ schwindigkeit (di/dt), insbesondere beim Abschalten des Mo­ duls, erheblich an. Da die Module jeweils mit einer Ansteuer­ einrichtung und einem Zwischenkreis elektrisch leitend ver­ bunden sind, verursachen bei Schaltvorgängen Induktivitäten im Leistungsteil von Stromrichtern meist energiereiche Über­ spannungen an den IGBT-Modulen.

Um beim Einsatz von nichteinrastenden, abschaltbaren Lei­ stungs-Halbleitern in hartschaltenden Stromrichtern kleine Schaltverluste zu erreichen, müssen die Schaltzeiten mög­ lichst klein sein. Dem sind aber durch konstruktiv bedingte Streuinduktivitäten und den damit beim Abschalten bedingten Überspannungen Grenzen gesetzt. Bei konventionellen Ansteue­ rungen geschieht die Einstellung der Schaltzeit über die je­ weilige Höhe der angelegten Ansteuerspannung sowie einen da­ zugehörigen Gate-Widerstand. Durch die Bauelementeigenschaf­ ten sind bei einer solchen Ansteuerschaltung beim Abschalt­ vorgang eines derartigen Leistungs-Halbleiterschalters Span­ nungsanstiegs- und Stromfallzeit miteinander verkoppelt.

Mit der Erhöhung der Spannungs- und Stromfestigkeit von nichteinrastenden, abschaltbaren Leistungs-Halbleiterschal­ tern wird auch die Kontrolle der Transienten wichtig, da die Stromänderungsgeschwindigkeit (di/dt) mit dem abzuschaltenden Strom und die Spannungsänderungsgeschwindigkeit (du/dt) mit der Erhöhung der Zwischenkreisspannung zunimmt. Die Span­ nungsänderungsgeschwindigkeit darf vom Hersteller festgelegte Werte nicht übersteigen, damit beim Ausschalten das Einrasten des Leistungs-Halbleiterschalters vermieden wird. Die Über­ spannung hängt von der im Kreis vorhandenen Streuinduktivität und von der Stromänderungsgeschwindigkeit ab. Durch die Re­ duktion der Stromänderungsgeschwindigkeit kann insbesondere im Kurzschlußfall die Überspannung verringert werden.

Aus der EP 0 645 889 A1 ist ein Verfahren und eine Vorrich­ tung zur Begrenzung der Stromfallgeschwindigkeit beim Aus­ schalten von Leisungs-Halbleiterschaltern mit MOS-Steuerein­ gang bekannt. Bei diesem Verfahren wird beim Ausschalten in Abhängigkeit einer Induktivität eine Gegenspannung erzeugt, die auf eine am Leistungs-Halbleiterschalter anstehende Gate-Emitterspannung rückgekoppelt wird. Durch diese Rückkoppelung wird die Gate-Emitterspannung angehoben, wodurch die Ab­ schaltgeschwindigkeit unverzögert wirksam reduziert wird, ohne dabei die Speicherzeit des Leistungs-Halbleiterschalters zu vergrößern oder das Einschaltverhalten zu beeinflussen. Diese Gegenkoppelung ist insbesondere beim Auftreten von sehr hohen negativen Stromsteilheiten, beispielsweise Überstrom bzw. Kurzschlußstrom, verstärkt wirksam. Der Wert der Strom­ änderungsgeschwindigkeit ist unabhängig vom Nennbetrieb oder Kurzschlußbetrieb einstellbar. Zur Verstellung der Gegen­ spannung und damit den Wert der Stromänderungsgeschwindigkeit kann der Wert der Induktivität verändert werden. Die Änderung des Wertes der Induktivität ist im Hinblick auf einen nieder­ induktiven Aufbau eines Stromrichters nur in sehr engen Gren­ zen zu variieren.

Aus der EP 0 361 211 B1 ist eine Schutzschaltung für einen Leistungs-Halbleiterschalter bekannt, die eine eine Kollek­ tor-Emitter- und eine Basis-Emitter-Überwachung und ein ODER-Gatter aufweisende Laststrom-Überwachungsschaltung und eine erste und zweite negative Stromquelle bzw. einen ersten und zweiten zuschaltbaren Gate-Entladewiderstand aufweist. Die Laststrom-Überwachungsschaltung ist ausgangsseitig mit einem Steuerglied verknüpft, das ausgangsseitig unter anderem mit der zweiten negativen Stromquelle bzw. dem zweiten zuschalt­ baren Gate-Entladewiderstand verbunden ist. Die Laststrom-Über­ wachungsschaltung stellt fest, ob der Leistungs-Halblei­ terschalter im Nenn- oder Kurzschlußbetrieb ist. In Abhängig­ keit davon wird zum Abschalten des Leistungs-Halbleiterschal­ ters entweder die erste oder zweite negative Stromquelle ak­ tiviert. Dadurch wird verhindert, daß im Kurzschlußfall der Leistungs-Halbleiterschalter hart ausgeräumt wird. Dies führt zu Einschnüreffekten, wodurch der Leistungs-Transistor seine Abschaltfähigkeit verliert. Dadurch, daß im Kurzschlußfall mit einem kleineren Ausräumstrom der Leistungs-Transistor abgeschaltet werden kann, kann die maximale Kurzschluß­ festigkeit des Leistungs-Transistors auch im Kurzschlußfall ausgenutzt werden.

Im Aufsatz "Optimization of the Turn-Off Performance of IGBT at Overcurrent and Short-Circuit Current", von H. G. Eckel und L. Sack, abgedruckt im Konferenzband "EPE′93, Vol. 2, 13.-16. September 1993, Seiten 317 bis 322, werden zwei Abschalt­ strategien für einen IGBT in einem hartschaltenden Stromrich­ ter vorgestellt. Bei beiden Strategien werden zwei Gate-Ent­ ladewiderstände verwendet. Bei der ersten Abschaltstrategie wird die Absenkung der Gate-Emitterspannung zunächst mit dem niedrigen Gate-Entladewiderstand begonnen und die Kollektor-Emitter­ spannung wird auf Überschreitung einer Referenzspan­ nung von etwa 10 V überwacht. Ist die Kollektor-Emitterspan­ nung größer/gleich der Referenzspannung wird nach Ablauf einer vorgebbaren Verzögerungszeit die Gate-Emitterspannung mit dem hohen Gate-Entladewiderstand abgesenkt, bis der Leistungs-Halbleiterschalter gesperrt ist. Diese zweistufige Gatesteuerung verlangt die genaue Kenntnis über das dynami­ sche Verhalten des IGBT′s. Falls dies nicht bekannt ist, so soll der erste Gate-Entladewiderstand so klein wie möglich, die Verzögerungszeit größer als die Anstiegsgeschwindigkeit der Kollektor-Emitterspannung und der zweite Gate-Entladewi­ derstand so groß wie möglich gewählt werden.

Bei der zweiten vorgestellten Abschaltstrategie wird die Gate-Emitterspannung mit einem charakteristischen Gate-Ent­ ladewiderstand abgesenkt, bis das Miller-Plateau der Gate-Emitterspannung erreicht ist. Während die Gate-Emitterspan­ nung gleich dem Miller-Plateau ist, steigt die Kollektor-Emitter­ spannung an. Sobald die Kollektor-Emitterspannung einen Referenzwert, beispielsweise 10 V, übersteigt, wird die Gate-Emitterspannung mit einem Referenzwert verglichen. Bei niedrigem Kollektorstrom ist das Miller-Plateau niedrig, so daß der erste Gate-Entladewiderstand, während des gesamten Abschaltvorganges benutzt wird. Bei höherem Kollektorstrom ist das Miller-Plateau der Gate-Emitterspannung hoch. In diesem Fall wird nach einer vorbestimmten Verzögerungszeit der erste Gate-Entladewiderstand abgeschaltet und ein großer Gate-Entladewiderstand eingeschaltet. Bei der Anwendung dieser zweiten Anschaltstrategie wird die genaue Kenntnis über das Miller-Plateau gebraucht, damit diese Strategie umgesetzt werden kann.

Der wesentliche Nachteil bei den beiden vorgestellten Ab­ schaltstrategien ist der, daß man die genaue Beziehung zwi­ schen Miller-Plateau und Kollektorstrom kennen muß. Dies kann von IGBT zu IGBT verschieden sein und auch die Verzögerungs­ zeit muß an den jeweiligen IGBT-Typen angepaßt werden, da eine zu kurze Verzögerungszeit zu unnötig höheren Verlusten führt und eine zu lange Verzögerungszeit einen zu späten Ein­ griff bedeutet und die Erhöhung des Widerstandswertes des Gate-Entladewiderstandes somit keine Wirkung mehr zeigen kann.

Der Erfindung liegt nun die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Optimierung des Abschaltvorganges eines nichteinrastenden, abschaltbaren Leistungs-Halbleiter­ schalters in einem hartschaltenden Stromrichter anzugeben, wobei eine einfache Funktionsweise sowie minimale und einfa­ che ermittelbare Meßgrößen Vorrang hat.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den Merkmalen des An­ spruchs 1 gelöst.

Mittels diesem Verfahren wird erreicht, daß auf den Span­ nungsgradienten und den Stromgradienten des Abschaltvorganges eines nichteinrastenden, abschaltbaren Leistungs-Halbleiter­ schalters getrennt Einfluß genommen werden kann. Dazu werden unterschiedliche Entladeströme verwendet, die in Abhängigkeit des Zustandes der Kollekor-Emitterspannung des Leistungs-Halb­ leiterschalters ausgewählt werden. Zu Beginn des Ab­ schaltvorgangs wird der Entladestrom so eingestellt, daß sich die maximal zulässige Spannungsänderungsgeschwindigkeit des Leistungs-Halbleiterschalters einstellen kann. Sobald die Kollektor-Emitterspannung einen vorbestimmten Referenzspan­ nungswert erreicht hat, wird der Entladestrom auf einen nied­ rigeren Wert vermindert. Die Höhe dieses verminderten Entla­ destromes hängt vom Wert der Überspannung ab, der maximal auftreten darf. Der Referenzspannungswert ist gleich dem Spannungswert, bei dem der Kollektorstrom beginnt, zu kommu­ tieren. Daß heißt, bei einem Stromrichter ist der Wert der Referenzspannung gleich dem Wert der Zwischenkreisspannung.

Der Vorteil des erfindungsgemäßen Verfahrens liegt darin, daß für die Umschaltung von einem Entladestrom auf einen anderen die genaue Kenntnis über das dynamische Verhalten des Lei­ stungs-Halbleiterschalters nicht mehr notwendig ist, da die Umschaltung erst dann vorgenommen wird, wenn die Kollektor-Emitter­ spannung einen Referenzspannungswert erreicht, bei dem der Kollektorstrom zu kommutieren beginnt. Zur Ermittlung dieses Umschaltpunktes muß nur die Kollektor-Emitterspannung mit einem entsprechenden Referenzspannungswert verglichen werden. Durch die Entkoppelung des Spannungsanstiegs- und Stromfallzeit besteht die Möglichkeit, die Schaltzeiten von nichteinrastenden, abschaltbaren Leistungs-Halbleiterschal­ tern in hartschaltenden Stromrichtern möglichst kurz zu ma­ chen, wobei kleine Schaltverluste erreicht werden.

Bei einem vorteilhaften erfindungsgemäßen Verfahren wird die Gate-Emitterspannung des Leistungs-Halbleiterschalters zu Be­ ginn des Abschaltvorganges mit Hilfe eines konstant vermin­ derten Entladestromes abgesenkt, bis die Kollektor-Emitter­ spannung des Leistungs-Halbleiterschalters ansteigt. Dieses langsame Ausschalten zu Beginn des Abschaltvorganges ist be­ sonders vorteilhaft im Kurzschlußfall.

Eine Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Ver­ fahrens verwendet eine herkömmliche Ansteuereinrichtung für einen nichteinrastenden, abschaltbaren Leistungs-Halbleiter­ schalter, die um eine Einrichtung zur Zustandserfassung der Kollektor-Emitterspannung des Leistungs-Halbleiterschalters, einer Logikschaltung und zweier zuschaltbarer Einrichtungen zur Generierung von zwei unterschiedlichen Entladeströmen er­ weitert ist, wobei diese zuschaltbaren Einrichtungen von der Logikschaltung in Abhängigkeit des Zustandes der Kollektor-Emitter­ spannung während des Abschaltvorganges angesteuert werden. Die zuschaltbare Einrichtung zur Generierung eines hohen Entladestromes erübrigt sich meist, da eine herkömmli­ che Steuereinrichtung bereits eine zuschaltbare Einrichtung zur Generierung eines hohen Entladestromes aufweist. Somit kann man mit wenig zusätzlichen Einrichtungen eine herkömmli­ che Ansteuereinrichtung derart modifizieren, daß der Ab­ schaltvorgang für einen nichteinrastenden, abschaltbaren Leistungs-Halbleiterschalter optimiert wird.

Bei einer vorteilhaften Vorrichtung wird anstelle der Logik­ schaltung und der zuschaltbaren Einrichtungen zur Generierung unterschiedlicher Entladeströme ein Rampengenerator vorgese­ hen, der mittels eines Umschalters mit dem Gate-Anschluß des Leistungs-Halbleiterschalters verknüpfbar ist, wobei der Um­ schalter mit einer Ablaufsteuerung versehen wird. Somit er­ hält man eine besonders einfache Modifikation einer herkömm­ lichen Steuereinrichtung, mit der der Abschaltvorgang opti­ miert werden kann.

Bei einer weiteren vorteilhaften Vorrichtung werden anstelle des Umschalters drei Schalter verwendet, deren Betätigungs­ eingänge mit der Ablaufsteuerung verbunden sind, wobei der dritte Schalter den Gate-Anschluß des Leistungs-Halbleiter­ schalters mit einem Eingang des Rampengenerators verbindet. Der Vorteil dieser Schaltungsvariante gegenüber der Schal­ tungsvariante mit Rampengenerator und Umschalter, auch als Memory-Schaltung genannt, liegt darin, daß sichergestellt ist, daß das Gate und der Rampengenerator zum Zeitpunkt der Umschaltung durch die Ablaufsteuerung den gleichen Wert be­ sitzen. Bei der Memory-Schaltung können Probleme durch Leck­ ströme auftreten, während das Gatepotential des Leistungs-Halb­ leiterschalters gleich dem Miller-Plateau ist.

Zur weiteren Erläuterung der Erfindung wird auf die Zeichnung bezug genommen, in der Ausführungsbeispiele der Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens zur Opti­ mierung des Abschaltvorganges eines nichteinrastenden, ab­ schaltbaren Leistungs-Halbleiterschalters schematisch veran­ schaulicht sind.

Fig. 1 zeigt jeweils in einem Diagramm die zeitlichen Ver­ läufe der Kollektor-Emitterspannung, des Kollektor­ stromes und der Gate-Emitterspannung eines IGBT′s während eines Abschaltvorganges, in

Fig. 2 ist ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungsform der Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemä­ ßen Verfahrens dargestellt, die

Fig. 3 zeigt ein Blockschaltbild einer Einrichtung zur Zu­ standserfassung der Kollkektor-Emitterspannung der Vorrichtung gemäß Fig. 2, die

Fig. 4 zeigt ein Ausführungsbeispiel der Einrichtung zur Zu­ standserfassung der Kollektor-Emitterspannung der Vorrichtung gemäß Fig. 2, die

Fig. 5 zeigt ein Blockschaltbild der Logikschaltung der Vor­ richtung nach Fig. 2, in

Fig. 6 ist ein Blockschaltbild einer weiteren Einrichtung zur Zustandserfassung der Kollektor-Emitterspannung der Vorrichtung gemäß Fig. 2 dargestellt, wobei in

Fig. 7 ein Blockschaltbild einer Auswerteeinrichtung der weiteren Einrichtung zur Zustandserfassung der Kol­ lektor-Emitterspannung gemäß Fig. 6 zeigt, in

Fig. 8 ist ein Blockschaltbild einer zweiten Ausführungsform der Vorrichtung zur Durchführung des erfindungs­ gemäßen Verfahrens dargestellt und die

Fig. 9 zeigt ein Blockschaltbild einer dritten Ausführungs­ form der Vorrichtung zur Durchführung des erfindungs­ gemäßen Verfahrens.

Das Verfahren und die Vorrichtung zur Optimierung des Ab­ schaltvorgangs eines nichteinrastenden, abschaltbaren Lei­ stungs-Halbleiterschalters wird in den genannten Figuren am Beispiel eines IGBT-Hochstrommoduls 2 mit einer herkömmlichen Ansteuereinrichtung 4 erläutert, wobei das IGBT-Hochstrommo­ dul 2 zur besseren Kennzeichnung mit einer breiteren Strich­ stärke gezeichnet ist. Das IGBT-Hochstrommodul 2 ist mit sei­ nem Kollektor-Anschluß C an eine positive Zwischenkreis­ schiene 6 angeschlossen, die eine positive Zwischenkreisspan­ nung +U_z führt. Der Emitter-Anschluß E ist einerseits mit ei­ nem Wechselstromanschluß 8 und andererseits mit einem Kollek­ tor-Anschluß C eines weiteren IGBT-Hochstrommoduls mit einer Ansteuereinrichtung verknüpft, die aus Übersichtlichkeits­ gründen nicht näher dargestellt sind. Die Steuereinrichtung 4 ist mit seinen beiden Ausgängen 10 und 12 mit dem Gate-An­ schluß C und mit dem Emitter-Steuereingang E_St des IGBT-Hoch­ strommoduls 2 verbunden.

Im Aufsatz "Optimierte Leistungssteuerung" von W. Bösterling, W. Keuter und M. Tscharn, abgedruckt in der DE-Zeitschrift "Elektronik", Band 24, 1990, Seiten 62-67, sind verschiedene Ansteuereinrichtungen für IGBT-Module ausführlichst beschrie­ ben, so daß an dieser Stelle darauf verzichtet werden kann. Die Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Ver­ fahrens ist von der Ausgestaltung der Ansteuereinrichtung un­ abhängig.

Anhand der Signalverläufe Kollektor-Emitterspannung U_CE, Kol­ lektorstrom I_C und Gate-Emitterspannung U_GE der Fig. 1 sollen zunächst der Abschaltvorgang eines IGBT-Hochstrommoduls 2 näher erläutert werden:

Um ein IGBT-Hochstrommodul 2 abschalten zu können, muß das Potential des Gates G bis auf Emitterpotential entladen wer­ den. In der Regel legt man das Gatepotential auf (gegenüber Emitter) negatives Potential, um Störungen entgegenzuwirken. Das Entladen des Gates G geschieht über einen Gate-Entlade­ widerstand R_Goff, der auch gleichzeitig der Gate-Ladewider­ stand R_Gon sein kann. Der Entladevorgang beginnt zum Zeitpunkt t₀ und fällt zunächst bis zum Miller-Plateau U_P (Zeitpunkt t₁), das abhängig vom Laststrom i_L ist, ab. Hier werden zu­ nächst die parasitären Kapazitäten umgeladen. Die Kollektor-Emitter­ spannung U_CE steigt zum Zeitpunkt t₁ (Miller-Plateau) an. Erreicht die Kollektor-Emitterspannung U_CE den Wert der Zwischenkreisspannung +U_z (Zeitpunkt t₂), so kann eine Frei­ laufdiode den Strom vom IGBT-Hochstrommodul 2 übernehmen und der Kollektorstrom I_C fällt. Gleichzeitig sinkt die Gate-Emitter­ spannung U_GE. Die Stromfallzeit läßt sich durch eine Art der Ansteuerung (geringer oder hoher Entladestrom der Steuerkapazität) beeinflussen und endet zum Zeitpunkt t3. Ab diesem Zeitpunkt t₃ fließt durch das IGBT-Hochstrommodul 2 nur noch ein Tailstrom, der aus der gespeicherten Ladung des Bauelementes resultiert. Im Gegensatz zu den vorherigen Pha­ sen hat man über die Ansteuerung 4 keinen Einfluß auf den Tailstrom. Während des Stromabfalles überschreitet die Kol­ lektor-Emitterspannung U_CE am IGBT-Hochstrommodul 2 die Zwi­ schenkreisspannung +U_z bedingt durch die Streuinduktivität in den Zuleitungen. Der Abschaltvorgang kann durch Änderung des Wertes des Gate-Entladewiderstandes R_Goff beeinflußt werden. Ein kleiner Widerstandswert bedeutet einen großen Stromfluß aus dem Gate G des IGBT-Hochstrommoduls 2 heraus, somit ein schnelleres Umladen, eine höhere Spannungsanstiegsgeschwin­ digkeit und eine höhere Stromfallgeschwindigkeit bei den einzelnen Schaltvorgängen.

Die Fig. 2 zeigt ein Blockschaltbild einer ersten Ausführungs­ form einer Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens. Diese Vorrichtung weist eine konventionelle An­ steuereinrichtung 4, eine Einrichtung 14 zur Zustandserfas­ sung der Kollektor-Emitterspannung U_CE des IGBT-Hochstrommo­ duls 2, eine Logikschaltung 16 und zwei zuschaltbare Einrich­ tungen 18 und 20 zur Generierung von zwei unterschiedlichen Entladeströmen auf. Der Eingang 22 der Einrichtung 14 ist mit einem Kollektor-Anschluß C des Leistungs-Halbleiterschalters 2 und sein Ausgang 24 mit einem ersten Eingang 26 der Logik­ schaltung 16 verbunden. An einem zweiten Eingang 28 dieser Logikschaltung 16 steht ein Ausschaltsignal S_Aus an. Der Aus­ gang 30 bzw. 32 der Logikschaltung 16 ist mit einem Steuerein­ gang 34 bzw. 36 der Einrichtungen 18 bzw. 20 verbunden. Der Ausgang der Einrichtung 18 bzw. 20 ist mit dem Gate-Anschluß G des Leistungs-Halbleiterschalters 2 und deren Eingang mit ei­ nem Signal-Ausgang 38 bzw. 40 der Ansteuereinrichtung 4 ver­ knüpft. Außerdem ist bei dieser Art der Vorrichtung der Gate-Anschluß G des Leistungs-Halbleiterschalters 2 mit einem zweiten Eingang 42 der Einrichtung 14 zur Zustandserfassung der Kollektor-Emitterspannung U_CE des Leistungs-Halbleiter­ schalters 2 mittels einer unterbrochenen Linie verbunden. Die Verbindung des Potentialverlaufs der Gate-Emitterspannung U_CE hängt von der Ausführungsform der Einrichtung 14 ab.

In der Fig. 3 ist ein Blockschaltbild einer ersten Ausfüh­ rungsform der Einrichtung 14 näher dargestellt. Diese Ein­ richtung 14 zur Zustandserfassung der Kollektor-Emitterspan­ nung U_CE des IGBT-Hochstrommoduls 2 weist einen Spannungstei­ ler 44, einen schnellen Komparator 46, eine einstellbare Re­ ferenzspannungsquelle 48 und eine monostabile Kippstufe 50 auf. Der Spannungsteiler 44 ist eingangsseitig mit dem Ein­ gang 22 der Einrichtung 14 und ausgangsseitig mit dem nicht­ invertierenden Eingang des Komparators 46 verbunden. Die Re­ ferenzspannungsquelle 48 ist am invertierenden Eingang dieses Komparators 46 angeschlossen. Ausgangsseitig ist der Kompara­ tor 46 über die monostabile Kippstufe 50 mit dem Ausgang 24 der Einrichtung 14 verbunden. Das Ausgangssignal y_CE des schnellen Komparators 46 wechselt von low nach high, sobald die Kollektor-Emitterspannung U_CE gleich der Referenzspannung U_CEref ist. Dadurch wir die monostabile Kippstufe 50 gestar­ tet, so daß das Ausgangssignal S_Puls der Einrichtung 14 von low nach high wechselt. Sobald die Zeit der monostabilen Kippstufe 50 abgelaufen ist, wechselt das Ausgangssignal S_Puls der Einrichtung 14 wieder nach low. Die Zeit dieser mo­ nostabilen Kippstufe 50 ist beispielsweise auf eine Zeit eingestellt, die verstreicht, wenn man die maximale Strom­ fallzeit realisieren würde. Als Referenzspannung U_CEref wird beispielsweise der Spannungswert der Zwischenkreisspannung +U_z gewählt. Der Wert kann aber auch oberhalb als auch unter­ halb einer betriebsmäßigen Zwischenkreisspannung +U_z liegen. Durch die Wahl der Referenzspannung U_CEref < U_d wird im regulären Betrieb schnell und im Betrieb erhöhter Zwischenkreisspannung langsam geschaltet.

In der Fig. 4 ist ein Ausführungsbeispiel der Einrichtung 14 zur Zustandserfassung der Kollektor-Emitterspannung U_CE des Leistungs-Halbleiterschalters 2 dargestellt. Diese darge­ stellte Ausführungsform der Einrichtung 14 ist als Analog­ schaltung ausgeführt. Solange die Kollektor-Emitterspannung U_CE am Eingang 22 der Einrichtung 14 kleiner ist als die Re­ ferenzspannung U_CEref, wird die Spannung von der Zener-Diode D1 aufgenommen. Überschreitet die Kollektor-Emitterspannung U_CE die Referenzspannung U_CEref, so fließt ein Strom durch den Kondensator C1 und dem Widerstand R1 solange die Kollektor-Emitterspannungsänderungsgeschwindigkeit größer Null ist.

Gleichzeitig wird über die Diode D2 der Kondensator C2 schnell geladen. Sobald die Spannung am Kondensator C2 gleich der Arbeits-Gate-Source-Spannung der MOSFET T ist, leitet dieser Transistor T und am Ausgang 24 die Einrichtung 14 wechselt das Ausgangssignal _Puls von 5 V auf beispielsweise 0 V. Ist der Anstieg der Kollektor-Emitterspannung U_CE vorüber, so fließt kein Strom mehr durch den Kondensator C1.

Der Kondensator C2 wird über die Widerstände R1 und R2 lang­ sam entladen. Mit der Wahl des Widerstands R2 kann diese Entladungszeitkonstante und damit die Pulsdauer des Ausgangssignals _Puls am Ausgang 24 der Einrichtung 14 einge­ stellt werden. Mittels der Diode D4 kann sich der Kondensator C1 beim nächsten Einschaltvorgang des Leistungs-Halbleiter­ schalters 2 wieder schnell entladen. Das Ausgangssignal _Puls muß zur weiteren Verwendung invertiert werden oder es müssen die Ausgänge 30 und 32 der Logikschaltung 16 vertauscht werden.

Die Fig. 5 zeigt ein Blockschaltbild der Logikschaltung 16 der Vorrichtung gemäß Fig. 2. Diese Logikschaltung 16 weist ein erstes und zweites UND-Gatter 52 und 54 und einen ersten und zweiten Invertierer 56 und 58 auf. Der Ausgang des ersten In­ vertierers 56 ist jeweils mit einem Eingang des ersten und zweiten UND-Gatters 52 und 54 verbunden. Der zweite Eingang des ersten UND-Gatters 52 ist mit dem ersten Eingang 26 der Logikschaltung 16 verknüpft, wobei der Ausgang dieses UND-Gatters 52 mit dem zweiten Ausgang 32 der Logikschaltung 16 verbunden ist. Der Eingang des zweiten Invertierers 58 ist ebenfalls mit dem ersten Eingang 26 der Logikschaltung 16 verbunden und ausgangsseitig mit einem zweiten Eingang des zweiten UND-Gatters 54, der ausgangsseitig mit dem ersten Ausgang 30 der Logikschaltung 16 verbunden ist. Der erste In­ vertierer 56 ist eingangsseitig mit dem zweiten Eingang 28 der Logikschaltung 16 verknüpft. Mittels dieser Logikschal­ tung 16 wechselt das Steuersignal S_StF für die erste zuschalt­ bare Einrichtung 18 von low nach high sobald das Steuersignal S_Aus von high nach low wechselt und das Zustandssignal S_Puls low ist. Das Steuersignal S_StSL für die zweite zuschaltbare Einrichtung 20 wechselt von low nach high, sobald das Zu­ standssignal S_Puls von low nach high wechselt und das Aus­ schaltsignal S_Aus low ist. Mit diesem Pegelwechsel des Zu­ standssignals S_Puls wechselt das Steuersignal S_StF von high nach low.

In der Fig. 6 ist ein Blockschaltbild einer weiteren Ausfüh­ rungsform der Einrichtung 14 zur Zustandserfassung der Kol­ lektor-Emitterspannung U_CE des Leistungs-Halbleiterschalters 2 dargestellt. Diese Ausführungsform der Einrichtung 14 un­ terscheidet sich von der Ausführungsform der Einrichtung 14 gemäß Fig. 3 dadurch, daß anstelle der monostabilen Kippstufe 50 eine Auswerteeinrichtung 60 verwendet wird. Der erste Ein­ gang 62 dieser Auswerteeinrichtung 60 ist mit dem Ausgang des Komparators 46 und der zweite Eingang 64 mit dem zweiten Ein­ gang 42 der Einrichtung 14 verbunden, an dem die Gate-Emit­ terspannung Emitterspannung U_GE sowie die Kollektor-Emitter­ spannung U_CE abgefragt.

In der Fig. 7 ist ein Blockschaltbild der Auswerteeinrichtung 60 näher dargestellt. Diese Auswerteeinrichtung 60 weist ei­ nen Komparator 66, eine Referenzspannungsquelle 68 und ein UND-Gatter 70 auf. Der eine Eingang des UND-Gatters 70 ist mit dem ersten Eingang 62 der Auswerteeinrichtung 60 verbun­ den, an dem das Komparatorsignal Y_CE des Komparators 46 der Einrichtung 14 ansteht. Der zweite Eingang des UND-Gatters 70 ist mit dem Ausgang des Komparators 66 verbunden, dessen nichtinvertierenden Eingang dem zweiten Eingang 64 der Aus­ werteeinrichtung 60 verknüpft ist und am invertierenden Ein­ gang die Referenzspannungsquelle 68 angeschlossen ist.

Die Auswerteeinrichtung 60 liefert nur dann ein Signal, wenn die Kollektor-Emitterspannung U_CE größer/gleich der Refe­ renzspannung U_CEref und die Gate-Emitterspannung U_GE ebenfalls größer/gleich einer Referenzspannung U_CEref ist. Die Referenz­ spannung U_GEref gibt den Referenzwert für das Miller-Plateau an, das bekanntlich vom Kollektorstrom I_C abhängig ist. Die Referenzspannung U_CEref kann auch unter dem Miller-Plateau liegen (also unterhalb der Schwellenspannung des IGBTs/Typ < 5 V). Somit wird zum Zeitpunkt t₂ gemäß Fig. 1 nur dann mit vermindertem Entladestrom das Gatepotential abgesenkt, wenn in Abhängigkeit der Gate-Emitterspannung U_GE festgestellt worden ist, daß ein Überlast- bzw. Kurschlußfall vorliegt. Bleibt die Gate-Emitterspannung U_CE unterhalb der Referenz­ spannung U_GEref, so liegt kein Überlast- bzw. Kurzschlußfall vor, so daß mit erhöhtem Entladestrom das Gatepotential weiter abgesenkt werden kann.

Somit wird der Abschaltvorgang dahingehend optimiert, daß nur in einem Überlast- bzw. Kurzschlußfall die Stromfallgeschwin­ digkeit reduziert wird, damit die Überspannung auf vertret­ bare Werte begrenzt wird.

Die zuschaltbare Einrichtung 18 bzw. 20 zur Generierung eines Entladestromes kann auf unterschiedliche Weise realisiert werden. Die einfachste Realisierung stellt ein Abschalten mittels eines Gate-Entladewiderstandes R_Goff1 bzw. R_Goff2 dar.

Dabei kann der Wert des Gate-Entladewiderstandes R_Goff1 dem Wert des Abschaltwiderstandes beim herkömmlichen Ausschalten gewählt werden. Der Wert des Gate-Entladewiderstandes R_Goff2 wird so groß gewählt, daß der Abschaltvorgang nur in einer langsamen Art und Weise fortgesetzt wird. Diese Gate-Entlade­ widerstände R_Goff1 und R_Goff2 werden jeweils mittels eines Schalters, insbesondere eines Transistors, mit einem negati­ ven Potential der Ansteuereinrichtung 4 verbunden.

Anstelle von zuschaltbaren Gate-Entladewiderständen R_Goff1 und R_Goff2 können auch zwei zuschaltbare Spannungsquellen mit den Spannungen U_off1 und U_off2 verwendet werden, die über einem Gateentladewiderstand mit dem Gate-Anschluß G des IGBT-Hoch­ strommoduls 2 verbunden sind. Dabei besitzt die Spannung U_off1 einen kleinen oder negativen Wert, so daß die am Gateentlade­ strom abfallende Spannung U_R groß ist. Die Spannung U_off2 besitzt einen höheren Wert, so daß die Spannung U_R klein wird. Die Spannung U_off2 darf nur so groß sein, daß auch beim niedrigsten Niveau des Miller-Plateaus die Spannung U_R positiv bleibt, um ein wiederaufladen des Gates G des Leistungs-Halbleiterschalters 2 zu verhindern. Die unter­ schiedlichen Spannungsquellen können durch unterschiedliche Versorgungspotentiale realisiert werden.

Anstelle von zuschaltbaren Spannungsquellen können auch zu­ schaltbare Stromquellen verwendet werden, wobei die eine Stromquelle einen Entladestrom für eine schnelle Abschaltung und die andere Stromquelle einen Entladestrom für eine lang­ same Abschaltung liefert.

Anhand der beschriebenen Vorrichtung gemäß Fig. 2 wird im fol­ genden das Verfahren zur Optimierung des Abschaltvorgangs ei­ nes nichteinrastenden, abschaltbaren Leistungs-Halbleiter­ schalters 2 näher beschrieben:

Von einem nicht näher dargestellten Steuersatz wird ein Aus­ schaltsignal S_Aus an die Ansteuereinrichtung 4 des IGBT-Hoch­ strommoduls 2 angelegt. Dieses Ausschaltsignal S_Aus steht so­ mit auch an der Logikschaltung 16 an. Dieses Ausschaltsignal S_Aus trifft beispielsweise zum Zeitpunkt t₀ ein. Zu diesem Zeitpunkt t₀ ist die Kollektor-Emitterspannung U_CE gleich ei­ ner vom Leistungs-Halbleiterschalter 2 abhängigen Sättigungs­ spannung, die im Vergleich zur Zwischenkreisspannung +U_z des Stromrichters, annähernd Null ist. Dadurch ist das Ausgangs­ signal S_Puls der Einrichtung 14 zur Zustandserfassung der Kol­ lektor-Emitterspannung U_CE im Low-Zustand. Am Ausgang 30 der Logikschaltung 16 ist das Steuersignal S_StF, das den schnellen Abschaltmodus repräsentiert, im High-Zustand und das Steuer­ signal S_StSL, das den langsamen Abschaltmodus repräsentiert, im Low-Zustand. Somit wird das Gate-Emitterpotential U_GE des IGBT-Hochstrommoduls 2 mit Hilfe eines konstanten maximal zu­ lässigen Entladestromes abgesenkt. Während dieser Absenkung der Gate-Emitterspannung U_GE steigt die Kollektor-Emitter­ spannung U_CE an. Am Signalverlauf der Kollektor-Emitterspan­ nung U_CE gemäß Fig. 1 kann man erkennen, daß diese Kollektor-Emitter­ spannung U_CE genau dann beginnt anzusteigen, wenn die Gate-Emitterspannung U_CE gleich dem Miller-Plateau ist. So­ lange die Kollektor-Emitterspannung U_CE nicht gleich der Re­ ferenzspannung U_CEref ist, bleibt die Einrichtung 18 zur Gene­ rierung eines Entladestromes für den schnellen Abschaltmodus zugeschaltet. Sobald die Kollektor-Emitterspannung U_CE gleich/größer der Referenzspannung U_CEref ist, beispielsweise gleich der Zwischenkreisspannung +U_z ist (Zeitpunkt t₂), wechselt das Ausgangssignal S_Puls der Einrichtung 14 von low nach high, so daß das Steuersignal S_StF am Ausgang 30 der Lo­ gikschaltung 16 von high nach low und das Steuersignal S_StSL am Ausgang der Logikschaltung 16 von low nach high wechselt. Dadurch wird während des Ausschaltvorgangs verzögerungsfrei vom schnellen Abschaltmodus auf den langsamen Abschaltmodus umgeschaltet. Die Gate-Emitterspannung U_GE wird vom Zeitpunkt t₂ an mit einem kleineren Entladestrom abgesenkt. Die Höhe dieses Entladestromes hängt von der zulässigen Sperrspannung am Leistungs-Halbleiterschalter 2 ab, die auftreten darf ohne diesen zu schädigen. Zum Zeitpunkt t₃ ist der Kollektorstrom I_C bereits so sehr abgesenkt, daß von diesem Zeitpunkt t₃ an nur noch der Tailstrom, der aus der gespeicherten Ladung des Bauelementes resultiert, fließt. Zum Zeitpunkt t₄ ist der Abschaltvorgang beendet, da dann der Kollektorstrom I_C und die Gate-Emitterspannung U_GE gleich Null sind und die Kollek­ tor-Emitterspannung U_CE gleich der Zwischenkreisspannung +U_Z ist. Damit der Leistungs-Halbleiterschalter 2 nicht durch Störungen sich von selbst wieder einschaltet, ist es ratsam, die Gate-Emitterspannung U_GE auf ein negatives Potential, beispielsweise -5 V, zu legen, wobei dies nicht in den zeit­ lichen Verlauf der Gate-Emitterspannung U_CE gemäß Fig. 1 dar­ gestellt ist. Das Ausgangssignal S_Puls wechselt nach Ablauf der in der monostabilen Kippstufe 50 eingestellten Zeit (< t_4max) vom High-Zustand in den Low-Zustand, so daß die Ein­ richtung 18 für den schnellen Abschaltmodus wieder zuge­ schaltet ist. Werden diese Einrichtungen 18 und 20 mittels Gate-Entladewiderstände R_Goff1, und R_Goff2 realisiert, so ist der Gate-Anschluß G des IGBT-Hochstrommoduls 2 nach Ablauf der Zeit der monostabilen Kippstufe 50 niederohmig mit einem negativen Potential verbunden.

Wird der Einrichtung 14 zur Zustandserfassung der Kollektor-Emitter­ spannung U_CE auch die Gate-Emitterspannung U_GE zuge­ führt, so besteht die Möglichkeit die Umschaltung vom schnel­ len Abschaltmodus auf den langsamen Abschaltmodus zu verhin­ dern. Daß heißt, diese Umschaltung wird nur dann durchge­ führt, wenn die Gate-Emitterspannung U_GE größer/gleich einer Referenzspannung U_GEref ist, die einen Schwellenwert für das Miller-Plateau angibt. Da die Höhe des Miller-Plateaus vom Kollektorstrom I_C abhängig ist, ist die Höhe des Miller-Pla­ teaus ein Indiz für einen Normalbetrieb oder einen Überlast­ bzw. Kurzschlußbetrieb des Leistungs-Halbleiterschalters 2. Erst wenn der Überlast- bzw. Kurzschlußbetrieb erkannt wird, wird vom schnellen Abschaltmodus verzögerungsfrei auf den langsamen Abschaltmodus umgeschaltet.

Somit kann man mit dem erfindungsgemäßen Verfahren einen Ab­ schaltvorgang mit wenig Aufwand dahingehend optimieren, daß beim Einsatz von nichteinrastenden, abschaltbaren Leistungs-Halb­ leiterschaltern 2 in hartschaltenden Stromrichtern, deren Schaltzeiten möglichst kurz sein sollen, unabhängig vom Be­ triebszustand dieses Leistungs-Halbleiterschalters 2, in dem die Verkoppelung von Spannungsanstiegs- und Stromfallszeit getrennt wird und abhängig vom Betriebszustand des Leistungs-Halb­ leiterschalters 2 unabhängig voneinander gesteuert wer­ den.

In der Fig. 8 ist eine zweite Ausführungsform der Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens darge­ stellt. Diese Ausführungsform der Vorrichtung unterscheidet sich von der Ausführungsform der Vorrichtung gemäß Fig. 2 da­ durch, daß anstelle der Einrichtung 14, der Logikschaltung 16 und der zuschaltbaren Einrichtungen 18 und 20 ein Rampengene­ rator 72, ein Umschalter 74 und eine Ablaufsteuerung 76 vor­ gesehen sind. Der Rampengenerator 72 ist ausgangsseitig mit einem Eingang des Umschalters 74 verknüpft, dessen anderer Eingang mit einem ersten Ausgang 10 der Ansteuereinrichtung 4 verbunden ist. Der Ausgang dieses Umschalters 74 ist mit dem Gate-Anschluß G des IGBT-Hochstrommoduls 2 verknüpft. Der zweite Ausgang 12 der Ansteuereinrichtung 4 ist mit dem Emit­ ter-Steuereingang E_St des IGBT-Hochstrommoduls 2 verbunden. Der Schalter 78 dieses Umschalters 74 wird von der Ablauf­ steuerung 76 gesteuert. Diese Ablaufsteuerung 76 ist ein­ gangsseitig mit dem Kollektor-Anschluß C des IGBT-Hochstrom­ moduls 2 verbunden. Außerdem ist diese Ablaufsteuerung 76 das Ausschaltsignal S_Aus zugeführt. In Abhängigkeit des Zustandes der Kollektor-Emitterspannung U_CE beim Abschaltvorgang wird ein Steuersignal S_Um generiert, daß den Schalter 78 des Um­ schalters 74 während des Abschaltvorganges steuert.

Mit Eintreffen des Ausschaltsignals S_Aus bei der Ansteuerein­ richtung 4 und der Ablaufsteuerung 76 wird einerseits in der Ansteuereinrichtung 4 der Gate-Entladewiderstand R_Goff mittels eines Transistors der Gegentaktstufe mit dem negativen Poten­ tial von -5 V verbunden und andererseits wird der Schalter 78 des Umschalters 74 von der Ablaufsteuerung 76 so angesteuert, daß der Rampengenerator 72 mit dem Gate-Anschluß G des IGBT-Hochstrommoduls 2 verbunden ist. Dadurch wird das Gate G mit­ tels des Rampengenerators 72 entladen. Sobald die Kollektor-Emitter­ spannung U_CE ansteigt (Zeitpunkt t₁ der Fig. 1), wech­ selt das Steuersignal S_Um der Ablaufsteuerung 76 den Zustand, wodurch der Schalter 78 des Umschalters 74 umgelegt wird, so daß das Gate G des IGBT-Hochstrommoduls 2 mit dem Gate-Entlade­ widerstand R_Goff verbunden ist. Durch das Abschalten des Rampengenerators 72 vom Gate-Anschluß G wird dieser angehalten. Das Gate G des IGBT-Hochstrommoduls 2 wird nun über den Gate-Entladewiderstand R_Goff schnell entladen. Wäh­ rend dieser schnellen Entladung des Cates G steigt die Kol­ lektor-Emitterspannung U_CE an. Ist diese Kollektor-Emitter­ spannung U_CE gleich/größer der Referenzspannung U_CEref, so wechselt das Steuersignal S_Um der Ablaufsteuerung 76 wieder seinen Zustand, wodurch der Schalter 78 des Umschalters 74 wieder umgelegt wird, so daß das Gate G wieder über den Ram­ pengenerator 72 kontrolliert mit einer eingestellten Steil­ heit entladen wird. Sobald der Kollektorstrom I_C gleich Null ist und die Kollektor-Emitterspannung U_CE gleich der Zwi­ schenkreisspannung +U_Z ist (Zeitpunkt t₄ gemäß Fig. 1), wech­ selt wieder das Steuersignal S_Um seinen Zustand und verbindet nun das Gate G mit dem Gate-Entladewiderstand R_Goff, so daß das Gate G des Leistungs-Halbleiterschalters 2 niederohmig mit dem negativen Potential verbunden ist.

Diese Ausführungsform der Vorrichtung, auch als Memory-Schal­ tung bezeichnet, zeigt gegenüber der Ausführungsform der Vor­ richtung gemäß Fig. 2 den Vorteil, daß zu Beginn des Abschalt­ vorganges das Gate G des Leistungs-Halbleiterschalters 2 mit derselben Steilheit entladen wird, wie in der Zeitspanne t₄-t₂, in der die Kollektor-Emitterspannung U_CE grö­ ßer/gleich der Referenzspannung U_CEref ist. Diese Maßnahme macht sich besonders im Kurzschlußfall vorteilhaft bemerkbar.

In der Fig. 9 ist eine dritte Ausführungsform der Vorrichtung zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens veranschau­ licht. Gegenüber der zweiten Ausführungsform gemäß Fig. 8 ist anstelle des Umschalters 74 drei Ein-/Ausschalter 80, 82 und 84 vorgesehen. Die Betätigungseingänge dieser Ein-/Ausschal­ ter 80, 82 und 84 sind jeweils mit einem Steuerausgang der Ab­ laufsteuerung 76 verbunden. Der Ein-/Ausschalter 80 verbindet den Ausgang 10 der Ansteuereinrichtung 4 mit dem Gate-An­ schluß G, wobei der Ein-/Ausschalter 84 den Gate-Anschluß G des IGBT-Hochstrommoduls 2 mit einem Eingang 86 des Rampenge­ nerators 72 und der Ein-/Ausschalter 82 den Ausgang 88 des Rampengenerators 72 mit dem Gate-Anschluß G verbindet. Mit­ tels der Ein-/Ausschalter 82 und 84 kann der Rampengenerator 72 wahlweise die Gate-Emitterspannung U_CE steuern (Ein- /Ausschalter 82 geschlossen) oder dem Wert des Potentials am Gate G nachgeführt werden (Ein-/Ausschalter 84 geschlossen). Im Zeitintervall [t₀, t₂] sind die Ein-/Ausschalter 80 und 84 geschlossen, wodurch das Gate G mittels des Gate-Entladewi­ derstandes R_Goff der Ansteuereinrichtung 4 schnell entladen und der Wert des Rampengenerators 72 dem Wert des Potentials des Gates G nachgeführt wird. Zum Zeitpunkt der Umschaltung (Zeitpunkt t₂ gemäß Fig. 1) wird der Ein-/Ausschalter 82 ge­ schlossen und die Ein-/Ausschalter 80 und 84 geöffnet. Zu diesem Umschalt-Zeitpunkt t₂ besitzt der Rampengenerator 72 genau den Wert der Gatespannung. Anschließend wird das Gate G mittels des Rampengenerators 72 mit der eingestellten Steil­ heit entladen.

Der Vorteil dieser dritten Ausführungsform der Vorrichtung gegenüber der zweiten Ausführungsform gemäß Fig. 8 (Memory- Schaltung) liegt darin, daß sichergestellt ist, daß das Gate G und der Rampengenerator 72 zum Umschaltzeitpunkt t₂ den gleichen Spannungswert haben. Bei der sogenannten Memory- Schaltung können Probleme durch Leckströme während des Zeit­ intervalls [t₁, t₂], während dessen die Gatespannung gleich der Spannung des Miller-Plateaus ist, entstehen.

Claims (14)

1. Verfahren zur Optimierung des Abschaltvorgangs eines nichteinrastenden, abschaltbaren Leistungs-Halbleiterschal­ ters (2) in einem hartschaltenden Stromrichter mit folgenden Verfahrensschritten:

• a) Zustandserfassung der Kollektor-Emitterspannung (U_CE) des nichteinrastenden, abschaltbaren Leistungs-Halbleiter­ schalters (2) während eines Ausschaltsignals (S_Aus),
• b) Absenkung der Gate-Emitterspannung (U_CE) dieses Leistungs-Halb­ leiterschalters (2) mit Hilfe eines maximal zulässigen Entladestroms bis die Kollektor-Emitterspannung (U_CE) des Leistungs-Halbleiterschalters (2) gleich einem einstellbaren Referenzspannungswert (U_CEref) ist und
• c) Verminderung des Entladestroms auf einen Wert, der kleiner ist als der Wert des maximal zulässigen Entladestroms, sobald die Kollektor-Emitterspannung (U_CE) des Leistungs-Halb­ leiterschalters (2) größer dem einstellbaren Referenz­ spannungswert (U_CEref) ist.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Gate-Emitterspannung (U_GE) des Leistungs-Halbleiter­ schalters (2) zu Beginn des Abschaltvorgangs mit Hilfe eines konstant verminderten Entladestroms abgesenkt wird bis die Kollektor-Emitterspannung (U_CE) des Leistungs-Halbleiter­ schalters (2) ansteigt.

3. Verfahren nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Werte des konstanten verminderten Entladestroms zu Beginn und am Ende des Abschaltvorganges des Leistungs-Halb­ leiterschalters (2) gleich sind.

4. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1 mit einer Ansteuereinrichtung (4), deren Signal-Ausgang (10) mit einem Gate-Anschluß (G) und deren Bezugs-Ausgang (12) mit einem Emitter-Steuereingang (E_st) eines nichteinra­ stenden, abschaltbaren Leistungs-Halbleiterschalters (2) ei­ nes hartschaltenden Stromrichters verbunden sind, wobei am Eingang der Ansteuereinrichtung (4) ein Steuersignal (S_Aus) ansteht, dadurch gekennzeichnet, daß eine Einrichtung (14) zur Zustandserfassung der Kollek­ tor-Emitterspannung (U_CE) eingangsseitig mit einem Kollektor-Anschluß (C) des Leistungs-Halbleiterschalters (2) und aus­ gangsseitig mit einem ersten Eingang (26) einer Logikschal­ tung (16) verbunden ist, an deren zweiten Eingang (28) das Steuersignal (S_Aus) ansteht und daß zwei zuschaltbare Einrich­ tungen (18, 20) zur Generierung von zwei unterschiedlichen Endladeströmen vorgesehen sind, deren Steuereingänge (34,36) jeweils mit einem Ausgang (30, 32) der Logikschaltung (16) verbunden sind, wobei die Ausgänge der Einrichtungen (18, 20) mit dem Gate-Anschluß (G) des Leistungs-Halbleiterschalters (2) und dessen Eingänge mit dem Signal-Ausgang (38, 40) der Ansteuereinrichtung (4) verknüpft sind.

5. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach den An­ sprüchen 1 und 2 mit einer Ansteuereinrichtung (4), deren Signal-Ausgang (10) mit einem Gate-Anschluß (G) und deren Be­ zugs-Ausgang (12) mit einem Emitter-Steuereingang (E_st) eines nichteinrastenden, abschaltbaren Leistungs-Halbleiterschal­ ters (2) eines hartschaltenden Stromrichters verbunden sind, wobei am Eingang der Ansteuereinrichtung (4) ein Steuersignal (S_Aus) ansteht, dadurch gekennzeichnete daß ein Rampengenerator (72) vorgesehen ist, der ausgangssei­ tig mit einem Eingang eines Umschalters (74) verknüpft ist, dessen anderer Eingang mit dem Signal-Ausgang (10) der An­ steuereinrichtung (4) und dessen Ausgang mit dem Gate-An­ schluß (G) des Leistungs-Halbleiterschalters (2) verbunden sind und daß eine Ablaufsteueurung (76) vorgesehen ist, die eingangsseitig mit dem Kollektor-Anschluß (C) des Leistungs-Halb­ leiterschalters (2) und ausgangsseitig mit dem Schalter (78) des Umschalters (74) verknüpft ist, wobei dieser Ablauf­ steuerung (76) das Ausschaltsignal (S_Aus) zugeführt ist.

6. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (14) zur Zustandserfassung der Kollektor-Emitter­ spannung (U_CE) eingangsseitig mit dem Gate-Anschluß (G) des Leistungs-Halbleiterschalters (2) verbunden ist.

7. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß anstelle des Umschalters (74) drei Ein-/Ausschalter (80, 82, 84) vorgesehen sind, deren Betätigungseingänge mit der Ablaufsteuerung (76) verbunden sind, wobei der dritte Schal­ ter (84) den Gate-Anschluß (G) des Leistungs-Halbleiterschal­ ters (2) mit einem Eingang (86) des Rampengenerators (72) verbindet.

8. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (14) zur Zustandserfassung der Kollektor-Emitter­ spannung (U_CE) des Leistungs-Halbleiterschalters (2) eingangsseitig einen Spannungsteiler (44) mit nachgeschalte­ tem Komparator (46), eine einstellbare Referenzspannungs­ quelle (48) und ausgangsseitig eine monostabile Kippstufe (50) aufweist, wobei die monostabile Kippstufe (50) eingangs­ seitig mit dem Ausgang des Komparators (46) verbunden ist und die Referenzspannungsquelle (48) zwischen invertierendem Eingang des Komparators (46) und einem Bezugspotential ge­ schaltet ist.

9. Vorrichtung nach Anspruch 4 und 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung (14) zur Zustandserfassung der Kollektor-Emitter­ spannung (U_CE) des Leistungs-Halbleiterschalters (2) eingangsseitig einen Spannungsteiler (44) mit nachgeschalte­ tem Komparator (46), eine einstellbare Referenzspannungs­ quelle (48) und ausgangsseitig eine Auswerteeinrichtung (60) aufweist, wobei diese Auswerteeinrichtung (60) eingangsseitig einerseits mit dem Gate-Anschluß (G) des Leistungs-Halblei­ terschalters (2) und andererseits mit dem Ausgang des Kompa­ rators (46) verbunden ist und die Referenzspannungsquelle (48) zwischen invertierendem Eingang des Komparators (46) und einem Bezugspotential geschaltet ist.

10. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Logikschaltung (16) ein erstes und zweites UND-Gatter (52, 54) und einen ersten und zweiten Invertierer (56, 58) auf­ weist, wobei der Ausgang des ersten Invertierers (56) jeweils mit einem Eingang der beiden UND-Gatter (52, 54) verknüpft ist, wobei der Ausgang des zweiten Invertierers (58) mit ei­ nem zweiten Eingang des zweiten UND-Gatters (54) verbunden ist, wobei der Eingang des zweiten Invertierers (58) einer­ seits mit einem zweiten Eingang des ersten UND-Gatters (52) und andererseits mit einem Eingang (26) der Logikschaltung (16) verknüpft ist, an dem das Ausgangssignal (S_Puls) der Ein­ richtung (14) zur Zustanderfassung ansteht, wobei der Eingang des ersten Invertierers (56) mit einem zweiten Eingang (28) der Logikschaltung (16) verbunden ist, an dem das Steuer­ signal (S_Aus) ansteht und wobei die Ausgänge der UND-Gatter (52, 54) mit einem Steuer-Ausgang (32, 30) der Logikschaltung (16) verbunden sind.

11. Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die Auswerteschaltung (60) einen Komparator (66), eine einstellbare Referenzspannungsquelle (68) und ein UND-Gatter (70) aufweist, wobei das UND-Gatter (70) ausgangsseitig mit dem Ausgang der Auswerteschaltung (60) und eingangsseitig einerseits mit dem Komparator (66) und andererseits mit einem Eingang (62) der Auswerteschaltung (60) verbunden ist, an dem ein Komparatorsignal (y_ce) ansteht, und daß die Referenz­ spannungsquelle (68) zwischen dem invertierenden Eingang des Komparators (66) und einem Bezugspotential geschaltet ist, wobei der nichtinvertierende Eingang des Komparators (66) mit einem zweiten Eingang (64) der Auswerteschaltung (60) ver­ knüpft ist, an dem die Gate-Emitterspannung (U_GE) des Lei­ stungs-Halbleiterschalters (2) ansteht.

12. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß als zuschaltbare Einrichtungen (18, 20) jeweils ein zu­ schaltbarer Widerstand vorgesehen ist.

13. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß als zuschaltbare Einrichtungen (18, 20) jeweils eine zu­ schaltbare Spannungsquelle vorgesehen ist.

14. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß als zuschaltbare Einrichtungen (18, 20) jeweils eine zu­ schaltbare Stromquelle vorgesehen ist.