WO2015039733A1 - Verbesserte ansteuerung zum einschalten von igbt - Google Patents

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WO2015039733A1
WO2015039733A1 PCT/EP2014/002413 EP2014002413W WO2015039733A1 WO 2015039733 A1 WO2015039733 A1 WO 2015039733A1 EP 2014002413 W EP2014002413 W EP 2014002413W WO 2015039733 A1 WO2015039733 A1 WO 2015039733A1
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gate
collector
current
emitter path
polarity
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PCT/EP2014/002413
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Martin Pfost
Marius Cenusa
Gabriel Cretu
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Hochschule Reutlingen
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Definitions

  • the present invention relates to a method and a driver circuit for driving a bipolar transistor with insulated control terminal (gate), also known as insulated gate bipolar transistor (IGBT).
  • gate also known as insulated gate bipolar transistor (IGBT).
  • IGBT insulated gate bipolar transistor
  • IGBTs Insulated Gate Bipolar Transistors
  • FWD antiparallel protection diodes
  • IGBTs are nowadays of great importance in switching medium and high electrical powers with voltages ranging from a few hundred to several thousand volts with currents in the range of tens to hundreds of amperes. Thus, electrical power of up to several megawatts (MW) can be switched.
  • MW megawatts
  • a major challenge in switching such power is the power dissipation associated with the switching process and the energy dissipated thereby in the IGBT itself but also a limitation of the IGBT's load due to overshoot behavior in the circuit.
  • an IGBT module 110 comprises an IGBT 112 with a collector terminal 14, an emitter terminal 116 and a control terminal (gate) 118 and a protection diode connected to the collector-emitter path of the IGBT (FWD, freewheeling diode) 120 in the reverse direction the current direction to be switched is located.
  • the anode of the protective diode 120 is connected to the collector terminal 14 of the IGBT 112, while the cathode of the protective diode 120 is connected to a first supply terminal 122 of the IGBT module 110.
  • One second supply terminal 124 of the IGBT module 110 is connected to the emitter terminal 116.
  • a switching output 126 of the IGBT module 110 is connected to the collector terminal 114 and to the anode of the protective diode.
  • a load 128 connected to the first supply connection 122 and switching output 126 can be connected and connected to an electrical supply device 130.
  • the switching process is controlled via the gate 118.
  • a gate driver 132 supplies a corresponding control signal.
  • FIG. 1 also schematically illustrates some intrinsic parasitic inductances L m , L m , L c and L E of the IGBT module 110.
  • FIG. 2A An exemplary turn-on of the IGBT module 1 10 is shown schematically in Fig. 2A. Therein, the time profile of the gate current i G are superimposed
  • the gate driver supplies an "off voltage - V GE> 2 , in which the collector-emitter path of the IGBT is de-energized.
  • the gate driver provides an "on" voltage V GD which is at least above the threshold voltage V TH of the IGBT The timing of this switching of the gate driver to the voltage V GD forms the left edge of the curves in FIG Fig. 2A.
  • a high gate current i G is set , which is determined by the voltage generated by the gate driver and by a gate resistance or gate driver resistor R G and leads to a loading of the gate ( Curve a1).
  • the gate-emitter voltage v GE thus increases from the value - V GDi starting (curve a2) until it temporarily reaches the so-called Miller plateau V M to finally increase until the complete switching of the IGBT to the value V GD .
  • the gate-emitter voltage reaches the value of
  • the object of the present invention is to improve the switch-on process with regard to the lowest possible power losses and the lowest possible load or risk to the circuit due to overvoltages. This object is achieved by a method having the features specified in claim 1 and a driver circuit having the features specified in claim 9. Preferred embodiments are subject of the dependent claims.
  • the invention provides a method of driving a power switching device comprising at least one insulated gate bipolar transistor (IGBT, insulated gate bipolar transistor IGBT) having a gate and a gate-switchable collector-emitter path and a collector-to-collector.
  • Emitter path comprises series connected protection diode.
  • other circuit components may also be included, which are not explicitly shown in the conventional circuit described in FIG.
  • the present invention is also applicable when another IGBT is connected in parallel with the protection diode.
  • the method comprises charging the gate by means of a gate current of a first polarity for partially releasing the collector emitter It is generally not necessarily the absolute state of charge of the gate before and after the (partial) charging, the decisive factor being that by means of a first gate current in the free-running direction (ie "on" direction of the IGBT) the Charge at the gate and thus the potential at the gate is changed, to put the IGBT from an "off" - to an "on” state.
  • the method further includes a partial one in particular Discharge of the gate by means of a gate current of a second, opposite to the first polarity.
  • the switch-on is therefore not accomplished according to the invention with a consistently constant gate current direction. Instead, the invention proposes to temporarily reverse the gate current.
  • the method also includes further charging the gate by means of a gate current of the first polarity for completely releasing the collector-emitter path.
  • the gate starting from the non-conductive state of the collector-emitter path, becomes so long by means of the gate current of the first polarity until the collector current in the IGBT reaches a certain value, which may for example be a reference value in the range of the load current to be expected in the "on" state of the IGBT in the respective circuit.
  • the collector current is detected or measured directly or indirectly during the switch-on process and compared with the predetermined reference value, in order then to control, in particular reverse, the gate current as a function of the detected collector current.
  • the time taken to elapse until the collector current has risen to the reference value. This time can then be used to control the gate current.
  • this implementation reacts less flexibly to changes in the entire circuit (eg, possibly changes of stray inductances), it can do without real-time measurement and evaluation of the collector current in real time and be sufficient for many applications.
  • the partial discharge of the gate by means of the gate current of the second polarization begins at a time at which the collector current of the IGBT has exceeded a certain (predetermined) value (switching reference value).
  • the method may include measuring the instantaneous collector current, wherein a switching of the gate current takes place depending on when the switching reference value is reached or exceeded.
  • the method further comprises, between partially discharging the gate by means of a gate current of the second polarity and further charging the gate by means of a gate current of the first polarity, setting the gate current to zero for a gate dwell time , More preferably, the gate residence time is in a range of about 0, times to about 10 times, preferably in the range of about 0.2 to about 5 times the. Time during which the gate was previously partially discharged by the gate current of the second polarity.
  • the collector current differs between the beginning of the partial discharge of the gate and the complete release of the collector-emitter path by less than about 20%, preferably less than about 15%, more preferably less than about 10% most preferably even less than about 5% of its mean value during that time.
  • the partial discharge of the gate by applying a gate discharge voltage to the gate via a gate discharge resistor, wherein the gate discharge voltage is smaller than the threshold voltage of the IGBT.
  • charging the gate by means of a gate current of a first polarity from a non-conductive state of the collector-emitter path comprises applying a gate charging voltage to the gate via a first gate charging resistor
  • the further charging of the gate by means of a gate current of the first polarity after the partial discharge comprises applying the gate charging voltage to the gate via a second gate charging resistor which is larger than the first gate charging resistor.
  • the invention relates to a gate driver for driving a power switching part which comprises at least one insulated gate bipolar transistor with a gate and a gate-switchable collector-emitter path and a protective diode connected in series with the collector-emitter path wherein the gate driver is adapted to carry out the following steps:
  • the gate driver is designed to execute or (in particular automatically) control or to regulate a method according to the invention, in particular in one of the preferred embodiments described here.
  • the invention relates to a power switching part comprising: an insulated gate bipolar transistor having a gate and a gate-switchable collector-emitter path; a protection diode connected in series with the collector-emitter path and a gate driver according to the present invention, in particular in one of the preferred embodiments described herein.
  • FIG. 1 shows an exemplary circuit diagram of a conventional power circuit based on an IGBT
  • Fig. 2A schematic current and voltage waveforms in a conventional
  • Fig. 2B exemplary schematic current and voltage waveforms in a
  • FIG. 3 is a circuit diagram of a gate driver according to a preferred embodiment
  • Fig. 4 is a schematic representation of the time course of a control signal
  • FIG. 5 shows an exemplary circuit diagram of a power circuit
  • 6A-6C comparisons of measurements of the time course of the collector current in a conventional switch-on process and inventive driving method for three different IGBT modules;
  • FIGS. 7A-7C comparisons of measurements of the time course of the collector current and the collector-emitter voltage in a conventional switch-on and in each case a driving method according to the invention for three different IGBT modules; and FIGS. 8A-8C: comparisons of overshoot and electrical measurements
  • Phase I represents the delay time until the gate voltage of the IGBT reaches the threshold voltage and the collector-emitter path begins to conduct
  • Phase II denotes the time in which the collector current rises to its maximum, which is determined by the sum of the load current and the reverse recovery current
  • Phase III describes the subsequent fall of the collector-emitter voltage to the saturation voltage of the IGBT combined with the final increase in gate voltage shortly after the Miller plateau is completed.
  • the initially mentioned compromise between the lowest possible power losses and the avoidance of excessively high overvoltages in conventional switch-on sequences relates to the choice of a sufficiently slow rise of the collector current during phase II to keep the reverse recovery overshoot low, and a sufficiently fast drop in the collector -Emitter voltage during phase III to minimize the switching losses at power-up.
  • a solution according to the invention in accordance with a preferred embodiment can be easily understood on the basis of FIG. 2B, individual phases being numbered “1" to "4" for easier traceability.
  • Phase 1 represents the switch-on delay time, which after switching on a Gate driver signal to open the collector-emitter path occurs until gate-emitter voltage has risen to the threshold voltage of the IGBT.
  • the delay time is given in particular by: ⁇ delayON
  • a gate current of a first polarity is first applied, which charges the gate in the direction of an "on" state of the IGBT.
  • this corresponds to a gate current through a positive gate-emitter voltage That is, the gate is at a higher potential than the emitter terminal
  • the first polarity would be reversed in a similar manner to result in an "on" state of the IGBT.
  • the collector current rises to a maximum setpoint, in particular above the final load current.
  • the high gate current of the preceding phase is at least approximately maintained, which according to di, CS / s ⁇ l G
  • phase 3 is preferably the collector current and thus the reverse recovery current, in particular above the load current I L , which is established after completion of the switch-on, substantially constant, in particular at or below the maximum setpoint.
  • the gate current is set to zero.
  • the collector voltage is lowered by this amount.
  • the gate current is set to zero, the temporal change of the collector current decreases, causing the collector-emitter voltage to increase slightly again.
  • the collector current since the collector current also depends on the collector-emitter voltage, the collector current also increases with increasing collector-emitter voltage, even if the gate current is set to zero, so the charge at the gate remains constant , A lowering of the gate current to zero thus leads to a further increase of the collector current, albeit with decreasing slope. Therefore, to compensate for this effect of stray inductances, the gate current is momentarily reversed, as shown in curve (b1) of Fig. 2B, ie, the gate is again discharged a little. It is thus briefly applied a gate current of a second polarity, which is opposite to the first polarity. It can thus be achieved that the collector current is kept at or below a certain maximum setpoint (curve (b3) in FIG.
  • the gate current is preferably set to zero.
  • the collector current is preferably kept substantially constant while the collector-emitter voltage drops.
  • the gate current is again applied in the first polarity, ie in the direction of the "on" state of the IGBT, but preferably for a short time in magnitude below a value of the gate current in the first phase
  • Gate current in phase 4 kept constant or continuously or gradually increased again, in particular until the gate-emitter voltage across the Miller plateau increases and / or the collector current goes back to adjust to the value of the load current. In this time, in particular, the collector-emitter voltage drops to its saturation value and the IGBT is turned on.
  • FIG. 1 A preferred embodiment of a gate driver 32 according to the invention, which can accomplish a corresponding activation of an IGBT 12 in a very simple and reliable manner, is shown schematically in FIG.
  • the gate driver 32 is designed to selectively different electrical potentials - V GDi , V GD (gate driver potentials) via different electrical resistances R G off , R G big , R G ma ma (gate driver) Resistors) to a gate 18 of the IGBT 32.
  • the gate driver potentials are selected in the operation of the gate driver 32 with an IGBT 12 so that at least one of the gate driver potentials - V GDi with respect to an electric potential of an emitter terminal 16 of the IGBT 12 below the threshold voltage V TH of the IGBT 12 and at least one of the gate driver potentials V GD with respect to the electric potential of the emitter terminal 16 is above the threshold voltage V TH of the IGBT so as to turn the IGBT off and on.
  • a first gate driver potential V GD for turning on the
  • the gate driver thus preferably optionally provides the first gate driver potential V GD with a multiplicity of different output resistances at a gate driver output.
  • the gate driver is designed to automatically output the different gate driver potentials with the different output resistors in a predetermined sequence and thus to generate a corresponding sequence of gate currents.
  • a sequence of gate currents and the sequence used for this Switch positions of switch elements SW-i, SW 2 and SW 3 according to a gate driver of Fig. 3 is illustrated in Fig. 4.
  • a relatively high gate current is generated with a first polarization by the switch SW-i is closed and thus the gate driver output is connected via a low output resistance to the gate drive voltage V GD .
  • the gate is supplied with this drive signal, a relatively high gate current flows. This can thus quite well realize the two phases 1 and 2 described above by way of example with reference to FIG. 2B.
  • phase of short-term discharging of the gate is shown in FIG. 4 as phase 3.1. In particular, it represents an exemplary implementation of a first part of the phase 3 described in connection with FIG. 2B.
  • phase of the reverse polarity gate current is followed by a continuous or incremental increase of the gate Current before the gate driver potential V GD is again coupled to the gate of the IGBT with low output resistance.
  • this transition region is designated by the phases 3.2, 4.1 and 4.2.
  • the Phase 3.2 preferably characterized in that the gate current is set to substantially zero by all the switching elements SW- ⁇ , SW 2 and SW 3 are opened.
  • the gate driver potential V GD is then coupled in phase 4.1 to the gate via a higher output resistance than in the phases 1 and 2. This results in a significantly lower gate current of the first polarity, whereby the gate is slowly loaded again in the direction of enabling the collector-emitter path of the IGBT.
  • the collector current during the turn-on operation of the IGBT can be maintained in a very simple and efficient manner approximately constant between the final load current and a critically high value of the reverse recovery current overshoot of conventional circuits, as shown by way of example in FIG. 2B and above was declared. Avoiding excessive overshoot can be ensured even for very rapid increases in the collector current in the initial phase, which is why the invention very effectively combines a fast switching operation with safe operation of the circuit.
  • Fully charged gate and the collector-emitter voltage to the saturation value can be lowered. Not least by the possibility of using a very rapid increase of the collector current in the initial phase of the switch-on process, not only the switching operation is achieved time-saving, but it can also be a significant reduction the power loss through the entire switching process are observed.
  • an IGBT module 10 includes an IGBT 12 having a collector terminal 14, an emitter terminal 16 and a control terminal (gate) 18, and a freewheeling diode (FWD) connected in series with the collector-emitter path of the IGBT ) 20, which lies in the reverse direction to the current direction to be switched.
  • the anode of the contactor diode 20 is connected to the collector terminal 14 of the IGBT 12 while the cathode of the protective diode 20 is connected to a first supply terminal 22 of the IGBT module 10.
  • a second supply terminal 24 of the IGBT module 10 is connected to the emitter terminal 16.
  • a switching output 26 of the IGBT module 10 is connected to the collector terminal 14 and to the anode of the protective diode.
  • a load 28 connected to the first supply connection 22 and switching output 26 can be connected and connected to an electrical supply device 30.
  • the switching process is controlled via the gate 18.
  • a gate driver 32 in particular of the type already described, supplies a corresponding control signal.
  • the switching elements SW-i, SW 2 and SW 3 which can be realized as MOSFETs, are controlled by means of a microcontroller 34.
  • the DRAIN contacts of the MOSFETs are preferably connected to the respective gate driver resistor, which in turn are then connected together to the gate of the IGBT.
  • the SOURCE contacts of the MOSFETs are connected to the respective gate driver potential.
  • FIGS. 6 to 8 The experimental results for the three exemplary IGBT modules are shown in FIGS. 6 to 8, wherein FIGS. 6A, 7A and 8A each represent the 600 V / 75 A module; FIGS. 6B, 7B and 8B represent one of the 1200 V / 200 A Modules (Generation 3) and Figures 6C, 7C and 8C relates to the other of the 1200 V / 200 A modules (Generation 4).
  • some erfindunstrae method for driving the IGBT module are compared with a conventional switch-on in each figure. For all three modules shown is a very significant improvement in terms of unwanted overshoot on the one hand and in terms of reducing the power loss on the other hand to recognize.
  • Figures 6A to 6C respectively show the collector currents at a given initial slope of the collector current. While a slope of 1500 A / s was selected for the 600 V / 75 A module, the slope for the 1200 V / 200 A modules was 2400 ⁇ / ⁇ . In each case, the same slope was used for the conventional and the invention improved Einschaltsequenz. It can be seen how clearly the undesired overshoot in the collector current can be reduced by means of the invention.
  • the different curves for the improved sequences according to the invention were produced by variations in the lengths of the individual phases during the switch-on process.
  • FIGS. 7A to 7C measurements of the collector currents and the Collector-emitter voltages in a conventional switch-on and a comparison according to the invention, wherein for the comparison of each current waveforms with a comparably high overshoot due to the reverse recovery current were compared to each other.
  • a much slower initial increase in the collector current must be selected.
  • IGBT insulated gate bipolar transistor

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft ein verbessertes Verfahren und einen verbesserten Gate-Treiber zur Ansteuerung eines Leistungsschaltteils, welches zumindest einen Isolated-Gate-Bipolartransistor mit einem Gate (18) und einer mittels des Gates schaltbaren Kollektor-Emitter-Strecke (14, 16) und eine zur Kollektor-Emitter-Strecke in Serie geschaltete Schutzdiode (20) umfasst, wobei das Verfahren folgende Schritte umfasst: ausgehend von einem nicht-leitenden Zustand der Kollektor-Emitter-Strecke Laden des Gates (18) mittels eines Gate-Stroms (via RG. small) einer ersten Polarität zum teilweisen Freischalten der Kollektor-Emitter-Strecke; teilweises Entladen des Gates (18) mittels eines Gate-Stroms (via RG, off) einer zweiten, zur ersten entgegengesetzten Polarität; und weiteres Laden des Gates mittels eines Gate-Stroms (via RG, big) der ersten Polarität zum vollständigen Freischalten der Kollektor-Emitter-Strecke.

Description

VERBESSERTE ANSTEUERUNG ZUM EINSCHALTEN VON IGBT
Beschreibung
Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren und eine Treiberschaltung zur Ansteuerung eines Bipolartransistors mit isoliertem Steueranschluss (Gate), auch als Isolated-Gate-Bipolartransistor (IGBT) bekannt. Insbesondere wird damit ein verbesserter Einschaltvorgang beim Schalten einer induktiven Last mit einer antiparallelen Schutzdiode (FWD) erreicht.
Bipolartransistoren mit isolierter Gate-Elektrode (IGBT) werden häufig zusammen mit antiparallelen Schutzdioden (FWD) in Schaltteilen der Leistungselektronik verwendet. IGBTs sind heutzutage von großer Bedeutung beim Schalten mittlerer und hoher elektrischer Leistungen mit Spannungen, die von wenigen hundert bis mehrere tausend Volt mit Strömen im Bereich von einigen zehn bis mehreren hundert Ampere reichen. Damit können also elektrische Leistungen von bis zu mehreren Megawatt (MW) geschaltet werden. Eine große Herausforderung beim Schalten solcher Leistungen ist die mit dem Schaltvorgang verbundene Verlustleistung und die damit im IGBT selbst dissipierte Energie aber auch eine Begrenzung der Belastung des IGBT durch Überschwingverhalten im Schaltkreis.
In einem Großteil der typischen Anwendungen von IGBTs werden induktive Lasten mittels eines IGBT geschaltet, wie dies beispielhaft in Fig. 1 dargestellt ist. Dabei umfasst ein IGBT Modul 110 einen IGBT 112 mit einem Kollektoranschluss 14, einem Emitteranschluss 116 und einem Steueranschluss (Gate) 118 sowie eine zur Kollektor-Emitter-Strecke des IGBT in Serie geschaltete Schutzdiode (FWD, freewheeling diode) 120, welche in Sperrrichtung zu der zu schaltenden Stromrichtung liegt. Die Anode der Schutzdiode 120 ist dabei zum Kollektoranschluss 1 4 des IGBT 112 hin verbunden während die Kathode der Schutzdiode 120 zu einem ersten Versorgungsanschluss 122 des IGBT-Moduls 110 verbunden ist. Ein zweiter Versorgungsanschluss 124 des IGBT-Moduls 110 ist zum Emitteranschluss 116 hin verbunden. Ein Schaltausgang 126 des IGBT-Moduls 110 ist dabei zum Kollektoranschluss 114 und zur Anode der Schutzdiode hin verbunden. Damit kann eine an den ersten Versorgungsanschluss 122 und Schaltausgang 126 angeschlossene Last 128 geschaltet und mit einer elektrischen Versorgungseinrichtung 130 verbunden werden. Der Schaltvorgang wird dabei über das Gate 118 gesteuert. Dazu liefert ein Gate-Treiber 132 ein entsprechendes Steuersignal. Fig. 1 veranschaulicht außerdem schematisch einige intrinsische, parasitäre Induktivitäten Lm , Lm , Lc und LE des IGBT-Moduls 110.
Ein beispielhafter Einschaltvorgang des IGBT-Moduls 1 10 ist in Fig. 2A schematisch dargestellt. Darin sind übereinander der zeitliche Verlauf des Gate-Stromes iG
(Kurve a1 ), der Gate-Emitter-Spannung vGE (Kurve a2), des Kollektor-Stromes ic
(Kurve a3) und der Kollektor-Emitter-Spannung vCE (Kurve a4) dargestellt. Im Aus-Zustand der IGBT-Moduls liefert der Gate-Treiber eine„Off-Spannung - VGE>2 , bei der die Kollektor-Emitter-Strecke des IGBT stromlos ist. Um das IGBT-Modul einzuschalten liefert der Gate-Treiber eine„On"-Spannung VGD , welche zumindest über der Schwellspannung VTH des IGBT liegt. Der Zeitpunkt dieses Umschaltens des Gate-Treibers zur Spannung VGD bildet den linken Rand der Kurven in Fig. 2A.
Mit dem Einschalten des Gate-Treibers setzt ein hoher Gate-Strom iG ein, der durch die vom Gate-Treiber erzeugte Spannung und durch einen Gate-Widerstand oder Gate-Treiber-Widerstand RG bestimmt wird und zu einer Beladung des Gates führt (Kurve a1 ). Die Gate-Emitter-Spannung vGE steigt damit von dem Wert - VGDi ausgehend an (Kurve a2) bis es vorübergehend das sogenannte Miller-Plateau VM erreicht um schließlich bis zum vollständigen Durchschalten des IGBT auf den Wert VGD anzusteigen. Sobald die Gate-Emitter-Spannung den Wert der
Schwellspannung Vm erreicht, beginnt die Kollektor-Emitter-Strecke zu leiten, d.h. der Kollektorstrom beginnt zu fließen (Kurve a3). Aufgrund parasitärer Indiktivitäten der Zuleitungen sinkt die Kollektor-Emitter-Spannung VCE um einen Wert Vind sobald der Kollektorstrom ic anfängt zu steigen:
Figure imgf000005_0001
wobei LA die gesamte, parasitäre Induktivität (Streuinduktivität) der Leitungen ist. r = si + LD\ + -^£»2 + Lc + LE + LS2 + LCAP (2) Gleichung (1 ) zeigt, dass der Abfall der Kollektor-Emitter-Spannung proportional zum Anstieg des Kollektor-Stroms ist. Außerdem wirkt sich der positive Wert von
dt des Anstiegs des Kollektor-Stroms bei Verwendung eines herkömmlichen Gate-Treibers auf den Maximalwert des Sperr-Erholstroms (engl, reverse recovery current) der Schutzdiode aus. Dabei handelt es sich um den Strom in Sperrrichtung der Diode, der bis zum (Wieder- )Aufbau des Sperreffekts der Diode fließt.
Figure imgf000005_0002
wobei Qrr die Sperr-Erholladung der Diode bezeichnet, also insbesondere diejenige Ladung, die fließen muss, um den pn-Übergang der Diode zu verarmen.
L. Chen und F.Z. Peng haben in„Switching loss analysis of closed-loop gate drive", Proc. Of the 25th Annual IEEE Applied Power Electronics Conf. and Exposition (APEC), Palm Springs, CA, USA, Feb. 2010, pp. 19-1 123 gezeigt, dass durch schnellere Schalttransienten die Verlustleistung des IGBT reduziert werden kann. Allerdings führt ein schneller Anstieg des Kollektorstroms auch zu einem stärkeren Überschwingen des Sperr-Erholstroms. Zu hohe Sperr-Erhohlstrom-Überschwing- ungen können aber zu einem dynamischen Lawinendurchbruch und damit zu einer Schädigung oder Zerstörung der Schaltung führen. Es wird daher ein Kompromiss gesucht zwischen den Einschalt-Veriusten einerseits und der Spitze des Sperr-Erholstroms andererseits. Diese grundsätzliche Idee bleibt im Prinzip bei allen herkömmlichen Ansätzen die gleiche. Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, den Einschaltvorgang im Hinblick auf möglichst geringe Verlustleistungen und möglichst geringe Belastung oder Gefährdung der Schaltung durch Überspannungen zu verbessern. Diese Aufgabe wird durch ein Verfahren mit den in Anspruch 1 und eine Treiberschaltung mit den in Anspruch 9 angegebenen Merkmalen gelöst. Bevorzugte Ausführungsformen sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Somit bietet die Erfindung in einem Aspekt ein Verfahren zur Ansteuerung eines Leistungsschaltteils, welches zumindest einen Isolated-Gate-Bipolartransistor (IGBT, Bipolartransistor mit isoliertem Gate IGBT) mit einem Gate und einer mittels des Gates schaltbaren Kollektor-Emitter-Strecke und eine zur Kollektor-Emitter-Strecke in Serie geschaltete Schutzdiode umfasst. In einer solchen Schaltung können auch noch weitere Schaltungskomponenten enthalten sein, die in der in Fig. 1 beschriebenen herkömmlichen Schaltung nicht ausdrücklich gezeigt sind. Beispielsweise ist die vorliegende Erfindung auch anwendbar, wenn parallel zur Schutzdiode ein weiterer IGBT geschaltet ist.
Ausgehend von einem nicht-leitenden Zustand der Kollektor-Emitter-Strecke also von einem„Aus" bzw. „Off'-Zustand des IGBT umfasst das Verfahren ein Laden des Gates mittels eines Gate-Stroms einer ersten Polarität zum teilweisen Freischalten der Kollektor-Emitter-Strecke. Es kommt dabei im Allgemeinen nicht unbedingt auf den absoluten Ladezustand des Gates vor und nach dem (teilweisen) Laden an. Entscheidend ist lediglich, dass mittels eines ersten Gate-Stroms in Freischaltrichtung (also„Ein"-Richtung des IGBT) die Ladung am Gate und damit das Potential am Gate geändert wird, um den IGBT von einem„Aus"- in Richtung eines „Ein"-Zustandes zu versetzen.
Außerdem umfasst das Verfahren insbesondere anschließend ein teilweises Entladen des Gates mittels eines Gate-Stroms einer zweiten, zur ersten entgegengesetzten Polarität. Der Einschaltvorgang wird also erfindungsgemäß nicht mit einer durchgehend gleichbleibenden Gate-Strom-Richtung bewerkstelligt. Stattdessen schlägt die Erfindung vor, vorübergehend den Gate-Strom umzukehren. Schließlich umfasst das Verfahren außerdem ein weiteres Laden des Gates mittels eines Gate-Stroms der ersten Polarität zum vollständigen Freischalten der Kollektor-Emitter-Strecke. Mit dieser Folge von Gate-Strömen bietet die Erfindung eine unerwartet deutliche Verbesserung des Einschaltvorgangs von Leistungsschaltbeuteilen auf Basis von IGBT, sowohl hinsichtlich der Betriebssicherheit unter Vermeidung zu hoher Überschwingströme als auch hinsichtlich überraschenderweise deutlich reduzierter elektrischer Schaltungsverluste. So kann durch das erfindungsgemäße Verfahren insbesondere ein anfangs deutlich höherer Gate-Strom verwendet werden als in herkömmlichen Verfahren, da im Rahmen der Erfindung erkannt wurde, dass durch eine nachfolgende kurze Umkehrung des Gate-Stromes dennoch die ansonsten zu erwartenden Überschwinungströme sehr effizient unterdrückt und das Sperrverhalten der Schutzdiode dabei dennoch aufgebaut werden kann, allerdings „sanfter" als in herkömmlichen Schaltvorgängen und mittels herkömmlicher Gate-Treiber. Vorzugsweise wird das Gate ausgehend vom nicht-leitenden Zustand der Kollektor-Emitter-Strecke so lange mittels des Gate-Stroms der ersten Polarität geladen, bis der Kollektor-Strom im IGBT einen bestimmten Wert erreicht. Dies kann beispielsweise ein Referenzwert im Bereich des im „Ein"-Zustand des IGBT zu erwartenden Last-Stromes in der jeweiligen Schaltung sein. Damit wird erreicht, dass der Kollektor-Strom nicht sehr viel höher ansteigt, als der gewünschte Referenzwert. In einer bevorzugten Ausführungsform wird beispielsweise der Kollektor-Strom während des Einschaltvorgangs direkt oder indirekt erfasst oder gemessen und mit dem vorgegebenen Referenzwert verglichen, um dann in Abhängigkeit von dem erfassten Kollektor-Strom den Gate-Strom zu steuern, insbesondere umzukehren.
In einer anderen Ausführungsform kann empirisch für eine vorgegebenen Schaltung und bei einer Vorgabe für die Höhe des anfänglichen Gate-Stroms, und damit vorzugsweise einem vorgegeben anfänglichen Anstieg des Kollektor-Stroms, die Zeit ermittelt werden, die vergeht, bis der Kollektor-Strom auf den Referenzwert angestiegen ist. Diese Zeit kann dann zur Steuerung des Gate-Stromes herangezogen werden. Diese Implementierung reagiert zwar weniger flexibel auf Änderungen in der gesamten Schaltung (z.B. evtl. Änderungen von Streuinduktivitäten), kann aber ohne eine ständige Messung und Auswertung des Kollektorstromes in Echtzeit auskommen und für viele Anwendungen ausreichen.
In einer bevorzugten Ausführungsform beginnt das teilweise Entladen des Gates mittels des Gate-Stroms der zweiten Polarisation zu einem Zeitpunkt, bei dem der Kollektorstrom des IGBT einen bestimmten (vorgegebenen) Wert (Umschaltreferenzwert) überschritten hat. Insbesondere kann in einer bevorzugten Ausführungsform das Verfahren ein Messen bzw. Erfassen des momentaten Kollektorstroms umfassen, wobei in Abhängigkeit davon, wann der Umschaltreferenzwert erreicht bzw. überschritten ist, ein Umschalten des Gate-Stroms erfolgt.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform umfasst das Verfahren außerdem zwischen dem teilweisen Entladen des Gates mittels eines Gate-Stroms der zweiten Polarität und dem weiteren Laden des Gates mittels eines Gate-Stroms der ersten Polarität ein Setzen des Gate-Stroms auf Null für eine Gate-Verweilzeit. Besonders bevorzugt liegt die Gate-Verweilzeit in einem Bereich des etwa 0, -fachen bis etwa 10-fachen, vorzugsweise im Bereich des etwa 0,2 bis etwa 5-fachen der . Zeit, während der das Gate zuvor teilweise mittels des Gate-Stroms der zweiten Polarität entladen wurde.
In einer weiteren bevorzugten Ausführungsform weicht der Kollektorstrom zwischen dem Beginn des teilweisen Entladens des Gates und dem vollständigen Freischalten der Kollektor-Emitter-Strecke um weniger als etwa 20%, vorzugsweise weniger als etwa 15%, noch mehr bevorzugt weniger als etwa 10%, am meisten bevorzugt sogar weniger als etwa 5% von dessen Mittelwert während dieser Zeit abweicht. Vorzugsweise umfasst das teilweise Entladen des Gates durch Anlegen einer Gate-Entladespannung an das Gate über einen Gate-Entladewiderstand, wobei die Gate-Entladespannung kleiner ist als die Schwellspannung des IGBT. Vorzugsweise umfasst das Laden des Gates mittels eines Gate-Stroms einer ersten Polarität ausgehend von einem nicht-leitenden Zustand der Kollektor-Emitter-Strecke ein Anlegen einer Gate-Ladespannung an das Gate über einen ersten Gate-Ladewiderstand, wobei das weitere Laden des Gates mittels eines Gate-Stroms der ersten Polarität nach dem teilweisen Entladen ein Anlegen der Gate-Ladespannung an das Gate über einen zweiten Gate-Ladewiderstand umfasst, der größer ist als der erste Gate-Ladewiderstand.
In einem weiteren Aspekt betrifft die Erfindung einen Gate-Treiber zur Ansteuerung eines Leistungsschaltteils, welches zumindest einen Isolated-Gate-Bipolartransistor mit einem Gate und einer mittels des Gates schaltbaren Kollektor-Emitter-Strecke und eine zur Kollektor-Emitter-Strecke in Serie geschaltete Schutzdiode umfasst, wobei der Gate-Treiber ausgelegt ist, folgende Schritte auszuführen:
ausgehend von einem nicht-leitenden Zustand der Kollektor-Emitter-Strecke Laden des Gates mittels eines Gate-Stroms einer ersten Polarität zum teilweisen Freischalten der Kollektor-Emitter-Strecke;
teilweises Entladen des Gates mittels eines Gate-Stroms einer zweiten, zur ersten entgegengesetzten Polarität; und
weiteres Laden des Gates mittels eines Gate-Stroms der ersten Polarität zum vollständigen Freischalten der Kollektor-Emitter-Strecke.
Vorzugsweise ist der Gate-Treiber ausgelegt ein erfindungsgemäßes Verfahren insbesondere in einer der hier beschriebenen bevorzugten Ausführungsformen auszuführen bzw. (insbesondere automatisch) zu steuern bzw. zu regeln. In einem weiteren Aspekt betrifft die Erfindung ein Leistungsschaltteil umfassend: einen Isolated-Gate-Bipolartransistor mit einem Gate und einer mittels des Gates schaltbaren Kollektor-Emitter-Strecke; eine zur Kollektor-Emitter-Strecke in Serie geschaltete Schutzdiode und einen Gate-Treiber gemäß der vorliegenden Erfindung insbesondere in einer der hier beschriebenen bevorzugten Ausführungsformen. Die Erfindung wird nachfolgend anhand bevorzugter Ausführungsformen mit Verweis auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben, dabei zeigen:
Fig. 1 : ein beispielhaftes Schaltungsdiagram einer herkömmlichen Leistungsschaltung auf Basis eines IGBT;
Fig. 2A: schematische Strom- und Spannungsverläufe bei einem herkömmlichen
Einschaltvorgang;
Fig. 2B: beispielhafte schematische Strom- und Spannungsverläufe bei einem
Einschaltvorgang gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der
Erfindung;
Fig. 3: ein Schaltungsdiagramm eines Gate-Treibers gemäß einer bevorzugten
Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 4: eine schematische Darstellung, des zeitlichen Verlaufs eines Steuersignals
(Gate-Stromes) bei Anwendung eines Gate-Treibers gemäß Fig. 3;
Fig. 5: ein beispielhaftes Schaltungsdiagramm eines Leistungsschaltkreises auf
Basis eines IGBT zusammen mit einem Gate-Treiber gemäß einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung;
Fig. 6A - 6C: Vergleiche von Messungen des zeitlichen Verlaufs des Kollektorstroms bei einem herkömmlichen Einschaltvorgang und erfindungsgemäßen Ansteuerverfahren für drei verschiede IGBT-Module;
Fig. 7A - 7C: Vergleiche von Messungen des zeitlichen Verlaufs des Kollektorstroms und der Kollektor-Emitter-Spannung bei einem herkömmlichen Einschaltvorgang und jeweils einem erfindungsgemäßen Ansteuerverfahren für drei verschiede IGBT-Module; und Fig. 8A - 8C: Vergleiche von Messungen der Überschwingströme und elektrischen
Schaltungsverluste bei herkömmlichen Einschaltvorgängen und erfindungsgemäßen Ansteuerverfahren für drei verschiedene IGBT-Module. Der Einschaltvorgang wird bei der herkömmlichen Steuerung oft als in drei Phasen unterteilt angesehen, wie dies in Fig. 2A veranschaulicht ist: Phase I repräsentiert die Verzögerungszeit bis die Gate-Spannung des IGBT die Schwellspannung erreicht und die Kollektor-Emitter-Strecke anfängt zu leiten; Phase II bezeichnet die Zeit, in der der Kollektor-Strom bis zu dessen Maximum ansteigt, welches durch die Summe aus dem Laststrom und dem Sperr-Erholstrom bestimmt ist; Phase III schließlich beschreibt das anschließende Abfallen der Kollektor-Emitter-Spannung bis zur Sättigungsspannung des IGBT kombiniert mit dem abschließenden Anstieg der Gate-Spannung kurz nachdem das Miller-Plateau abgeschlossen ist. Der eingangs erwähnte Kompromiss zwischen möglichst geringen Verlustleistungen und der Vermeidung zu hoher Überspannungen in herkömmlichen Einschaltsequenzen betrifft dabei die Wahl eines ausreichend langsamen Anstiegs des Kollektorstroms während der Phase II, um das Sperr-Erholstrom-Überschwingen gering zu halten, und einen genügend schnellen Abfall der Kollektor-Emitter-Spannung während der Phase III, um die Schaltverluste beim Einschalten zu minimieren.
Eine erfindungsgemäße Lösung gemäß einer bevorzugten Ausführungsform lässt sich anhand von Fig. 2B gut nachvollziehen, wobei zur leichteren Nachvollziehbarkeit einzelne Phasen mit„1" bis„4" durchnumeriert sind.
Phase 1 stellt die Einschalt-Verzögerungszeit dar, die nach dem Einschalten eines Gate-Treiber-Signals zum Offnen der Kollektor-Emitter-Strecke auftritt bis Gate-Emitter-Spannung auf die Schwellspannung des IGBT angestiegen ist. Di Verzögerungszeit ist insbesondere gegeben durch: ß delayON
delayON ~ (4)
Durch die Möglichkeit, diese Verzögerungszeit zu minimieren, kann die Schaltfrequenz erhöht werden. Dies ist bei erfindungsgemäßen Verfahren mittels eines anfänglich vergleichsweise hohen Gate-Stromes möglich, ohne dass damit gleichzeitig ein starkes Überschwingen des Kollektor-Stroms riskiert wird. Es wird also zunächst ein Gate-Strom einer ersten Polarität angelegt, welcher das Gate in Richtung eines „Ein"-Zustandes des IGBT lädt. Im Falle eines n-Kanal-IGBT entspricht dies einem Gate-Strom durch eine positive Gate-Emitter-Spannung, d .h. das Gate ist auf höherem Potential als der Emitter-Anschluss. Beim p-Kanal-IGBT wäre die erste Polarität sinngemäß umgekehrt, um zu einem„Ein"-Zustand des IGBT zu führen.
In Phase 2 steigt der Kollektor-Strom bis auf einen Maximal-Sollwert, insbesondere oberhalb des endgültigen Laststroms, an. Dabei wird vorzugsweise der hohe Gate-Strom der vorangegangenen Phase zumindest annähernd beibehalten, was gemäß di, C S/s ■ lG
(5) dt einem schnellen Anstieg des Kollektor-Stromes führt, wobei
Transkonduktanz des IGBT bezeichnet.
In Phase 3 wird vorzugsweise der Kollektor-Strom und damit auch der Sperr-Erholstrom insbesondere oberhalb des Laststromes IL , der sich nach Abschluss des Einschaltvorganges einstellt, im Wesentlichen konstant, insbesondere bei oder unter dem Maximal-Sollwert, gehalten. Bei Betrachtung von Gleichung (5) könnte man davon ausgehen, dass dies erreicht wird, indem der Gate-Strom auf Null gesetzt wird. Allerdings lässt diese Betrachtung die Streuinduktivitäten außer Acht. So fällt während des Anstiegs des Kollektor-Stromes ein Teil der Versorgungsspannung über diesen Streuinduktivitäten (siehe Gleichung (2)) ab. Die Kollektor-Spannung wird um diesen Betrag erniedrigt. Wenn allerdings der Gate-Strom auf Null gesetzt wird, sinkt die zeitliche Änderung des Kollektorstroms, wodurch die Kollektor-Emitter-Spannung wieder etwas ansteigt. Da aber der Kollektor-Strom auch von der Kollektor-Emitter-Spannung abhängt, steigt der Kollektor-Strom mit steigender Kollektor-Emitter-Spannung ebenfalls weiter an, auch wenn der Gate-Strom auf Null gesetzt wird, die Ladung am Gate also konstant bleibt. Ein Absenken des Gate-Stroms auf Null führt also zu einem weiteren Anstieg des Kollektor-Stroms, wenn auch mit kleiner werdender Steigung. Um diesen Effekt der Streuinduktivitäten zu kompensieren, wird daher der Gate-Strom kurzzeitig umgekehrt, wie dies in Kurve (b1 ) der Fig. 2B gezeigt ist, d.h. das Gate wird wieder ein wenig entladen. Es wird also kurzzeitig ein Gate-Strom einer zweiten Polarität angelegt, die entgegengesetzt zur ersten Polarität ist. Damit kann erreicht werden, dass der Kollektor-Strom bei oder unter einem bestimmten Maximal-Sollwert gehalten wird, (Kurve (b3) in Fig. 2B), während die Kollektor-Emitter-Spannung wieder etwas ansteigt (Kurve (b4) in Fig. 2B). Insbesondere sobald die Kollektor-Emitter-Spannung wieder einen im Wesentlichen konstanten Wert, insbesondere den Wert der Versorgungsspannung, erreicht hat, wird der Gate-Strom vorzugsweise auf Null gesetzt.
In Phase 4 wird vorzugsweise weiterhin der Kollektor-Strom im Wesentlichen konstant gehalten während die Kollektor-Emitter-Spannung abfällt. Hierzu wird der Gate-Strom wieder in der ersten Polarität angelegt, also in Richtung des „Ein"-Zustandes des IGBT, aber vorzugsweise für eine kurze Zeit vom Betrag her unterhalb eines Wertes des Gate-Stromes in der ersten Phase. Besonders bevorzugt wird der Gate-Strom in Phase 4 konstant gehalten oder kontinuierlich oder stufenweise wieder erhöht, insbesondere bis die Gate-Emitter-Spannung über das Miller-Plateau ansteigt und/oder der Kollektor-Strom wieder zurückgeht, um sich auf den Wert des Laststromes einzustellen. In dieser Zeit fällt insbesondere auch die Kollektor-Emitter-Spannung auf ihren Sättigungswert ab und der IGBT ist eingeschaltet.
Eine bevorzugte Ausführungsform eines erfindungsgemäßen Gate-Treibers 32, der eine entsprechende Ansteuerung eines IGBTs 12 in sehr einfacher und zuverlässiger Weise bewerkstelligen kann, ist in Fig. 3 schematisch dargestellt. In dieser Ausführungsform ist der Gate-Treiber 32 ausgelegt, wahlweise unterschiedliche elektrische Potentiale - VGDi , VGD (Gate-Treiber-Potentiale) über unterschiedliche elektrische Widerstände RG off , RG big , RG^mau (Gate-Treiber-Widerstände) mit einem Gate 18 des IGBT 32 zu verbinden. Die Gate-Treiber-Potentiale werden dabei im Betrieb des Gate-Treibers 32 mit einem IGBT 12 so gewählt, dass zumindest eines der Gate-Treiber-Potentiale - VGDi in Bezug auf ein elektrisches Potential eines Emitteranschlusses 16 des IGBT 12 unterhalb der Schwellspannung VTH des IGBT 12 und zumindest eines der Gate-Treiber-Potentiale VGD in Bezug auf das elektrische Potential des Emitteranschlusses 16 oberhalb der Schwellspannung VTH des IGBT liegt, um damit den IGBT aus- und einschalten zu können. Besonders bevorzugt ist ein erstes Gate-Treiber-Potential VGD zum Einschalten des
IGBT wahlweise mittels einer Vielzahl parallel zueinander geschalteter elektrischer Widerstände einzeln mit dem Gate verbindbar. Der Gate-Treiber stellt somit vorzugsweise an einem Gate-Treiber-Ausgang das erste Gate-Treiber-Potential VGD mit einer Vielzahl unterschiedlicher Ausgangswiderstände wahlweise zur Verfügung. Besonders bevorzugt ist der Gate-Treiber ausgelegt, die unterschiedlichen Gate-Treiber-Potentiale mit den unterschiedlichen Ausgangswiderständen automatisch in einer vorher festgelegten Sequenz auszugeben und damit eine entsprechende Sequenz von Gate-Strömen zu erzeugen.
Eine solche Folge von Gate-Strömen und die dafür genutzte Folge von Schalterstellungen von Schalterelementen SW-i, SW2 und SW3 gemäß eines Gate-Treiber nach Fig. 3 ist in Fig. 4 veranschaulicht. Dabei wird zunächst ein relativ hoher Gate-Strom mit einer ersten Polarisation erzeugt, indem der Schalter SW-i geschlossen und damit der Gate-Treiber-Ausgang über einen niedrigen Ausgangswiderstand mit der Gate-Treiber-Spannung VGD verbunden wird. Falls also ausgehend von einem nicht-leitenden Zustand der Kollektor-Emitter-Strecke des IGBT das Gate mit diesem Treibersignal versorgt wird, fließt ein relativ hoher Gate-Strom. Dieser kann damit die beiden oben anhand von Fig. 2B beispielhaft beschriebenen Phasen 1 und 2 recht gut verwirklichen.
Entweder nach einer vorgegebenen Zeit, welche dem Ablauf der beiden oben beschriebenen Phasen 1 und 2 entspricht, und/oder nach Erreichen eines vorgegebenen Zustandes des IGBT, welcher durch direktes oder indirektes Ermitteln insbesondere eines Wertes des Kollektorstroms in Echtzeit erfolgen kann, wird in einer weiteren Phase der Gate-Strom kurzzeitig umgekehrt, d.h. das Gate wird durch einen Gate-Strom in eine entgegensetzte Richtung kurzzeitig wieder etwas entladen. In der Schaltung gemäß der bevorzugten Ausführungsform von Fig. 3 kann dies erfolgen, indem der Schalter SWi wieder geöffnet und der Schalter SW2 geschlossen wird. Die Höhe der einzelnen Gate-Treiber-Widerstände beeinflussen dabei die Höhe des Gate-Stroms, während über die Dauer der Schalterstellungen die gesamte Beladung des Gates gesteuert werden kann. Die Phase des kurzzeitigen Entladens des Gates ist in Fig. 4 als Phase 3.1 dargestellt. Sie stellt insbesondere eine beispielhafte Umsetzung eines ersten Teils der im Zusammenhang mit Fig. 2B beschriebenen Phase 3 dar.
In einer besonders bevorzugten Ausführungsform, wie sie insbesondere sowohl in Fig. 2B bereits diskutiert wurde und in Fig. 3 und 4 in einer konkreten Implementierung nochmals demonstriert wird, schließt sich der Phase des Gate-Stroms mit umgekehrter Polarität eine kontinuierliche oder Stückweise Erhöhung des Gate-Stroms an, bevor das Gate-Treiber-Potential VGD wieder mit niedrigem Ausgangswiderstand an das Gate des IGBT gekoppelt wird. In Fig. 4 ist dieser Übergangsbereich mit den Phasen 3.2, 4.1 und 4.2 bezeichnet. Dabei ist die Phase 3.2 vorzugsweise dadurch geprägt, dass der Gate-Strom im Wesentlichen auf Null gesetzt wird, indem alle Schaltelemente SW-ι, SW2 und SW3 geöffnet werden. Durch Schließen des Schaltelements SW3 wird anschließend in Phase 4.1 das Gate-Treiber-Potential VGD über einen höheren Ausgangswiderstand als in den Phasen 1 und 2 an das Gate gekoppelt. Dadurch ergibt sich ein deutlich niedrigerer Gate-Strom der ersten Polarität, wodurch das Gate wieder langsam in Richtung einer Freischaltung der Kollektor-Emitter-Strecke des IGBT geladen wird.
Insbesondere mit dieser Folge von Gate-Strömen in den Phasen 3.1 , 3.2 und 4.1 mit einer kurzen Phase eines rückwärts gerichteten Gate-Stroms (d.h. zweite Polarität) einer Phase ohne Gate-Strom und einer Phase mit niedrigem vorwärts gerichteten Gate-Strom (d.h. erste Polarität) kann auf sehr einfache und effiziente Weise der Kollektorstrom während des Einschaltvorgangs des IGBT annähernd konstant zwischen dem endgültigen Laststrom und einem kritisch hohen Wert des Sperr-Erholstrom-Überschwingens herkömmlicher Schaltungen gehalten werden, wie dies beispielhaft in Fig. 2B gezeigt und weiter oben bereits erklärt wurde. Die Vermeidung eines zu starken Überschwingens kann sogar für sehr schnelle Anstiege des Kollektorstroms in der Anfangsphase noch sichergestellt werden, weshalb die Erfindung auf sehr wirkungsvolle Weise einen schnellen Schaltvorgang mit einem sicheren Betrieb der Schaltung vereint.
Nachdem das Überschwingen des Kollektorstromes aufgrund des Sperr-Erholstromes abklingt und der Kollektorstrom sich dem endgültigen Laststrom nähert, kann in einer weiteren Phase 4.2 auch das Schaltelement SW1 wieder geschlossen und das Gate wieder über einen niedrigen Ausgangswiderstand des Gate-Treibers an die Gate-Treiber-Potential VGD gekoppelt werden. Damit kann das
Gate vollständig geladen und die Kollektor-Emitter-Spannung auf den Sättigungswert gesenkt werden. Nicht zuletzt durch die Möglichkeit des Einsatzes eines sehr schnellen Anstiegs des Kollektorstroms in der Anfangsphase des Einschaltvorgangs wir nicht nur der Schaltvorgang zeitsparender erzielt, sondern es kann auch eine deutliche Reduktion der Verlustleistung durch den gesamten Schaltvorgang beobachtet werden.
Um die wesentlichen Verbesserungen durch die Erfindung an realen IGBTs und IGBT-Modulen zu demonstrieren, wurde eine Reihe von Tests durchgeführt, von denen einige Tests insbesondere auf Basis von Einschalt-Sequenzen ähnlich den hier bereits beschriebenen Gate-Strom-Folgen im Folgenden kurz dargestellt werden. Dazu wurde ein Standard-Prüfstand aufgebaut, dessen Prinzip in Fig. 5 schematisch dargestellt ist. Dabei entspricht das Prinzip dieses Prüfstandes eigentlich auch genau einer möglichen Implementierung einer Leistungsschaltvorrichtung auf Basis eines erfindungsgemäßen Gate-Treibers bzw. dessen erfindungsgemäßer Funktionsweise in einer bevorzugten Ausführungsform. Fig. 5 kann somit auch für eine mögliche schaltungstechnische Umsetzung der Erfindung verstanden werden.
Insbesondere wurden in dem Test kommerzielle IGBT-Module von Infineon in unterschiedlichen Leistungsklassen getestet: ein 600 V/75 A Modul und zwei 1200 V/200 A Module. Wie in Fig. 5 dargestellt ist, umfasst ein IGBT Modul 10 einen IGBT 12 mit einem Kollektoranschluss 14, einem Emitteranschluss 16 und einem Steueranschluss (Gate) 18 sowie eine zur Kollektor-Emitter-Strecke des IGBT in Serie geschaltete Schutzdiode (FWD, freewheeling diode) 20, welche in Sperrrichtung zu der zu schaltenden Stromrichtung liegt. Die Anode der Schützdiode 20 ist dabei zum Kollektoranschluss 14 des IGBT 12 hin verbunden während die Kathode der Schutzdiode 20 zu einem ersten Versorgungsanschluss 22 des IGBT-Moduls 10 verbunden ist. Ein zweiter Versorgungsanschluss 24 des IGBT-Moduls 10 ist zum Emitteranschluss 16 hin verbunden. Ein Schaltausgang 26 des IGBT-Moduls 10 ist dabei zum Kollektoranschluss 14 und zur Anode der Schutzdiode hin verbunden. Damit kann eine an den ersten Versorgungsanschluss 22 und Schaltausgang 26 angeschlossene Last 28 geschaltet und mit einer elektrischen Versorgungseinrichtung 30 verbunden werden. Der Schaltvorgang wird dabei über das Gate 18 gesteuert. Dazu liefert ein Gate-Treiber 32, insbesondere der bereits beschriebenen Art, ein entsprechendes Steuersignal.
Als Last 28 wurde für die nun vorgestellten Untersuchungen eine Induktivität von etwa 800 μΗ verwendet. Die Kapazität CSUPPLY parallel zur Versorgungsspannung VSUPPLY liegt bei etwa 3.3 mF. Der Gesamtwert der Streukapazität liegt für das untersuchte 600 V/75 A Modul bei etwa 1 10 nH und für die untersuchten 1200 V/200 A Module bei etwa 90 nH. Im Prüfstand von Fig. 5 werden die Schaltelemente SW-i , SW2 und SW3, welche als MOSFETs realisiert werden können, mittels eines MikroControllers 34 gesteuert. Dabei sind die DRAIN-Kontakte der MOSFETs vorzugsweise mit den jeweiligen Gate-Treiber-Widerstand verbunden, welche dann wiederum zusammen mit dem Gate des IGBT verbunden sind. Die SOURCE-Kontakte der MOSFETs sind mit dem jeweiligen Gate-Treiber-Potential verbunden.
Die experimentellen Ergebnisse für die drei beispielhaften IGBT-Module sind in den Figuren 6 bis 8 dargestellt, wobei jeweils die Figuren 6A, 7A und 8A das 600 V/75 A Modul, die Figuren 6B, 7B und 8B eines der 1200 V/200 A Module (Generation 3) und die Figuren 6C, 7C und 8C das andere der 1200 V/200 A Module (Generation 4) betrifft. Dabei sind in jeder Figur einige erfindungemäße Verfahren zur Ansteuerung des IGBT-Moduls mit einem herkömmlichen Einschaltvorgang verglichen. Für alle drei gezeigten Module ist dabei eine sehr deutliche Verbesserung hinsichtlich des unerwünschten Überschwingverhaltens einerseits und hinsichtlich der Reduktion der Verlustleistung andererseits zu erkennen.
Fig. 6A bis 6C zeigt jeweils die Kollektorströme bei einer vorgegebenen, anfänglichen Steigung des Kollektorstroms. Während für das 600 V/75 A Modul eine Steigung von 1500 A/ s gewählt wurde, lag die Steigung für die 1200 V/200 A Module bei 2400 Α/με. Dabei wurde jeweils für die herkömmliche und die erfindungsgemäß verbesserte Einschaltsequenz dieselbe Steigung verwendet. Dabei ist erkennbar, wie deutlich das unerwünschte Überschwingen im Kollektorstrom mittels der Erfindung reduziert werden kann. Die unterschiedlichen Kurven für die verbesserten, erfindungsgemäßen Sequenzen entstanden durch Variationen der Längen der einzelnen Phasen während des Einschaltvorgangs.
In Fig. 7A bis 7C sind nun Messungen der Kollektorströme und der Kollektor-Emitter-Spannungen bei einem herkömmlichen Einschaltvorgang und einem erfindungsgemäßen gegenübergestellt, wobei für den Vergleich jeweils Stromverläufe mit vergleichbar hohem Überschwingen aufgrund des Sperr-Erholstroms einander gegenüber gestellt wurden. Um im herkömmlichen Einschaltvorgang das Überschwingen durch den Sperr-Erholstrom gering genug zu halten, muss ein wesentlich langsamerer anfänglicher Anstieg des Kollektorstroms gewählt werden. Bei diesen Messungen zeigte sich, um wie viel schneller durch das erfindungsgemäße Ansteuerverfahren der Einschaltvorgang für den IGBT abgeschlossen ist und die Kollektor-Emitter-Spannung auf den Sättigungswert abgesunken ist. Insbesondere wird damit eine ganz beträchtliche und überraschend deutliche Reduktion der elektrischen Schaltungsverluste erreicht.
Diese Schaltungsverluste sind gegenüber dem Überschwingstrom für verschiedene anfängliche Anstiegsraten des Kollektorstroms in den Figuren 8A bis 8C gegenüber gestellt. Wie bereits eingangs erwähnt, kann mit einer höheren anfänglichen Anstiegsrate des Kollektorstroms der Gesamtverlust beim Einschalten tendenziell reduziert werden. Vor allem bei herkömmlichen Einschaltvorgängen nimmt damit aber das Überschwingen des Kollektorstroms sehr stark zu. Durch das erfindungsgemäße Ansteuerverfahren hingegen kann eine sehr deutlich erkennbare Reduktion des Überschwingstroms und der Schaltungsverluste erreicht werden.
Bezugszeichenliste
10, 110 IBGT-Modul
12, 112 Isolated-Gate-Bipolartransistor (IGBT)
14, 114 Kollektoranschluss
16, 116 Emitteranschluss
18, 118 Steueranschluss (Gate)
20, 120 Schutzdiode (FWD)
22, 122 erster Versorgungsanschluss
24, 124 zweiter Versorgungsanschluss
26, 126 Schaltausgang , 128 Last
, 130 elektrische Versorgungseinrichtung, 132 Gate-Treiber
Mikrocontroller

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur Ansteuerung eines Leistungsschaltteils, welches zumindest einen Isolated-Gate-Bipolartransistor mit einem Gate (18) und einer mittels des Gates schaltbaren Kollektor-Emitter-Strecke und eine zur Kollektor-Emitter-Strecke in Serie geschaltete Schutzdiode (20) umfasst, wobei das Verfahren folgende Schritte umfasst:
ausgehend von einem nicht-leitenden Zustand der Kollektor-Emitter-Strecke Laden des Gates (18) mittels eines Gate-Stroms einer ersten Polarität zum teilweisen Freischalten der Kollektor-Emitter-Strecke;
teilweises Entladen des Gates (18) mittels eines Gate-Stroms einer zweiten, zur ersten entgegengesetzten Polarität; und
weiteres Laden des Gates mittels eines Gate-Stroms der ersten Polarität zum vollständigen Freischalten der Kollektor-Emitter-Strecke.
2. Verfahren nach Anspruch 1 , wobei das Gate ausgehend vom nicht-leitenden Zustand der Kollektor-Emitter-Strecke so lange mittels des
Gate-Stroms der ersten Polarität geladen wird, bis der Kollektor-Strom im IGBT einen bestimmten Wert erreicht.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei das teilweise Entladen des Gates (18) mittels des Gate-Stroms der zweiten Polarisation zu einem Zeitpunkt beginnt, bei dem der Kollektorstrom des IGBT einen bestimmten Wert überschritten hat.
4. Verfahren nach einem der vorangegangenen Ansprüche, welches außerdem zwischen dem teilweisen Entladen des Gates mittels eines Gate-Stroms der zweiten Polarität und dem weiteren Laden des Gates mittels eines Gate-Stroms der ersten Polarität ein Setzen des Gate-Stroms auf Null für eine Gate-Verweilzeit umfasst.
5. Verfahren nach Anspruch 4, wobei die Gate-Verweilzeit in einem Bereich des etwa 0,1 -fachen bis etwa 10-fachen, vorzugsweise im Bereich des etwa 0,2 bis etwa 5-fachen der Zeit liegt, während der das Gate zuvor teilweise mittels des Gate-Stromes der zweiten Polarität entladen wurde.
6. Verfahren nach einem der vorangegangnen Ansprüche, wobei zwischen dem Beginn des teilweisen Entladens des Gates und dem vollständigen Freischalten der Kollektor-Emitter-Strecke der Kollektorstrom um weniger als etwa 20%, vorzugsweise weniger als etwa 15%, noch mehr bevorzugt weniger als etwa 10%, am meisten bevorzugt sogar weniger als etwa 5% von dessen Mittelwert während dieser Zeit abweicht.
7. Verfahren nach einem der vorangegangenen Ansprüche, wobei das teilweise Entladen des Gates durch Anlegen einer Gate-Entladespannung an das Gate über einen Gate-Entladewiderstand umfasst, wobei die Gate-Entladespannung kleiner ist als die Schwellspannung des IGBT.
8. Verfahren nach einem der vorangegangenen Ansprüche, wobei das Laden des Gates (18) mittels eines Gate-Stroms einer ersten Polarität ausgehend von einem nicht-leitenden Zustand der Kollektor-Emitter-Strecke ein Anlegen einer Gate-Ladespannung ah das Gate über einen ersten Gate-Ladewiderstand umfasst, und wobei das weitere Laden des Gates mittels eines Gate-Stroms der ersten Polarität nach dem teilweisen Entladen ein Anlegen der Gate-Ladespannung an das Gate über einen zweiten Gate-Ladewiderstand umfasst, der größer ist als der erste Gate-Ladewiderstand.
9. Gate-Treiber zur Ansteuerung eines Leistungsschaltteils, welches zumindest einen Isolated-Gate-Bipolartransistor mit einem Gate (18) und einer mittels des Gates schaltbaren Kollektor-Emitter-Strecke und eine zur Kollektor-Emitter-Strecke in Serie geschaltete Schutzdiode (20) umfasst, wobei der Gate-Treiber ausgelegt ist, folgende Schritte auszuführen:
ausgehend von einem nicht-leitenden Zustand der Kollektor-Emitter-Strecke Laden des Gates (18) mittels eines Gate-Stroms einer ersten Polarität zum teilweisen Freischalten der Kollektor-Emitter-Strecke; teilweises Entladen des Gates (18) mittels eines Gate-Stroms einer zweiten, zur ersten entgegengesetzten Polarität; und
weiteres Laden des Gates mittels eines Gate-Stroms der ersten Polarität zum vollständigen Freischalten der Kollektor-Emitter-Strecke.
10. Leistungsschaltteil umfassend:
einen Isolated-Gate-Bipolartransistor mit einem Gate (18) und einer mittels des Gates schaltbaren Kollektor-Emitter-Strecke;
eine zur Kollektor-Emitter-Strecke in Serie geschaltete Schutzdiode (20) und
einen Gate-Treiber gemäß Anspruch 9 zur Ansteuerung des Gates ( 8) des
IGBT.
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10103551B2 (en) 2014-04-24 2018-10-16 Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. Device for switching a semiconductor-based switch and sensor for detecting a current change velocity at a semiconductor-based switch
CN112640307A (zh) * 2018-08-28 2021-04-09 西门子股份公司 绝缘栅双极型晶体管的运行

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3729648B1 (de) * 2018-01-31 2023-05-24 Siemens Energy Global GmbH & Co. KG Verfahren zum einschalten eines leistungshalbleiterbauelements

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2002007315A1 (de) * 2000-07-13 2002-01-24 Ct-Concept Technologie Ag Verfahren und vorrichtung zur zustandsabhängigen regelung des transienten verhaltens von leistungshalbleiterschaltern
DE102011076516A1 (de) * 2011-05-26 2012-11-29 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zum Betreiben einer Leistungsendstufe

Family Cites Families (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2013138219A1 (en) * 2012-03-12 2013-09-19 Board Of Trustees Of Michigan State University High efficiency gate drive circuit for power transistors

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2002007315A1 (de) * 2000-07-13 2002-01-24 Ct-Concept Technologie Ag Verfahren und vorrichtung zur zustandsabhängigen regelung des transienten verhaltens von leistungshalbleiterschaltern
DE102011076516A1 (de) * 2011-05-26 2012-11-29 Robert Bosch Gmbh Verfahren und Vorrichtung zum Betreiben einer Leistungsendstufe

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
L. CHEN; F.Z. PENG: "Switching loss analysis of closed-loop gate drive", PROC. OF THE 25TH ANNUAL IEEE APPLIED POWER ELECTRONICS CONF. AND EXPOSITION (APEC), PALM SPRINGS, CA, USA, February 2010 (2010-02-01), pages 1119 - 1123

Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US10103551B2 (en) 2014-04-24 2018-10-16 Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. Device for switching a semiconductor-based switch and sensor for detecting a current change velocity at a semiconductor-based switch
US10218185B2 (en) 2014-04-24 2019-02-26 Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. Device for switching a semiconductor-based switch and sensor for detecting a current change velocity at a semiconductor-based switch
US10224722B2 (en) 2014-04-24 2019-03-05 Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. Device for switching a semiconductor-based switch and sensor for detecting a current change velocity at a semiconductor-based switch
CN112640307A (zh) * 2018-08-28 2021-04-09 西门子股份公司 绝缘栅双极型晶体管的运行

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