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Die
Erfindung betrifft einen Ansteuerschaltkreis für einen High-Side-Halbleiterschalter
zum Schalten einer Versorgungsspannung gemäß dem Oberbegriff von Patentanspruch
1. Ein solcher Ansteuerschaltkreis ist beispielsweise aus der
JP 2006-270382 A bekannt.
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High-Side-Halbleiterschalter
sind Halbleiterschalter, die eine hohe Versorgungsspannung von einigen
100 V, z. B. 320 V Gleichspannung, schalten können. Sie sind hierzu zwischen
einer positiven Versorgungsspannung und einem floatenden Schaltpunkt
angeschlossen, der während
der Schaltvorgänge
einen Spannungsbereich von Massepotential bis zu einem Potential
nahe der positiven Versorgungsspannung durchläuft. High-Side-Halbleiterschalter
werden z. B für
die Ansteuerung von Elektromotoren an Netzspannung oder in Tiefsetzstellern eingesetzt.
Sie sind in der Regel als Leistungstransistoren realisiert, z. B.
als MOSFET (Metall-Oxid-Feldeffekttransistoren) und IGBT (Bipolartransistoren
mit isolierter Gateelektrode).
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Ansteuerschaltkreise
für High-Side-Halbleiterschalter,
im folgenden auch kurz als High-Side-Ansteuerschaltung bezeichnet, sind z.
B. beschrieben in "Motor
Drive Control IC Designer's
Manual", MDCIC-1,
April 1999, der International Rectifier Corp., CA, USA (www.irf.com)
und in „High-side
gate drivers" von
Dennis Feucht, erschienen in chipcenter.com, 2001.
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Eine
Prinzipdarstellung eines Ansteuerschaltkreises für einen N-Kanal High-Side-MOSFET ist
in 1 dargestellt. 1 zeigt
ein Beispiel einer direkt gekoppelten High-Side-Ansteuerschaltung für MOSFET oder IGBT:
Die
in 1 gezeigte High-Side-Ansteuerschaltung umfaßt einen
zu schaltenden High-Side-Halbleiterschalter 10,
in der gezeigten Ausführung
einen N-Kanal MOSFET. Der High-Side-Halbleiterschalter 10 ist zwischen
einer Versorgungsspannung 12 und einem floatenden Schaltpunkt 14 angeschlossen.
Der floatende Schaltpunkt 14 kann über eine Last oder einen Low-Side-MOSFET
(in der Figur nicht gezeigt) mit Masse verbunden sein. Zur Ansteuerung
des High-Side-Halbleiterschalters 10 sind vier Funktionsblöcke vorgesehen:
eine
Schaltung 16 zum Bereitstellen einer Ansteuerspannung für den High-Side-Halbleiterschalter 10; eine
Treiberstufe 18 zum Ansteuern des High-Side-Halbleiterschalters
auf der Basis der Ansteuerspannung, insbesondere zum Laden und Entladen des
Gates des High-Side-MOSFET 10; eine Eingangsschaltung 22,
die auf Masse bezogen ist und die Verbindung zu einer Ansteuerlogik,
z. B. einen Mikrocontroller herstellt; und eine Level-Shift-Schaltung 20,
die das auf Masse bezogene Ansteuersignal auf einen floatenden Spannungspegel
für die
Treiberstufe umsetzt.
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Um
einen N-Kanal MOSFET einzuschalten und in einem eingeschalteten
Zustand zu halten, ist ein Spannungspotential notwendig, das höher liegt als
das der positiven Versorgungsspannung 12. Die Gatespannung
des High-Side-MOSFET muß etwa 10
bis 15 V höher
sein als dessen Drainspannung, um den High-Side-MOSFET zuverlässig einschalten zu
können.
Da der Halbleiterschalter jedoch an der positiven Versorgungsspannung
anliegt, müßte somit die
Gatespannung höher
sein als die positive Versorgungsspannung, die häufig die höchste Spannung ist, die in
dem System zur Verfügung
steht. Im Stand der Technik wird daher häufig eine „Bootstrap"-Schaltung eingesetzt. Grundsätzlich besteht
eine Bootstrap-Schaltung
aus einem Kondensator 24, der mit seinem einen Anschluß mit dem
floatenden Schaltpunkt 14 verbunden ist und mit seinem
anderen Anschluß über eine
Diode 26 mit einer Hilfsspannung 28 verbunden
ist. Die Hilfsspannung sollte zwischen +10 oder +15 V betragen.
Während
der High-Side-Halbleiterschalter 10 sperrt, wird der Bootstrap-Kondensator 24 über die
Diode 26 aus der Hilfsspannung 28 nach geladen.
Die an dem Bootstrap-Kondensator 24 erzeugte Spannung bezieht
sich nicht auf Masse, sondern auf die Spannung des floatenden Schaltpunktes 14 und
wird daher auch als floatende Spannung bezeichnet.
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Die
Gatespannung muß ferner über eine
Logikschaltung ansteuerbar sein, die normalerweise auf Masse bezogen
ist. Die Steuersignale müssen daher
in ihrem Pegel auf den Pegel der Source des High-Side-Halbleiterschalters
verschoben werden (Level-Shift), wobei diese Sourcespannung dem
floatenden Schaltpunkt entspricht und in den meisten Anwendungen
zwischen der positiven und der negativen Versorgungsspannung bzw.
zwischen der positiven Versorgungsspanung und Masse schwingt.
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Die
Treiberstufe 18 soll ein möglichst schnelles Laden und
Entladen der Gatekapazität
des High-Side-Halbleiterschalters 10 bewirken und ist häufig durch
eine Gegentaktstufe mit zwei abwechselnd schaltenden Transistoren 30 realisiert.
Wie der Bootstrap-Kondensator 24 stützt sich auch die Treiberstufe 18 auf
den floatenden Schaltpunkt 14 ab.
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Die
Eingangsschaltung 22 ist auf Massepotential 32 bezogen
und empfangt ein Ansteuersignal von einer Ansteuerlogik, z. B. von
einem Mikrocontroller, der in der Figur nicht gezeigt ist. Wird
die High-Side-Ansteuerschaltung beispielsweise zum Ansteuern eines
elektronisch kommutierten Gleichstrommotors verwendet, so kann die
Ansteuerlogik die notwendigen Kommutierungssignale erzeugen. Wird
die High-Side-Ansteuerschaltung in einem Tiefsetzsteller eingesetzt,
so gibt die Ansteuerlogik beispielsweise ein gewünschtes Tastverhältnis, eine
gewünschte
Einschaltdauer sowie eine gewünschte
Periodendauer vor, um die Ausgangsspannung durch geregeltes Ein-
und Ausschalten des High-Side-Halbleiterschalters
einzustellen.
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Die
Level-Shift-Schaltung 20 dient dazu, das massebezogene
Ansteuersignal auf ein floatendes Spannungsniveau für die Treiberstufe 18 umzusetzen.
Im Stand der Technik wird hierfür
grundsätzlich durch
einen Halbleiterschalter oder eine Stromsenke ein Strom gegen Masse
geführt.
Der Strom verursacht in einem Widerstand einen Spannungsabfall, der
zur Ansteuerung der Treiberstufe 18 herangezogen wird.
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Die
von der High-Side-Ansteuerschaltung aufgenommene Leistung sollte
den Gesamtwirkungsgrad nicht merklich verschlechtern.
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Es
besteht grundsätzlich
die Möglichkeit
einer invertierenden oder einer nicht-invertierenden Ansteuerung
eines High-Side-Halbleiterschalters. Bei der invertierenden Ansteuerung
ist der High-Side-Halbleiterschalter eingeschaltet, wenn ein niedriger
logischer Spannungspegel „Low" an die Eingangsschaltung 22 angelegt
wird (Low-aktiv). Entsprechend ist bei einer nicht-invertierenden
Ansteuerung ein hoher logischer Spannungspegel „High" erforderlich, um den High-Side-Halbleiterschalter 10 einzuschalten
(High-aktiv). Von verschiedenen Halbleiterherstellern, z. B. International
Rectifier Corp., werden integrierte Schaltkreise (IC) angeboten,
in welche die oben beschriebenen und in 1 gezeigten
Funktionsblöcke
integriert sind. Ein Beispiel eines solchen ICs ist der IR 2110
der International Rectifier Corp. Die einzelnen Funktionsblöcke sind
in diesen ICs allerdings deutlich aufwendiger als oben beschrieben,
und die ICs weisen in der Regel zusätzliche Funktionalitäten auf.
Um die Ansteuerspannung für
den High-Side-Halbleiterschalter 10 bereitzustellen, muß der Anwender
ferner in diskreter Beschaltung wenigstens den Bootstrap-Kondensator 24 und die
Diode 26 ergänzen.
Die bekannten integrierten Schaltkreise (ICs) eignen sich in der
Regel gut zur Anwendung beispielsweise in einer Motorelektronik. Nachteilig
ist der im Vergleich zu einer rein diskreten Schaltung hohe Preis.
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Bei
diskret aufgebauten High-Side-Ansteuerschaltungen ergeben sich für Motoranwendungen häufig im
Bereich der Level-Shift-Schaltung Schwierigkeiten, die nicht akzeptabel
sind. So muß bei
einer high-aktiven Ansteuerung während
der Einschaltzeit des High-Side-Halbleiterschalters
ein Strom gegen Masse geführt
werden, was bei hohen Versorgungsspannungen zu erheblichen Verlusten
und damit verbundener Bauteilerwärmung
führt.
Bei low-aktiven Ansteuerschaltungen ergibt sich ein ähnliches
Problem während
des Ausschaltens des High-Side-Halbleiterschalters, wenn dieser
einen Strom in Rückwärtsrichtung
(Rückwärtsstrom)
durch seine Inversdiode führt,
wie es bei Motoranwendungen geschehen kann, wenn ein Elektromotor
nach der Kommutierung für
kurze Zeit im Generatorbetrieb Strom in die Ansteuerschaltung zurückspeist.
Die auf dem Markt verfügbaren
integrierten Schaltkreise lösen dieses
Problem, in dem der Treiberstufe ein Flip-Flop vorgeschaltet wird,
das durch einen kurzen Impuls gesetzt bzw. zurückgesetzt werden kann. Bei
diesen Lösungen
muß nur
während
der Dauer des Impulses Strom gegen Masse geführt werden, wodurch Verluste
gering gehalten werden können.
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Ausgehend
von diesem Stand der Technik ist es eine Aufgabe der Erfindung,
einen Ansteuerschaltkreis für
einen High-Side-Halbleiterschalter zum Schalten einer Versorgungsspannung
anzugeben, die mit möglichst
wenigen Bauteilen diskret aufgebaut und somit kostengünstig ist
und die gleichwohl möglichst
geringe Verluste während
der Schaltvorgänge
und auch dann erzeugt, wenn ein Rückwärtsstrom durch den High-Side-Halbleiterschalter fließt. Der
Ansteuerschaltkreis soll vorzugsweise für Motoranwendungen eingesetzt
werden, und benötigt eine
ausreichend schnelle Schaltgeschwindigkeit und ein zuverlässiges Halten
der Spannungspegel in den stationären Schaltzuständen.
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Diese
Aufgabe wird durch einen Ansteuerschaltkreis mit den Merkmalen von
Patentanspruch 1 gelöst.
Bevorzugte Ausführungen
der Erfindung sind in den abhängigen
Ansprüchen
angegeben.
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Der
erfindungsgemäße Ansteuerschaltkreis für einen
High-Side-Halbleiterschalter umfaßt einen Schaltkreis zum Bereitstellen
einer Ansteuerspannung für
den High-Side-Halbleiterschalter,
einen Treiber-Schaltkreis zum Ansteuern des High-Side-Halbleiterschalters
auf der Basis der Ansteuerschaltung, wobei sowohl der Schaltkreis
zum Bereitstellen der Ansteuerspannung als auch der Treiber-Schaltkreis auf
einen floatenden Schaltpunkt bezogen arbeiten, einen Eingangs-Schaltkreisteil,
der ein auf Masse bezogenen Ansteuersignal empfängt, und einen Level-Shift-Schaltkreisteil,
der zwischen dem Eingangs-Schaltkreisteil
und dem Treiber-Schaltkreisteil angeschlossen und dazu eingerichtet
ist, das auf Masse bezogene Ansteuersignal in einen floatenden Spannungspegel
für den
Treiber-Schaltkreisteil
umzusetzen.
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Der
Level-Shift-Schaltkreisteil ist erfindungsgemäß durch einen stromgegengekoppelten
Ansteuer-Halbleiterschalter realisiert, wobei die Stromgegenkopplung
zweistufig ausgebildet ist. Sie ist als ein Gegenkopplungs-Schaltkreisteil
mit einem ersten Gegenkopplungs-Element und einem zweiten Gegenkopplungs-Element
ausgeführt,
die derart konfiguriert sind, daß abhängig von dem Betriebszustand des
High-Side-Halbleiterschalters nur eines oder beide der Gegenkopplungselemente
als Stromgegenkopplung für
den Ansteuerhalbleiterschalter wirksam sind. In einer ersten Ausführung wirkt
während
des Ausschaltvorgangs und während
des Rückspeisebetriebs
des High-Side-Halbleiterschalters nur das erste Gegenkopplungs-Element als Stromgegenkopplung
für den
Ansteuer-Halbleiterschalter, und während des stationären Auszustands
wirkt eine Parallelschaltung aus dem ersten und dem zweiten Gegenkopplungs-Element
als Stromgegenkopplung für
den Ansteuer-Halbleiterschalter. In einer zweiten Ausführung der
Erfindung wirkt während
des Ausschaltvorgangs und während
des Rückspeisebetriebs
des High-Side-Halbleiterschalters eine Reihenschaltung aus dem ersten
und dem zweiten Gegenkopplungs-Element, und während des stationären Auszustandes
wirkt nur eines der beiden Gegenkopplungs-Elemente. Auf diese Weise
können
abhängig von
dem Betriebszustand des High-Side-Halbleiterschalters unterschiedlich
große
Stromgegenkopplungen für
den Ansteuer-Halbleiterschalter erzeugt werden.
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Der
Gegenkopplungs-Schaltkreis umfaßt vorzugsweise
einen Haltetransistor und einen Hilfstransistor, der den Haltetransistor
ansteuert. Das erste Gegenkopplungselement ist zu dem Haltetransistor
parallel geschaltet, und das zweite Gegenkopplungs-Element ist zu
dem Haltetransistor in Reihe geschaltet. Während des Ausschaltvorgangs
und während
des Rückspeisebetriebs
sperren der Haltetransistor und der Hilfstransistor, so daß eine relativ
große
Stromgegenkopplung nur durch das erste Gegenkopplungs-Element erzeugt
wird und der Ansteuer-Halbleiterschalter im Abschnürbereich
arbeitet und somit den Strom begrenzt (Stufe I). Während des stationären Auszustands
ist der Haltetransistor durch den Hilfstransistor eingeschaltet
und leitet, so daß das
zweite Gegenkopplungselement zu dem ersten Gegenkopplungselement
parallel geschaltet und eine geringere Stromgegenkopplung erzeugt
wird und der Ansteuer-Halbleiterschalter im ohmschen Bereich arbeitet
und vollständig
durchschaltet (Stufe II). Wie erwähnt, kann anstelle einer Parallelschaltung
auch eine Reihenschaltung der Gegenkopplungs-Elemente eingesetzt
werden.
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Dadurch
können
für den
Ansteuer-Halbleiterschalter unterschiedliche Widerstandswerte als Stromgegenkopplung
eingestellt werden, um abhängig
vom Schalt- und Bestromungszustand des High-Side-Halbleiterschalters
die Verluste im Ansteuer-Halbleiterschalter zu minimieren oder den
stationären
Aus-Zustand des High-Side-Halbleiterschalters zuverlässig zu
halten.
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In
der bevorzugten Ausführung
sind das erste und das zweite Gegenkopplungs-Element Widerstände Der
Level-Shift-Schaltkreis wird in der bevorzugten Ausführung durch
einen stromgegengekoppelten Feldeffekttransistor in Sourceschaltung
realisiert, wobei die Stromgegenkopplung zweistufig ausgebildet
ist. Dadurch wird der Level-Steift-Schaltkreisteil auf die Schaltzustände des
High-Side-Halbleiterschalters optimiert.
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Der
Ansteuerungs-Halbleiterschalter empfängt das auf Masse bezogene
Ansteuersignal und steuert abhängig
davon den Treiber-Schaltkreisteil an, wobei der Ansteuerungs-Halbleiterschalter
zwischen dem Treiber-Schaltkreisteil und dem Level-Shift-Schaltkreisteil
angeschlossen ist. Der Ansteuerung-Halbleiterschalter ist vorzugsweise
ein FET oder IGBT, der so ausgelegt ist, daß an ihm während der Schaltvorgänge im wesentlichen
die gesamte Versorgungsspannung anliegen kann.
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In
der bevorzugten Ausführung
der Erfindung ist der High-Side-Halbleiterschalter ein N-Kanal-Leistungstransistor,
insbesondere ein N-Kanal MOSFET. In diesem Fall ist der Ansteuertransistor vorzugsweise
ein N-Kanal-Feldeffekttransistor und der Haltetransistor vorzugsweise
ein NPN-Bipolartransistor.
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In
einer Ausführung
der Erfindung ist ein Low-Side-Halbleiterschalter zwischen dem floatenden
Schaltpunkt und Masse zu dem High-Side-Halbleiterschalter in Reihe
geschaltet. Alternativ könnte an
dieser Stelle eine Last angeschlossen sein.
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Der
Treiber-Schaltkreisteil ist in einer vorteilhaften Ausführung durch
eine Gegentaktstufe mit zwei Halbleiterschaltern gebildet, insbesondere
mit zwei komplementären
Bipolartransistoren (NPN & PNP)
oder mit zwei komplementären
Feldeffekttransistoren (N-Kanal & P-Kanal).
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Der
Schaltkreis zum Bereitstellen der Ansteuerspannung für den High-Side-Halbleiterschalter umfaßt zweckmäßig einen
Bootstrap-Kondensator, der zwischen dem floatenden Schaltpunkt über eine Diode
an einer Hilfsspannung angeschlossen ist, wie im Stand der Technik
bekannt.
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In
der bevorzugten Ausführung
ist somit der Ansteuerschaltkreis invertierend konfiguriert, so
daß der
High-Side-Halbleiterschalter einschaltet, wenn das auf Masse bezogene
Ansteuersignal Low ist. Die Erfindung sieht im Ergebnis einen Ansteuerschaltkreis
für einen
High-Side-Halbleiterschalter vor, der diskret aufgebaut und bei
entsprechender Auslegung und Bauteilwahl deutlich kostengünstiger
sein kann als die Verwendung eines integrierten Schaltkreises. In
der bevorzugten Ausführung
der Erfindung arbeitet der Ansteuerschaltkreis mit einem High-Side-MOSFET
oder IGBT auf einer nominalen Versorgungsspannung von einigen 100
V, beispielsweise auf einer positiven Gleichspannung von 320 V.
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Die
Erfindung eignet sich insbesondere zum Ansteuern elektronisch kommutierter
Gleichstrommaschinen, bei denen nach der Kommutierung ein Rückwärtsstrom
durch den High-Side-Halbleiterschalter fließen kann, so daß der Motor
Energie in den Ansteuerschaltkreis zurückspeist. Dieser Rückwärtsbetrieb
stellt in der Regel weniger als 10% der Betriebszeit des Gleichstrommotors
dar, so daß während des
Rückwärtsbetriebs
etwas größere Energieverluste
in Kauf genommen werden können
als während
des regulären
Vorwärtsbetriebs.
Gleichwohl ist es notwendig, die Verluste in dem Ansteuerschaltkreis
auch bei bidirektionalem Strom durch den High-Side-Halbleiterschalter
insgesamt möglichst gering
zu halten.
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Die
Erfindung ist im folgenden anhand einer bevorzugten Ausführung mit
Bezug auf die Zeichnungen näher
erläutert.
In den Figuren zeigen:
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1 eine
Prinzipdarstellung einer Ansteuerung für einen N-Kanal High-Side-MOSFET
mit den notwendigen Funktionsblöcken;
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2 ein
Schaltbild eines Ansteuerschaltkreises für einen High-Side-Halbleiterschalter
gemäß einer
Ausführung
der Erfindung;
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3 das
Schaltbild der 2, wobei die Ströme gemäß einem
ersten Schaltzustand eingezeichnet sind;
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4 das
Schaltbild der 2, wobei die Ströme gemäß einem
zweiten Schaltzustand eingezeichnet sind;
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5 das
Schaltbild der 2, wobei die Ströme gemäß einem
dritten Schaltzustand eingezeichnet sind;
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6 ein
Spannungsdiagramm zur Erläuterung
der verschiedenen Spannungen in dem Ansteuerschaltkreis gemäß der Erfindung;
und
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7 ein
Schaltplan für
eine alternative Ausführung
des Gegenkopplungs-Schaltkreisteils gemäß der Erfindung.
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2 zeigt
ein Schaltbild eines Ansteuerschaltkreises für einen High-Side-Halbleiterschalter gemäß der Erfindung.
Der Schaltkreis der 2 ist grundsätzlich mit den gleichen Funktionsblöcken aufgebaut,
die in 1 gezeigt sind. Das Schaltkreisteil zum Bereitstellen
der Ansteuerspannung für
den High-Side-Halbleiterschalter und die Treiberstufe sind bei dem
gezeigten Ausführungsbeispiel
wie im Stand der Technik aufgebaut. Eine eindeutige Zuordnung aller
Bauteile zu den jeweiligen Funktionsblöcken ist nicht immer möglich; die
Grenzen zwischen zwei Funktionsblöcken können quasi „durch" ein Bauteil hindurch verlaufen. Insbesondere
die Grenze zwischen dem Eingangs-Schaltkreisteil, welches das auf
Masse bezogene Ansteuersignal empfängt, und dem Level-Shift-Schaltkreissignal,
der dieses Ansteuersignal in einen floatenden Spannungspegel für die Treiberstufe
umsetzt, kann nicht eindeutig gezogen werden.
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Die
in 2 gezeigte Ausführung des Ansteuerschaltkreises
umfaßt
folgende Komponenten: einen High-Side-Leistungstransistor Q1 und
einen Low-Side-Leistungstransistor Q7, die in der gezeigten Ausführung als
MOSFET ausgebildet sind, die beispielsweise aber auch IGBT sein
können;
einen ersten Gegentakt-Transistor Q2 und einen zweiten Gegentakt-Transistor
Q3, die in der gezeigten Ausführung
als NPN-Bipolartransistor Q2 und PNP-Bipolartransistor Q3 ausgebildet
sind; einen Ansteuertransistor Q4, der in der gezeigten Ausführung als N-Kanal MOSFET ausgebildet
ist, der jedoch auch beispielsweise ein IGBT sein kann; ein Hilfstransistor Q5
und ein Haltetransistor Q6, die in der gezeigten Ausführung als
PNP- Bipolartransistor
und NPN-Bipolartransistor ausgebildet sind; ein Bootstrap-Kondensator
C1; eine Bootstrap-Diode D1; eine Zenerdiode D2; und eine Reihe
von Widerständen
R1 bis R10.
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Der
High-Side-Leistungstransistor Q1 entspricht dem High-Side-MOSFET 10 der 1.
Er ist zwischen einer positiven Versorgungsspannung 40, beispielsweise
320 V Gleichspannung, und einem floatenden Schaltpunkt 42 angeschlossen,
wobei der floatende Schaltpunkt 42 über den Low-Side-Leistungstransistor
Q7 mit Massepotential 44 verbunden ist. Der Low-Side-Leistungstransistor
Q7 erhält
ein auf Masse bezogenes Ansteuersignal an einem Eingang 46 über den
Widerstand R9. Das Gate des High-Side-Leistungstransistors Q1 wird über einen Treiber-Schaltkreisteil 48 geladen
und entladen, der die beiden Gegentakt-Transistoren Q2, Q3 und den Widerstand
R1 umfaßt.
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Die
Ansteuerspannung für
den High-Side-Leistungstransistor Q1 wird über einen Bootstrap-Schaltkreisteil 50 bereitgestellt,
der den Bootstrap-Kondensator C1 und die Bootstrap-Diode D1 umfaßt. Dieser
Bootstrap-Schaltkreisteil 50 ist mit einer Hilfsspannung
U1 52 verbunden, die üblicherweise
im Bereich zwischen 10 und 15 V liegt, um die positive Versorgungsspannung 40 um
den Wert der Hilfsspannung U1 anzuheben und so eine ausreichend
hohe Ansteuerspannung für
den High-Side-Leistungstransistor Q1 bereitzustellen.
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An
dem Eingang 54 des Ansteuerschaltkreises liegt ein auf
Massepotential bezogenes Ansteuersignal an, das von einer Logikschaltung,
wie ein Mikrocontroller, (in der Figur nicht gezeigt) vorgegeben wird.
Das Ansteuersignal kann beispielsweise ein Kommutierungssignal für einen
Gleichstrommotor sein. Das Ansteuersignal wird über den Widerstand R8 an das
Gate des Ansteuertransistors Q4 angelegt, wobei das Ansteuersignal über einen
Level-Shift-Schaltkreisteil 56 für den Treiber-Schaltkreisteil 48 auf
das Potential des floatenden Schaltpunktes 42 angehoben
wird.
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Der
Level-Shift-Schaltkreis 56 wird im wesentlichen gebildet
durch den Ansteuertransistor Q4 in Sourceschaltung und den Widerstand
R2, wobei der Gegenkopplungs-Schaltkreis 60 die zweistufige Stromgegenkopplung
für den
Ansteuertransistor Q4 erzeugt. Die zweistufige Stromgegenkopplung
wird im wesentlichen durch den Haltetransistor Q6, den Hilfstransistor
Q5, einen ersten Gegenkopplungswiderstand R3 und einen zweiten Gegenkopplungswiderstand
R4 realisiert. Die Basis des Hilfstransistors Q5 wird über die
Zenerdiode D2 angesteuert, und der Hilfstransistor Q5 steuert abhängig von
seinem Schaltzustand die Basis des Haltetransistors Q6 an. Die Widerstände R6 und
R7 bilden einen Spannungsteiler, um die Ansteuerspannung für den Haltetransistor
Q6 einzustellen. Abhängig
von Schaltzustand des Haltetransistors Q6 ist der Ansteuertransistor
Q4 nur über
den Widerstand R3 mit der negativen Hilfsspannung U2 58 verbunden
(der Transistor Q6 sperrt) oder über
die Parallelschaltung der Widerstände R3 und R4 mit der negativen
Hilfsspannung U2 58 verbunden (der Transistor Q6 leitet).
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Der
Level-Shift-Schaltkreisteil 56 arbeitet somit mit einer
zweistufigen Stromgegenkopplung, die wie folgt konfiguriert ist:
Während
des Ausschaltvorgangs und während
des Rückspeisebetriebs
des High-Side-Leistungstransistors Q1 wirkt nur der erste Gegenkopplungswiderstand
R3 als Stromgegenkopplung (Stufe I); und während des stationären Auszustands
wirkt die Parallelschaltung aus dem ersten und dem zweiten Gegenkopplungswiderstand
R3, R4 als Stromgegenkopplung (Stufe II), weil der Haltetransistor
Q6, eingeschaltet durch den zusätzlichen Hilfstransistor
Q5, leitet. In Stufe I wird durch die große Stromgegenkopplung erreicht,
daß der
Ansteuertransistor Q4 den Strom begrenzt und im Abschnürbereich
arbeitet. In Stufe II wird durch die kleinere Stromgegenkopplung
erreicht, daß der
Ansteuertransistor Q4 vollständig
durchschaltet und somit im ohmschen Bereich arbeitet.
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Der
Ansteuerschaltkreis in der gezeigten Ausführung arbeitet invertierend.
Dies bedeutet, daß bei
Anlegen eines Ansteuersignals „Low" von ungefähr 0 V an
den Eingang 54 des Ansteuerschaltkreises und somit an den
Ansteuertransistor Q4 der Ansteuertransistsor im ausgeschalteten
Zustand ist und der High-Side-Leistungstransistor Q1 eingeschaltet ist.
Wenn der logische Pegel des Ansteuersignals am Eingang 54 auf „High" wechselt, beginnt
der Ausschaltvorgang. Der Betrieb des Ansteuerschaltkreises gemäß der Erfindung
ist im folgenden mit Bezug auf die Darstellung in den 3 bis 5 erläutert, welche
drei verschiedene Schaltzustände
des Ansteuerschaltkreises illustrieren.
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3 zeigt
den Fall, daß der
Ansteuertransistor Q4 ausgeschaltet und der High-Side-Leistungstransistor
Q1 eingeschaltet ist; 4 zeigt den Fall, daß der Ansteuertransistor
Q4 eingeschaltet ist und somit der High-Side-Leistungstransistor
Q1 ausgeschaltet ist; und 5 zeigt
den Fall, daß der
Ansteuertransistor Q4 eingeschaltet ist und somit der High-Side-Leistungstransistor
Q1 ausgeschaltet ist, wobei über
den High-Side-Leistungstransistors Q1 jedoch ein Strom in Rückwärtsrichtung
fließt,
beispielsweise im Generatorbetrieb eines angeschlossenen Gleichstrommotors.
In den 3 bis 5 sind jeweils die Lade- bzw.
Entladeströme
zum Laden und Entladen der Gates bzw. Basen der verschiedenen Transistoren
mit gepunkteten Linien dargestellt; der Laststrom, der über den
High-Side-Leistungstransistor Q1 und den Low-Side-Leistungstransistor
Q7 fließt,
ist mit strichpunktierten Linien dargestellt; und Gleichströme, die
von dem Treiber-Schaltkreisteil 48 und dem Bootstrap-Schaltkreisteil 50 in den
Level-Shift-Schaltkreisteil 56 zurückfließen, sind mit gestrichelten
Linien dargestellt.
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Zunächst ist
mit Bezug auf 3 der Einschaltbetrieb des High-Side-Leistungstransistors
Q1 beschrieben. Wie oben erwähnt,
arbeitet der Ansteuerschaltkreis invertierend. Zum Einschalten des High-Side-Leistungstransistors
Q1 wird daher ein Steuersignal mit einem logisch niedrigen Spannungspegel „Low" an den Eingang 54 des
Ansteuerschaltkreises und über
den Widerstand R8 an das Gate des Ansteuertransistors Q4 angelegt.
In diesem Zustand fließt
kein Strom durch den Kleinsignal-Ansteuertransistor Q4, so daß dieser
sperrt und verlustfrei arbeitet. Unter der Voraussetzung, daß der Bootstrap-Kondensator
C1 aufgeladen ist, wird die Gate-Source-Kapazität des High-Side-Leistungstransistors
Q1 über
den ersten Gegentakt-Transistor Q2 im geladenen Zustand gehalten.
Der High-Side-Leistungstransistor Q1 ist somit eingeschaltet, und
das Spannungspotential an dem floatenden Schaltpunkt 42 ist ungefähr gleich
der positiven Versorgungsspannung 40, in der gezeigten
Ausführung z.
B. 320 V Gleichspannung.
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Mit
Bezug auf 4 ist nun das Ausschalten des
High-Side-Leistungstransistors Q1 beschrieben. Wenn der logische
Spannungspegel des Ansteuersignals am Eingang 54 auf einen
hohen Zustand „High" wechselt, z. B.
auf einen Wert von 5 V, beginnt der Ausschaltvorgang. Die Gate-Source-Kapazität des Ansteuertransistors
Q4 wird über
den Widerstand R8 aufgeladen. Der Ansteuertransistsor Q4 wird leitend, und
es fließt
ein Entladestrom aus dem Gate des High-Side-Leistungstransistors
Q1 über
den Widerstand R1, die Emitter-Basis-Diode des zweiten Gegentakt-Transistors
Q3, den Ansteuertransistor Q4 und den Widerstand R3. Der hieraus
resultierende Spannungsabfall an dem Widerstand R3 reduziert die
Gate-Source-Spannung des Ansteuertransistors Q4. Dadurch ist der
Ansteuertransistor Q4 bei konstantem Spannungspegel des Ansteuersignals
während
des Ausgleichsvorgangs durch den Widerstand R3 strom-gegengekoppelt,
wodurch eine konstante Stromsenke gebildet wird. Diese Stromsenke
wird so eingestellt, daß der
Ansteuertransistor Q4 innerhalb eines sicheren Spannungsbereichs
(Safe-Operating Area; SOA) arbeitet und auch die Emitter-Basis-Diode
des zweiten Gegentakt-Transistors Q3 nicht überlastet wird. Während dieses
sehr kurzen Ausschaltvorgangs sind die Verluste des Kleinsignal-Ansteuertransistors
Q4, bedingt durch die anfänglich
hohe Spannung am Gate des High-Side-Leistungstransistors Q1, relativ
hoch. Die Spannung am Gate des High-Side-Leistungstransistors Q1 in Bezug auf
Masse setzt sich zusammen aus der Summe der Spannung an dem floatenden
Schaltpunkt 42 und der aktuellen Gate-Source-Restspannung.
Während
des Ausschaltvorgangs sinkt das Potential an dem floatenden Schaltpunkt 42 auf
annähernd
Massepotential. Der High-Side-Leistungstransistor Q1 ist nun ausgeschaltet.
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Dieser
ausgeschaltete Zustand muß im
stationären
Betrieb möglichst
zuverlässig
gehalten werden. Der Strom durch den Ansteuertransistor Q4 und somit
durch den Widerstand R3 sinkt auf einen niedrigen Wert, weil nur
noch die Hilfsspannung U1 52 als treibende Spannung zur
Verfügung
steht, wenn das Gate des High-Side-Leistungstransistors Q1 vollständig entladen
ist. Proportional zu dem Strom durch den Widerstand R3 verkleinert
sich auch der Spannungsabfall an diesem. Die kleinere Spannung über den
Widerstand R3 verursacht einen steigenden Strom über die Emitter-Basis-Diode
des Hilfstransistors Q5 sowie durch die Zenerdiode D2. Der Hilfstransistor
Q5 wird dadurch leitend und steuert über seinen Basis-Spannungsteiler
R6/R7 den Haltetransistors Q6 an, so daß dieser leitend wird. Bei
leitendem Haltetransistor Q6 ergibt sich durch die Parallelschaltung
der Widerstände
R3 und R4 eine kleinere Stromgegenkopplung, als wenn nur der Widerstand
R3 in dem Strompfad des Ansteuertransistors Q4 liegt. Über der
Drain-Source-Strecke des Ansteuertransistors Q4 liegt daher nur
eine kleine verbleibende Sättigungsspannung
an, so daß die
Verluste an dem Ansteuertransistor Q4 gering sind. Durch die zusätzliche
kleine, negative Hilfsspannung U2 58 kann die Gate-Source-Spannung
des High-Side-Leistungstransistors
Q1 auf einem kleinen Wert gehalten werden.
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In
diesem Zusammenhang sei noch bemerkt, daß der Widerstand R3 eine Doppelfunktion ausführt. Einerseits
dient er als Gegenkopplung für den
Ansteuertransistor Q4, anderseits dient er auch als Sensorwiderstand
zur Einstellung des Basisstroms des Hilfstransistors Q5.
-
Mit
Bezug auf 5 ist der Betriebszustand beschrieben,
in dem die Last, z. B. ein angeschlossener Gleichstrommotor, vorübergehend
Energie zurückspeist.
Dies kann beispielsweise bei einem Gleichstrommotor im Mehrquadrantenbetrieb
geschehen, wenn nach der Kommutierungsstrom aus dem Motor in den
Ansteuerschaltkreis zurückfließt. An dem
Gate des Ansteuertransistors Q4 liegt ein Ansteuersignal mit einem
Spannungspegel „High" an, so daß gemäß dem Betriebszustand
der 4 der High-Side-Leistungstransistor Q1 an und
für sich ausgeschaltet
ist. Wenn jedoch ein Rückwärtsstrom von
der Last zurückgespeist
wird, wird die Inversdiode des High-Side-Leistungstransistors Q1
leitend. Dieser Betriebszustand ist unkritisch, solange der Ansteuertransistor
Q4 sperrt, weil dann kein Strom in den Level-Shift-Schaltkreis 56 zurückgespeist
werden kann.
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Wenn
aber der Ansteuertransistor Q4 durch ein Ansteuersignal mit einem
logischen Spannungspegel „High" eingeschaltet ist,
liegt auch an der Source des High-Side-Leistungstransistors Q1 annähernd die
volle Versorgungsspannung 40 und damit über die Kollektor-Basis-Diode
des zweiten Gegentakt-Transistors Q3 auch am Eingang des Level-Shift-Schaltkreises 56 an.
In diesem Fall kann, wie beim Ausschaltvorgang, die Stromgegenkopplung
aus dem Ansteuertransistor Q4 und dem Widerstand R3 den Strom auf
einen konstanten, unkritischen Wert begrenzen.
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Es
lassen sich somit drei stationäre
Schaltzustände
beschreiben, welche der erfindungsgemäße Ansteuerschaltkreis handhaben
kann:
- 1. Der High-Side-Leistungstransistor
Q1 ist über den
ersten Gegentakt-Transistor Q2 eingeschaltet; alle anderen Transistoren
sind ausgeschaltet; der Strom durch den High-Side-Leistungstransistor Q1 fließt in Vorwärtsrichtung.
Dieser Fall ist in 3 dargestellt.
- 2. Der High-Side-Leistungstransistor Q1 ist über den zweiten Gegentakt-Transistor
Q3 ausgeschaltet; es fließt
keinen Laststrom durch den High-Side-Leistungstransistor Q1; der
Ansteuertransistor Q4 ist eingeschaltet. In diesem Fall erhält der Hilfstransistor
Q5 ausreichend Basisstrom, um den Haltetransistor Q6 einzuschalten;
der Haltetransistor Q6 schaltet den Widerstand R4 parallel zu dem
Widerstand R3. Der Basisstrom an dem Hilfstransistor Q5 ist ausreichend,
weil die Bedingung: UAnsteuersignal +
U2 – I(Q4)·R3 – Ueb(Q5) > Uz(D2),erfüllt ist, wobei UAnsteuersignal die
Spannung am Eingang 54 ist; U2 die negative Hilfsspannung 58 ist; I(Q4)
der durch den Ansteuertransistor Q4 fließende Strom ist; Ueb(Q5) die
Emitter-Basis-Spannung des Hilfstransistors Q5 ist; und Uz(D2) die Durchbruchsspannung der Zenerdiode
D2 ist.
- 3. Der High-Side-Leistungstransistor Q1 ist über den zweiten Gegentakt-Transistor
Q3 ausgeschaltet; der Strom durch den High-Side-Leistungstransistor
Q1 fließt
in Rückwärtsrichtung;
der Ansteuertransistor Q4 arbeitet im Abschnürbereich als Stromsenke, wobei
der Widerstand R4 für
den Ansteuertransistor Q4 als Stromgegenkopplung wirkt und dadurch
der Ansteuertransistor Q4 den Strom begrenzt; und alle anderen Transistoren
sind ausgeschaltet.
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Der
vierte Schaltzustand, in dem der Ansteuertransistor Q4 ausgeschaltet
ist, der High-Side-Leistungstransistor
Q1 eingeschaltet ist und ein Strom in Rückwärtsrichtung durch den High-Side-Leistungstransistor
Q1 fließt,
wird hier nicht im einzelnen behandelt, weil dieser Zustand unkritisch
ist.
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6 zeigt
den Spannungsverlauf in dem erfindungsgemäßen Ansteuerschaltkreis über der
Zeit. Zwischen den Zeitpunkten t0 und t1 sowie t3 und t5 liegt an dem Eingang des Ansteuerschaltkreises
eine positive Eingangsspannung, von z. B. 5 V, an, die einem hohen
logischen Eingangssignal entspricht. Da die Ansteuerschaltung invertierend
arbeitet, sind während
dieser Zeitspannen der High-Side-Halbleiterschalter ausgeschaltet.
Zwischen den Zeitpunkten t1 und t4 sowie ab t5 liegt
in dem Eingang 54 des Ansteuerschaltkreises ein Signal
mit niedrigem Pegel, z. B. 0 V, an, wodurch der High-Side-Halbleiterschalter
Q1 eingeschaltet wird. Die Versorgungsspannung 40 ist in
dem Diagramm bei 320 V durch eine gepunktete Linie dargestellt.
Die Bootstrap-Spannung, welche durch den Bootstrap-Schaltkreisteil 50 erzeugt wird,
ist durch eine strichpunktierte Linie dargestellt; sie liegt z.
B. 10 V über
der Spannung im Schaltpunkt 42. Sämtliche Spannungen sind in
bezug auf Masse dargestellt. 6 zeigt
anschaulich den Beginn des Einschaltvorgangs bei t1 und
den Spannungsverlauf bis zum stationären Einzustand, sowie den Beginn des
Ausschaltvorgangs bei t3 und den Verlauf
der Spannungen bis zum stationären
Auszustand. Im Einzustand des High-Side-Transistors Q1 liegt das Potential
der Ansteuerspannung (= Bootstrap-Spannung) über dem der Versorgungsspannung
(z. B. 320 V), da sich dieses auf dem Potential des Schaltpunktes abstützt. Die
Ansteuerspannung oder Hilfsspannung 52 selbst hat jedoch
nur eine Größe von ungefähr 10 V.
-
7 zeigt
ein Schaltbild einer abgewandelten Ausführung des Gegenkopplungs-Schaltkreisteils 60,
bei der die Gegenkopplungs-Widerstände R3 und R4 nicht parallel,
sondern in Reihe geschaltet sind. Die Arbeitsweise ist jedoch im
wesentlichen genauso wie zuvor mit Bezug auf die 2 bis 5 beschrieben.
In der Ausführung
der 7 ist die zweistufige Stromgegenkopplung wie folgt
konfiguriert: Während
des Ausschaltvorgangs und während des
Rückspeisebetriebs
des High-Side-Leistungstransistors Q1 wirken der erste und der zweite
Gegenkopplungswiderstand R3',
R4' in Serie als
Stromgegenkopplung (Stufe I); und während des stationären Auszustands
wirkt nur der erste Gegenkopplungswiderstand R3' (Stufe II), weil der Haltetransistor
Q6, eingeschaltet durch den Hilfstransistor Q5, leitet. In Stufe
I wird somit eine größere Stromgegenkopplung
durch die Reihenschaltung von R3' und
R4' erzeugt, so
daß der
Ansteuertransistor Q4 den Strom begrenzt und im Abschnürbereich
arbeitet. In Stufe II wird eine kleinere Stromgegenkopplung nur
durch den Gegenkopplungswiderstand R3' erzeugt, so daß der Transistor Q4 vollständig durchschaltet
und somit im ohmschen Bereich arbeitet.
-
Die
Erfindung stellt somit einen Ansteuerschaltkreis für einen
High-Side-Halbleiterschalter zum Schalten einer positiven Versorgungsspannung bereit,
der mit wenigen diskreten Bauteilen aufgebaut ist, geringe Verluste
auch bei bidirektionalem Strom durch den High-Side-Leistungstransistor erzeugt, eine
für Motoranwendungen
ausreichend schnelle Schaltgeschwindigkeit hat und Spannungspegel
in den stationären
Schaltzuständen
zuverlässig
hält. Bei
einer geeigneten Auslegung und Bauteilauswahl kann der erfindungsgemäße Ansteuerschaltkreis deutlich
kostengünstiger
sein als eine entsprechende Schaltung, die mit einem integrierten
Schaltkreis aufgebaut ist.
-
Die
in der Beschreibung, den Ansprüchen und
den Zeichnungen offenbarten Merkmale können sowohl einzeln als auch
in beliebiger Kombination für die
Verwirklichung der Erfindung in ihren verschiedenen Ausführungen
von Bedeutung sein.
-
- 10
- High-Side-Halbleiterschalter
- 12
- Versorgungsspannung
- 14
- floatender
Schaltpunkt
- 16
- Schaltung
zum Bereitstellen einer Ansteuerspannung für High-Side-Halbleiterschalter
- 18
- Treiberstufe
- 20
- Level-Shift-Schaltung
- 22
- Eingangsschaltung
- 24
- Bootstrap-Kondensator
- 26
- Diode
- 28
- Hilfsspannung
- 30
- Transistoren
- 32
- Massepotential
- Q1
- High-Side-Halbleiterschalter; High-Side-Leistungstransistor
- Q2
- erster
Gegentakt-Transistor
- Q3
- zweiter
Gegentakt-Transistor
- Q4
- Ansteuerungs-Halbleiterschalter;
- Q5
- Hilfstransistor
- Q6
- Haltetransistor
- Q7
- Low-Side-Halbleiterschalter;
Low-Side-Leistungstransistor
- C1
- Bootstrap-Kondensator
- D1
- Bootstrap-Diode
- D2
- Zenerdiode
- R1
bis R10
- Widerstände
- R3,
R3'
- erster
Gegenkopplungswiderstand
- R4,
R4'
- zweiter
Gegenkopplungswiderstand
- 40
- positive
Versorgungsspannung
- 42
- floatender
Schaltpunkt
- 44
- Massepotential
- 46
- Eingang
für Ansteuersignal
- 48
- Treiber-Schaltkreisteil
- 50
- Bootstrap-Schaltkreisteil
- 52
- Hilfsspannung
U1
- 54
- Eingang
des Ansteuerschaltkreises
- 56
- Level-Shift-Schaltkreisteil
- 58
- negative
Hilfsspannung U2
- 60
- Gegenkopplungs-Schaltkreisteil