JP2008306731A - 供給電圧のオン／オフを目的とするハイサイド半導体スイッチのスイッチ制御回路 - Google Patents

供給電圧のオン／オフを目的とするハイサイド半導体スイッチのスイッチ制御回路 Download PDF

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Abstract

【課題】低コストで実現できると同時にスイッチング動作中、ハイサイド半導体スイッチの中で逆電流が流れていたとしても電流損失が可能な限り少ない、供給電圧のオン／オフを目的とするハイサイド半導体スイッチのスイッチ制御回路を提供する。
【解決手段】アースに関連付けられた制御信号を駆動部のためのフローティング電圧レベルに変換する目的で配設されたレベルシフト回路が、電流がフィードバックされた制御スイッチによって実現されつつフィードバック回路に連結され、且つ該フィードバック回路が、該ハイサイド半導体スイッチの動作状態に応じて、一方のみ又は両方が該制御スイッチの電流フィードバック機構として動作するよう構成された第1のフィードバック素子及び第2のフィードバック素子を備える供給電圧のオン／オフを目的とするハイサイド半導体スイッチのスイッチ制御回路。
【選択図】図２

Description

本発明は、供給電圧のオン/オフを目的とするハイサイド半導体スイッチのスイッチ制御回路に関する。
ハイサイド半導体スイッチとは、例えば、320Vのような数百ボルトにも及ぶ高い直流供給電圧をオン/オフできるスイッチを指す。そのため、そのようなスイッチは、正の供給電圧と、スイッチング動作の最中はアースポテンシャルから正の供給電圧に近いポテンシャルに及ぶ電圧範囲をブーストするフローティングスイッチ点に接続されている。ハイサイド半導体スイッチは、例えば、電源電圧又はバックコンバータに接続されたモータを駆動するために起用される。そのようなハイサイド半導体スイッチは、通常、例えば、MOSFET（金属酸化物半導体電界効果トランジスタ）及びIGBT（絶縁ゲート双極トランジスタ）といったパワートランジスタとして実現されている。
ハイサイド半導体スイッチのスイッチ制御回路（以下、略してハイサイド半導体スイッチ制御回路と呼ぶこともある）は、例えば、アメリカ合衆国カリフォルニア州に拠点を置くInternational Rectifier Corp.(www.irf.com)発行の“Motor Drive Control IC Designer's Manual“に記載されている。
ウェブサイトはwww.innovatia.com/design_center/。その中の”high-side drivers.htm”を検索されたい。
NチャンネルのハイサイドMOSFETに具備されるスイッチ制御回路の原理を図1に示す。図1は、MOSFET又はIGBTに具備される直結されたハイサイド半導体スイッチ制御回路の態様を示す。
図1に示すハイサイド半導体スイッチ制御回路は、オン/オフすべきハイサイド半導体スイッチ10（図示された態様ではNチャンネルのMOSFETである）を含む。ハイサイド半導体スイッチ10は供給電圧12とフローティングスイッチ点14の間に接続されている。フローティングスイッチ点14は、負荷若しくはローサイドMOSFET（図示せず）を介してアースに接続されてよい。ハイサイド半導体スイッチ10を駆動する目的で4つの機能ブロックが与えられている。
すなわち、ハイサイド半導体スイッチ10の駆動電圧を供給する回路16と、その駆動電圧を基にハイサイド半導体スイッチを駆動（特に、ハイサイド半導体スイッチ（ハイサイドMOSFET）のゲートを充電（チャージ）及び放電（ディスチャージ））するための駆動部18と、アースに関連付けられつつ、例えば、マイクロコントローラである制御論理との接続を確立する入力回路22と、アースに関連付けられた制御信号を上記駆動部のためのフローティング電圧レベルに変換するレベルシフト回路20である。
NチャンネルのMOSFETをスイッチオンして、そのMOSFETをオンの状態に保つには、正の供給電圧12のポテンシャルを上回る電圧のポテンシャルが必要である。ハイサイドMOSFETを確実にスイッチオンするには、ハイサイドMOSFETのゲート電圧をそのドレイン電圧より10から15V高くする必要がある。しかしながら、スイッチは正の供給電圧に隣接していることから、ゲート電圧を多くの場合、当該システムに与えられた最高電圧である正の供給電圧より高くしておかなければならないことになる。それゆえ、従来の技術では、「ブートストラップ」回路が多く起用される。そのようなブートストラップ回路は、基本的には、一方の接続部がフローティングスイッチ点14に接続され、もう一方の接続部がダイオード26を介して補助電圧28に接続されたコンデンサー24から成る。その補助電圧は+10から+15Vの間であることが望ましい。ハイサイド半導体スイッチ10が遮断している間、ブートストラップコンデンサー24は、ダイオード26を介して補助電圧28から再充電される。ブートストラップコンデンサー24に発生した電圧はアースにではなくフローティングスイッチ点14に関連付けられるためフローティング電圧と呼ばれることもある。
更に、ゲート電圧は、通常はアースに関連付けられた論理回路を介して駆動できるようにしなければならない。したがって、その制御信号のレベルは、ハイサイド半導体スイッチのソースレベルにシフト（レベルシフト）する必要がある。その場合、そのソース電圧はフローティングスイッチ点に相応し、殆どの用途では、正と負の供給電圧の間又は正の供給電圧とアースの間で振幅する。
駆動部18は、ハイサイド半導体スイッチ10のゲート容量を可能な限り速やかに充電及び放電する働きを担うことが望ましく、多くの場合、交互にスイッチする2個のトランジスタ30を備えるプッシュプル回路によって実現される。ブートストラップコンデンサー24と同様に、駆動部18もフローティングスイッチ点14に基づいている。
入力回路22は、アースポテンシャル32に関連付けられ、例えば、マイクロコントローラである駆動論理（図示せず）から発信される制御信号を受信する。ハイサイド半導体スイッチ制御回路が、例えば、電子整流式直流モータを駆動させる目的で使用される場合、先の駆動論理が必要とされる整流信号を発生させることができる。また、そのハイサイド半導体スイッチ制御回路がバックコンバータに起用される場合、先述の駆動論理が、例えば、所望のデューティサイクルと、所望のオン期間並びに所望のサイクル継続期間を提供する。それによって、ハイサイド半導体スイッチを規則正しくオン/オフすることで出力電圧を調整する。
レベルシフト回路20は、アースに関連付けられた制御信号を駆動部18のためにフローティング電圧レベルに変換する働きをする。このことを実現するには、従来の技術では、基本的に半導体スイッチ又は電界効果トランジスタによって、電流をアースに向けて流す。この電流は、抵抗を受けて電圧降下が生じ、この状態を駆動部18の駆動に引き当てる。
ハイサイド半導体スイッチ制御回路に取り込まれた電力が総効率を著しく悪化させることがあってはならない。
基本的には、ハイサイド半導体スイッチの制御に当たっては、反転制御と非反転制御が考えられる。反転制御の場合、ハイサイド半導体スイッチは、入力回路22に低圧の論理的電圧レベル“LOW“が印加されるときにオンされている(LOW-ACTIVE)。それに相応して、非反転制御の場合、ハイサイド半導体スイッチ10をオンするには高い論理的電圧レベル“HIGH“が必要とされる（HIGH- ACTIVE）。いろいろな半導体メーカー（例えば、International Rectifier Corp.）から、これまでに述べ、図1に示されているような機能ブロックが集積された集積回路(IC)が提供されている。そのような集積回路(IC)の一例が、International Rectifier Corp.製のIR2110である。但し、この集積回路に組み込まれた個々の機能ブロックは上述した説明と比べて遥かに大掛かりであって、それらのICには、通常、別の機能が追加されている。ハイサイド半導体スイッチ10の駆動電圧を確保するには、使用者は個別部品回路において、少なくてもブートストラップコンデンサー24とダイオード26を補わなければならない。公知の集積回路(IC)は、通常、例えばモータエレクトロニクスに好適に起用できる。欠点は、純粋な個別部品回路と比べて価格が高い点である。
個別部品にて構成されたハイサイド半導体スイッチ制御回路をモータに起用した場合、レベルシフト回路の領域において容認できない問題が生じることが多い。したがって、HIGH -ACTIVEによる制御の場合、ハイサイド半導体スイッチがオンされている間はアースに対して電流を流す必要があるが、供給電圧が高い場合、大きな電流損失を招き、それに伴って構成部品の加熱が引き起こされる。LOW-ACTIVEのスイッチ制御回路では、ハイサイド半導体スイッチがオフの状態にあって、そのハイサイド半導体スイッチが電流をそのハイサイド半導体スイッチに属する反転ダイオードの中を逆の方向に通電させた場合（逆電流）、同様の問題が生じる。これは、モータのアプリケーションにおいて、そのモータが整流された後にジェネレータ駆動の状態で電流を短時間にスイッチ制御回路にフィードバックされるのと同様の状態である。市場に出回っている集積回路では、駆動部に短いパルスによってセット又はクリアできるフリップフロップ回路を直列接続することでこの問題を解決している。このような解決策では、パルスの間だけ電流をアースに向けて流せばよいので、電流損失を低く抑えられる。
本発明の課題は、上述した従来の技術に鑑みて、できるだけ数少ない個別部品によって構成されることで低コストで実現できると同時にスイッチング動作中、ハイサイド半導体スイッチの中を逆電流が流れていたとしても電流損失が可能な限り少ない、供給電圧のオン／オフを目的とするハイサイド半導体スイッチのスイッチ制御回路を提供することである。そのスイッチ制御回路は、好適にはモータに係る用途に起用され、十分なスイッチ速度を必要とし、定常的スイッチ状態においては電圧レベルを確実に保持できることが求められる。
この課題は、請求項1に記載された特徴を備えるスイッチ制御回路によって解決される。本発明の好適な実施態様は従属請求項に記載されている。
本発明によるハイサイド半導体スイッチに具備されるスイッチ制御回路は、何れもがフローティングスイッチ点との関連付けにおいて作動するハイサイド半導体スイッチの駆動電圧を確保するための回路と、制御回路に基づいてそのハイサイド半導体スイッチを駆動するスイッチ駆動回路及びアースに関連付けられた制御信号を受信する入力回路と、その入力回路と駆動回路の間に接続されつつ上記アースに関連付けられた制御信号を先の駆動回路のために、フローティング電圧レベルに変換するレベルシフト回路とを含む。
本発明では、上記レベルシフト回路は、電流をフィードバック（ネガティブフィードバック）させた駆動スイッチによって実現され、電流をフィードバックさせる機構は2ステップ構成となっている。上述した電流フィードバック機構は、第1のフィードバック素子と第2のフィードバック素子によって構成されている。それらの素子は、ハイサイド半導体スイッチの動作状態に応じてフィードバック素子の一方のみ若しくは双方が上記駆動スイッチの電流フィードバック機構として動作するように構成されている。
本発明の第1の実施態様では、ハイサイド半導体スイッチのスイッチオフ動作並びにフィードバックの最中は、第1のフィードバック素子のみが作用し、定常的なオフ状態では、第1と第2のフィードバック素子の並列接続が先の駆動スイッチの電流フィードバック機構として動作する。
本発明の第2の実施態様では、ハイサイド半導体スイッチのスイッチオフ動作並びにフィードバックの最中は、第1と第2のフィードバック素子の直列接続が作用し、定常的なオフ状態では、上記フィードバック素子の一方のみが作用する。このようにして、ハイサイド半導体スイッチの動作状態に応じて、駆動スイッチのために様々な大きさの電流フィードバックを発生させることができる。
フィードバック回路は、好適には、ホールディングトランジスタと、そのホールディングトランジスタを駆動する補助トランジスタを含む。上述した第1のフィードバック素子はホールディングトランジスタと並列に接続され、第2のフィードバック素子はホールディングトランジスタと直列に接続されている。スイッチオフ動作中及びフィードバック中は、ホールディングトランジスタ及び補助トランジスタは導通を遮断するので、比較的大きな電流フィードバックが上記第1のフィードバック素子のみによって発生し、駆動スイッチはカットオフ領域でのみ働くので、電流は制限される（ステップI）。定常的なオフ状態の間、上記ホールディングトランジスタは上記補助トランジスタによってオンされ、上述した第2のフィードバック素子が先の第1のフィードバック素子と並列に接続されて、より小さな電流フィードバックを発生させ、且つ上述した駆動スイッチがオーミック領域で働きつつ完全に導通状態となるよう導通する（ステップII）。既に述べたように、並列接続に代えてフィードバック素子を直列接続するようにしてもよい。
それによって、駆動スイッチの電流フィードバックとして様々な抵抗値を設定して、ハイサイド半導体スイッチの接続及び通電状態に応じて駆動スイッチの電流損失を最小化したり、ハイサイド半導体スイッチのオフ状態を確実に保ったりすることができる。
本発明の好適な実施態様では、第1のフィードバック素子及び第2のフィードバック素子は抵抗である。先述したレベルシフト回路は、好適な実施態様では、ソース回路における電流をフィードバックさせた電界効果トランジスタによって実現される。その場合、電流フィードバック機構は2ステップ構成となっている。これによって、レベルシフト回路がハイサイド半導体スイッチのスイッチ状態に合わせて最適化される。
上述した駆動スイッチは、アースに関連付けられた制御信号を受信し、それに応じて駆動回路を駆動する。その場合、駆動スイッチは駆動回路とレベルシフト回路の間に接続されている。因みに、駆動スイッチは、好適には、FET又はIGBTである。尚、上記スイッチは、スイッチング動作の最中は、実質的に全供給電圧が印加されても差し支えないように構成されている。
本発明の好適な実施態様では、ハイサイド半導体スイッチはNチャンネルのパワートランジスタ、特にNチャンネルのMOSFETである。この場合、駆動トランジスタは、好適には、Nチャンネルの電界効果トランジスタであって、ホールディングトランジスタは、好適には、NPN型双極トランジスタである。
本発明の1つの実施態様では、ローサイド半導体スイッチは、フローティングスイッチ点とアースの間でハイサイド半導体スイッチと直列に接続されている。別の選択肢として、この場所に負荷が接続されてもよい。
駆動回路は、好適な実施態様では、2個のスイッチ、特に2個の相補型双極トランジスタ(NPNとPNP)若しくは2個の相補型電界効果トランジスタ(NチャンネルとPチャンネル)を備えるプッシュプル回路によって形成されている。
先述したハイサイド半導体スイッチの駆動電圧を供給する回路は、従来の技術から知られているように、有効的にはフローティングスイッチ点とダイオードを介した補助電圧との間に接続されたブートストラップコンデンサーを含む。
本発明の好適な実施態様では、スイッチ制御回路は反転的に構成されているので、ハイサイド半導体スイッチは、アースに関連付けられた制御信号がLOWであるときオンする。本発明では、個別部品により構成され、構成部品の構成及び選択如何では集積回路を使用した場合と比べて遥かに低コストとなり得るハイサイド半導体スイッチに具備されるスイッチ制御回路が提供される。本発明の好適な実施態様では、スイッチ制御回路は、数百ボルトの公称供給電圧（例えば、320Vの正の直流電圧）が印加された状態でハイサイドMOSFET又はIGBTによって働く。
本発明は、電子整流式直流電動機であって、整流が行われた後ハイサイド半導体スイッチの中を逆電流が流れることが可能で、その電動機がスイッチ制御回路にエネルギーをフィードバックする電子整流式直流電動機の駆動に好適に利用できる。このような「逆流」が展開されるのは、通常、モータの動作時間の10%以下であるので、通常の「正流」のときと比べてより大きなエネルギー損失が伴うことは許容できるものである。それにもかかわらず、ハイサイド半導体スイッチの中を流れる双方向の電流であったとしても、スイッチ制御回路における電流損失をハイサイド半導体スイッチによってできるだけ低く抑えることは必要である。
本発明の供給電圧のオン／オフを目的とするハイサイド半導体スイッチのスイッチ制御回路によれば、できるだけ数少ない個別部品によって構成されることで低コストで実現できるとともに、スイッチング動作中にハイサイド半導体スイッチの中を逆電流が流れていたとしても電流損失が可能な限り少ないハイサイド半導体スイッチのスイッチ制御回路を提供することである。
次に、本発明の好適な実施態様を図面に基づいて詳しく説明する。
図2は、本発明によるハイサイド半導体スイッチのスイッチ制御回路の回路図を示す。図2に示された回路は、基本的には、図1に示すのと同一の機能ブロックによって構成されている。図示された実施態様では、ハイサイド半導体スイッチの駆動電圧を確保するための回路及び駆動部は従来の技術と同じように構成されている。全ての構成部品を、それらが属する機能ブロックに明確に割り振ることは必ずしも可能ではなく、2つの機能ブロックの境界が1つの構成部品の「間を貫く」といったことはあり得る。特に、アースに関連付けられた制御信号を受信する入力回路とその制御信号をフローティング電圧レベルに変換するレベルシフト回路の境界線をはっきりと引くことは不可能である。
図2に示すスイッチ制御回路の形態は次の構成部品を含む。図示した形態ではMOSFETとして形成されているが、例えば、IGBTであってもよいハイサイドパワートランジスタQ1及びローサイドパワートランジスタQ7と、図示した態様ではNPN-双極トランジスタQ2及びPNP-双極トランジスタQ3として形成された第1のプッシュプルトランジスタQ2及び第2のプッシュプルトランジスタQ3と、図示した態様ではNチャンネルのMOSFETとして形成されているが、例えば、IGBTであってもよい駆動トランジスタQ4と、図示した態様ではPNP-双極トランジスタ及びNPN-双極トランジスタとして形成された補助トランジスタQ5及びホールディングトランジスタQ6と、ブートストラップコンデンサーC1と、ブートストラップダイオードD1と、ツェナーダイオードD2と、一群の抵抗R1からR10と、から構成されている。
ハイサイドパワートランジスタQ1は、図1に示すハイサイドMOSFET 10に相応する。そのハイサイドパワートランジスタは、例えば、320V（直流）である正の供給電圧とフローティングスイッチ点42の間に接続されている。このフローティングスイッチ点42はローサイドパワートランジスタQ7を介してアースポテンシャル44に接続されている。ローサイドパワートランジスタQ7は、抵抗R9の上に位置する入力46からアースに関連付けられた制御信号を受ける。ハイサイドパワートランジスタQ1のゲートは、2個のプッシュプルトランジスタQ2、Q3及び抵抗R1を含む駆動回路48を介して充電及び放電される。
ハイサイドパワートランジスタQ1の駆動電圧は、ブートストラップコンデンサーC1及びブートストラップダイオードD1を含むブートストラップ回路50を介して確保される。そのブートストラップ回路50は、通常は10から15Vの範囲にある補助電圧U1 52に接続されている。それは、正の供給電圧40をその補助電圧U1の分だけ引き上げて、ハイサイドパワートランジスタQ1のために必要とされる十分な高さの駆動電圧を確保するためである。
アースポテンシャルに関連付けられた制御信号は、スイッチ制御回路の入力54に印加される。その制御信号は、マイクロコントローラといった論理回路（図示せず）から与えられる。その制御信号は、例えば、直流モータの整流信号であってよい。その制御信号は、抵抗R8を介して駆動トランジスタQ4のゲートに印加される。その場合、その制御信号は、駆動回路48のためのレベルシフト回路56を介してフローティングスイッチ点42のポテンシャルにブーストされる。
レベルシフト回路56は、実質的にはソース回路において駆動トランジスタQ4及び抵抗R2によって形成され、フィードバック回路60が駆動トランジスタQ4のための2ステップ構成の電流フィードバックを発生させる。その2ステップ構成の電流フィードバックは、実質的にはホールディングトランジスタQ6と、補助トランジスタQ5と、第1のフィードバック抵抗R3と第2のフィードバック抵抗R4によって実現される。補助トランジスタQ5のベースは、ツェナーダイオードD2を介して駆動され、補助トランジスタQ5は、スイッチ状態に応じてホールディングトランジスタQ6のベースを駆動する。抵抗R6及びR7はホールディングトランジスタQ6の駆動電圧を設定する分圧器を形成する。ホールディングトランジスタQ6のスイッチ状態によっては、駆動トランジスタQ4は、抵抗R3を介してのみ負の補助電圧U2 58に接続されているか（ホールディングトランジスタQ6は導通を遮断する）若しくは並列接続された抵抗R3及びR4を介して負の補助電圧U2 58に接続されている（ホールディングトランジスタQ6は導通する）。
このようにしてレベルシフト回路56は、次のように構成された2ステップの電流フィードバックによって働く。すなわち、スイッチオフ動作中及びハイサイドパワートランジスタQ1のフィードバック中は第1のフィードバック抵抗R3のみが電流フィードバック機構として作用し（ステップI）、定常的なオフ状態では、第1のフィードバック抵抗R3及び第2のフィードバック抵抗R4が電流フィードバック機構として作用する（ステップII）。それは、追加的補助トランジスタQ5によってオンされたホールディングトランジスタQ6が導通するからである。ステップIでは、大きな電流フィードバックによって駆動トランジスタQ4が電流を制限しつつカットオフ領域で働く。ステップIIでは、より小さな電流フィードバックによって駆動トランジスタQ4が完全に導通状態となりオーミック領域で働く。
図示したスイッチ制御回路は反転的に働く。これは、スイッチ制御回路の入力54と駆動トランジスタQ4において、約0Vである制御信号「LOW」を印加させたとき、その駆動トランジスタがオフ状態にあって、ハイサイドパワートランジスタQ1がオンされていることを意味している。入力54における制御信号の論理レベルが「HIGH」に切り替わると、スイッチオフ動作が始まる。本発明によるスイッチ制御回路の動作については、3通りのスイッチ制御回路のスイッチ状態を示す図3から図5を参照しながら次に説明する。
図3は、駆動トランジスタQ4がオフされ、ハイサイドパワートランジスタQ1がオンされた例を示す。図4は、駆動トランジスタQ4がオンされ、それに伴ってハイサイドパワートランジスタQ1がオフされた例を示す。また、図5は、駆動トランジスタQ4がオンされ、それに伴ってハイサイドパワートランジスタQ1がオフされているもののハイサイドパワートランジスタQ1を介して逆電流が流れている（例えば、接続された直流モータがジェネレータ駆動された状態である）例を示す。図3から図5では、その都度、ゲート又は各トランジスタのベースを充電及び放電するための充電電流又は放電電流が点線で表わされている。ハイサイドパワートランジスタQ1及びローサイドパワートランジスタQ7を介して流れる負荷電流は一点鎖線で表わされている。また、駆動回路48とブートストラップ回路50からレベルシフト回路56に戻る直流電流は破線で表わされている。
先ず、ハイサイドパワートランジスタQ1のスイッチオンに伴う動作について、図3との関連で説明する。上述したように、スイッチ制御回路は反転的に働く。したがって、ハイサイドパワートランジスタQ1をオンするには、低い論理電圧を有する制御信号「LOW」を上記スイッチ制御回路の入力54から抵抗R8を介して駆動トランジスタQ4のゲートに印加する。この状態では、駆動トランジスタQ4には電流が流れていないので、その駆動トランジスタは導通を遮断し、電流損失を伴わずに働く。ブートストラップコンデンサーC1が充電されていることを前提にハイサイドパワートランジスタQ1のゲート・ソース間容量は第1のプッシュプルトランジスタQ2を介して充電された状態に保たれる。これによって、ハイサイドパワートランジスタQ1はオンされ、フローティングスイッチ点42における電圧のポテンシャルは、正の供給電圧40（図示された態様では、例えば、直流320V）とほぼ同一になる。
図4との関連で、ハイサイドパワートランジスタQ1をオフすることについて説明する。制御信号の論理的電圧レベルが入力54のところで、例えば、5Vといった高い状態「HIGH」に変わるとスイッチオフ動作が始まる。駆動トランジスタQ4のゲート・ソース間容量は抵抗R8を介して充電される。駆動トランジスタQ4は導通するようになり、放電を行う電流が、ハイサイドパワートランジスタQ1のゲートから抵抗R1、第2のプッシュプルトランジスタQ3のエミッタ・ベース間ダイオード、駆動トランジスタQ4及び抵抗R3を経て流れる。このことから生じる抵抗R3における電圧降下によって駆動トランジスタQ4のゲート・ソース間電圧が引き下げられる。それによって、駆動トランジスタQ4は、制御信号の電圧レベルが一定である場合、補償動作中は抵抗R3によって電流がフィードバックする状態にあり、コンスタントな電流の吸い込みがなされる。この電流吸い込み率は、駆動トランジスタQ4が安全動作領域(Safe-Operating Area=SOA)の中で働き、且つ第2のプッシュプルトランジスタQ3のエミッタ・ベース間ダイオードも過負荷されることのないよう設定される。この非常に短いスイッチオフ動作の間、駆動トランジスタQ4における電流損失は、ハイサイドパワートランジスタQ1のゲートにおける電圧に起因して比較的高い。アースとの関連におけるハイサイドパワートランジスタQ１のゲートの電圧は、フローティングスイッチ点42の電圧と実際のゲート・ソース間残留電圧の和である。スイッチオフ動作中は、フローティングスイッチ点42のポテンシャルが、ほぼアースポテンシャルにまで下がる。このハイサイドパワートランジスタQ１はオフされる。
上記オフ状態は、定常的駆動ではできるだけ確実に保持される必要がある。駆動トランジスタQ4及び抵抗R3を経る電流は、ハイサイドパワートランジスタQ１のゲートが完全に放電されたときに駆動電圧としては、補助電圧U1 52が残されているだけなので小さくなる。抵抗R3によって電流が小さくなるのに応じてその抵抗における電圧降下率も小さくなる。抵抗R3を経るより小さな電圧は、補助トランジスタQ5のエミッタ・ベース間ダイオードを経る電流及びツェナーダイオードD2を経る電流を上昇させる原因になる。それによって、補助トランジスタQ5は、導通するようになり、付属するベース分圧器R6/R7によってホールディングトランジスタQ6を駆動させる。それによって、ホールディングトランジスタQ6は導通するようになる。ホールディングトランジスタQ6が導通する場合、抵抗R3及びR4を並列接続することで、電流フィードバックは、抵抗R3のみが駆動トランジスタQ4の電流路に介在する場合と比べて小さくなる。したがって、駆動トランジスタQ4のドレイン・ソース間経路には小さな残留飽和電圧のみが発生するので、駆動トランジスタQ4における電力損失は小さい。追加的な小さな負の補助電圧U2 58により、ハイサイドパワートランジスタQ1のゲート・ソース間電圧を小さい値に保つことができる。
この関連で、抵抗R3が二重の機能を果たすことに留意されたい。抵抗R3は駆動トランジスタQ4のフィードバック機構として機能する一方で補助トランジスタQ5のベース電流を設定するためのセンサー抵抗としても機能する。
図5との関連で、例えば、接続された直流モータである負荷が、一時的にエネルギーをフィードバックする様子を説明する。このようなことは、例えば、マルチ象限駆動の状態にある直流モータにおいて、整流後にそのモータから電流がスイッチ制御回路に逆流した場合に起こり得る。駆動トランジスタQ4のゲートには「HIGH」の電圧レベルを有する制御信号が印加されているので、図4に示された動作状態によれば、ハイサイドパワートランジスタQ1は、基本的にはオフされている。しかしながら、負荷から電流がフィードバックされると、ハイサイドパワートランジスタQ1の反転ダイオードは導通するようになる。この動作状態は、レベルシフト回路56に電流がフィードバックされないように駆動トランジスタQ4が電流を遮断している限り臨界状態ではない。
しかしながら、駆動トランジスタQ4が制御信号によって論理的電圧レベル「HIGH」と連動させられると、ハイサイドパワートランジスタQ1のソースには、供給電圧40のおよそ全範囲が印加され、それに伴ってレベルシフト回路56の入力側にも供給電圧の全範囲が第2のプッシュプルトランジスタQ3のコレクタ・ベース間ダイオードを介して印加される。この場合、スイッチオフ動作と同様に、駆動トランジスタQ4及び抵抗R3からのフィードバックによって、電流をコンスタントに且つ臨界状態にない値に制限することができる。
以上から、本発明によるスイッチ制御回路が処理できる3通りの定常的スイッチ状態を説明できる。
１．ハイサイドパワートランジスタQ1は、第1のプッシュプルトランジスタQ2を介してオンされている。その他のトランジスタは全てオフされている。ハイサイドパワートランジスタQ1を通る電流は順方向に流れている。この例は図3に示されている。
２．ハイサイドパワートランジスタQ1は、第2のプッシュプルトランジスタQ3を介してオフされている。ハイサイドパワートランジスタQ1には負荷電流は流れていない。駆動トランジスタQ4はオンされている。この場合、補助トランジスタQ5は、ホールディングトランジスタQ6をオンするのに十分なベース電流を確保する。ホールディングトランジスタQ6は、抵抗R3と並列に配置された抵抗R4に接続される。下記の条件が満たされているので、補助トランジスタQ5におけるベース電流は十分であると言える。

U(制御信号) ＋U2−I(Q4) * R3−Ueb(Q5) ＞Uz(D2),

ここで、U(制御信号)は入力54における電圧、U2は負の補助電圧58、I(Q4)は駆動トランジスタQ4を流れる電流、Ueb(Q5)は補助トランジスタQ5のエミッタ・ベース間電圧、Uz(D2)はツェナーダイオードD2の降伏電圧を表わす。

３．ハイサイドパワートランジスタQ1は、第2のプッシュプルトランジスタQ3を介してオフされている。ハイサイドパワートランジスタQ1を通る電流は逆方向に流れている。駆動トランジスタQ4は、カットオフ領域では、電流吸い込み機構として働き、その場合、駆動トランジスタQ4の抵抗R4は電流フィードバック機構として機能し、駆動トランジスタQ4は電流を制限する。尚、他の全てのトランジスタはオフされている。
駆動トランジスタQ4がオフされ、ハイサイドパワートランジスタQ1がオンされ、且つハイサイドパワートランジスタQ1の中を電流が逆に流れている第4のスイッチ状態は臨界状態ではないので、ここでは詳しく説明しない。
図6は、本発明のスイッチ制御回路における時間の経過に伴う電圧波形を示す。時刻t0とt1及びt3とt5の間では、スイッチ制御回路の入力に高い論理的入力信号、例えば5V、に相当する入力電圧が印加される。上述したスイッチ制御回路は反転的に働くため、上記した期間ではハイサイド半導体スイッチはオフされている。時刻t1とt4の間及びt4とt5の間では、スイッチ制御回路の入力54に、例えば0Vである低レベルの信号が印加され、それによって、ハイサイドパワートランジスタQ1はオンされる。供給電圧40（図では320V）は点線で示されている。ブートストラップ回路50によって生じるブートストラップ電圧は、一点鎖線で示されている。そのブートストラップ電圧は、スイッチ点42における電圧を、例えば、10V上回る。全ての電圧は、アースに関連付けて表わされている。図6は、時刻t1におけるスイッチオン動作の開始と定常的オン状態に至るまでの電圧波形と、時刻t3におけるスイッチオフ動作の開始と定常的オフ状態に至るまでの電圧波形をわかりやすく示している。ハイサイドパワートランジスタQ1がオン状態にあるとき、駆動電圧のポテンシャル（＝ブートストラップ電圧）は、供給電圧（例えば、320V）を上回る。それは、そのポテンシャルがスイッチ点のポテンシャルを基点とするからである。しかしながら、駆動電圧又は補助電圧52そのものの大きさは、およそ10Vしかない。
図7は、先に述べたフィードバック回路の変形例であって、フィードバック抵抗R3及びR4が並列ではなく直列に接続されたフィードバック回路60を示す。但し、このフィードバック回路の回路動作は、図2から図5との関連で説明したのと同じである。図7に示す態様では、2ステップの電流フィードバックは次のように構成されている。ハイサイドパワートランジスタQ1のスイッチオフ動作中及びフィードバック中は、直列接続された第1及び第2のフィードバック抵抗R3’、R4’は、電流フィードバック機構として働き（ステップI）、定常的なオフ状態では、補助トランジスタQ5によってオンされたホールディングトランジスタQ6が導通することから、第1のフィードバック抵抗R3’のみが働く（ステップII）。このように、ステップIでは、抵抗R3’、R4’が直列接続されていることで、より大きな電流フィードバックが発生するので、駆動トランジスタQ4は電流を制限しつつカットオフ領域で働く。ステップIIでは、より小さな電流フィードバックがフィードバック抵抗R3’のみによって発生するので、駆動トランジスタQ4は完全に導通状態となりオーミック領域で働く。
このようにして、本発明では、数少ない個別部品によって構成され、ハイサイド半導体スイッチの中を逆電流が流れていたとしても電流損失が可能な限り少なく、モータ関連の用途においても十分なスイッチ速度を発揮し、定常的スイッチ状態においても電圧レベルを確実に保つような正の供給電圧のオン／オフを目的とするハイサイド半導体スイッチのスイッチ制御回路が提供される。本発明によるスイッチ制御回路は、その構造や構成部品を適切に選択することで、集積回路を用いて構成された相応のスイッチ制御回路と比べて明らかに低いコストで構成することが可能である。
これまでの説明並びに各請求項と図面によって開示された特徴は、単独であろうと任意の組み合わせであろうと本発明における様々な実施態様の実現に寄与する。
必要な機能ブロックを備えるNチャンネルのハイサイドMOSFET制御機構の基本構成を示す。 本発明の1つの実施態様によるハイサイド半導体スイッチのスイッチ制御回路の回路図である。 図2に示された回路図における第1のスイッチ状態での電流の流れを示す回路図である。 図2に示された回路図における第2のスイッチ状態での電流の流れを示す回路図である。 図2に示された回路図における第3のスイッチ状態での電流の流れを示す回路図である。 本発明のスイッチ制御回路に印加される様々な電圧に係る電圧線図である。 本発明のフィードバック回路の別態様を表わす回路図である。
符号の説明
10 ハイサイド半導体スイッチ
12 供給電圧
14 フローティングスイッチ点
16 ハイサイド半導体スイッチの駆動電圧を供給する回路
18 駆動部
20 レベルシフト回路
22 入力回路
24 ブートストラップコンデンサー
26 ダイオード
28 補助電圧
30 トランジスタ
32 アースポテンシャル
Q1 ハイサイド半導体スイッチ； ハイサイドパワートランジスタ
Q2 第1のプッシュプルトランジスタ
Q3 第2のプッシュプルトランジスタ
Q4 駆動トランジスタ
Q5 補助トランジスタ
Q6 ホールディングトランジスタ
Q7 ローサイドスイッチ； ローサイドパワートランジスタ
C1 ブートストラップコンデンサー
D1 ブートストラップダイオード
D2 ツェナーダイオード
R1-R10 抵抗
R3, R3’ 第1のフィードバック抵抗
R4, R4’ 第2のフィードバック抵抗
40 正の供給電圧
42 フローティングスイッチ点
44 アースポテンシャル
46 制御信号の入力
48 駆動回路
50 ブートストラップ回路
52 補助電圧 U1
54 スイッチ制御回路の入力
56 レベルシフト回路
58 負の補助電圧 U2
60 フィードバック回路

Claims (15)

  1. 正の供給電圧(40)のオン／オフを目的とし、ハイサイド半導体スイッチ(Q1)が該供給電圧とフローティングスイッチ点(42)の間に接続され、
    該ハイサイド半導体スイッチ(Q1)の駆動電圧を確保するための回路(50)と、
    該駆動電圧をベースに該ハイサイド半導体スイッチ(Q1)を駆動するための駆動回路(48)と、
    アースに関連付けられた制御信号を受ける入力回路と、
    該入力回路と該駆動回路(48)の間に接続され、該アースに関連付けられた制御信号を駆動回路(48)のためのフローティング電圧レベルに変換する目的で配設されたレベルシフト回路(56)を備え、
    該駆動電圧を確保するための回路及び該駆動回路(48)が該フローティングスイッチ点(42)と関連付けられつつ働く、ハイサイド半導体スイッチ(Q1)の制御回路であって、
    該レベルシフト回路(56)が、電流がフィードバックされた駆動スイッチ(Q4)によって実現されつつフィードバック回路(60)に連結され、且つ、
    該フィードバック回路(60)が、該ハイサイド半導体スイッチの動作状態に応じて、一方のみ又は両方が該駆動スイッチの電流フィードバック機構として作用するよう構成された第1のフィードバック素子(R3)及び第2のフィードバック素子(R4)を備えることを特徴とするスイッチ制御回路。
  2. 前記フィードバック回路(60)が、ホールディングトランジスタ(Q6)と、第1のフィードバック抵抗(R3)と第2のフィードバック抵抗(R4)を備え、且つ、該フィードバック回路が、前記ハイサイド半導体スイッチ(Q1)のスイッチオフ動作中は前記ホールディングトランジスタ(Q6)が遮断しつつ前記第1と第2のフィードバック抵抗(R3, R4)が比較的大きな電流フィードバックを発生させ、該ハイサイド半導体スイッチ(Q1)の定常的オフ状態では該ホールディングトランジスタ(Q6)がオンされつつ前記第1と第2のフィードバック抵抗(R3, R4)が比較的小さな電流フィードバックを発生させるよう構成されていることを特徴とする請求項1に記載のスイッチ制御回路。
  3. 前記第1のフィードバック抵抗(R3)が前記ホールディングトランジスタ(Q6)と並列接続され、前記第2のフィードバック抵抗(R4)が該ホールディングトランジスタ(Q6)と直列接続されていることを特徴とする請求項2に記載のスイッチ制御回路。
  4. 前記第1と第2のフィードバック抵抗(R3’,R4’)が直列に接続され、前記ホールディングトランジスタ(Q6)が、該第2のフィードバック抵抗(R4’)と並列に接続されていることを特徴とする請求項2に記載のスイッチ制御回路。
  5. 前記フィードバック回路(60)が、前記ホールディングトランジスタ(Q6)を駆動する補助トランジスタ(Q5)を備えることを特徴とする請求項2乃至4のいずれか1項に記載のスイッチ制御回路。
  6. 前記駆動スイッチ(Q4)が、アースに関連付けられた制御信号を受け、それに応じて前記駆動回路(48)を駆動させ、且つ、該駆動スイッチ(Q4)が、該駆動回路(48)と2ステップ構造の前記フィードバック回路(60)の間に接続されていることを特徴とする請求項１乃至５のいずれか1項に記載のスイッチ制御回路。
  7. 前記駆動スイッチ(Q4)が、NチャンネルのMOSFETであることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか1項に記載のスイッチ制御回路。
  8. 前記ハイサイド半導体スイッチ(Q1)が、Nチャンネルのパワートランジスタ、特に、NチャンネルのMOSFETであることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか1項に記載のスイッチ制御回路。
  9. 前記ホールディングトランジスタ(Q6)が、NPN型双極トランジスタであることを特徴とする請求項2乃至8のいずれか1項に記載のスイッチ制御回路。
  10. 前記フローティングスイッチ点(42)と前記アースの間に位置するローサイド半導体スイッチ(Q7)が、前記ハイサイド半導体スイッチ(Q1)と直列に接続されていることを特徴とする請求項１乃至９のいずれか1項に記載のスイッチ制御回路。
  11. 前記駆動回路(48)が、2個のスイッチ(Q2, Q3)を備えるプッシュプル回路を含むことを特徴とする請求項１乃至１０のいずれか1項に記載のスイッチ制御回路。
  12. 前記プッシュプル回路の前記スイッチが、相補的な2個の双極トランジスタ(Q2, Q3)又は相補的な2個の電界効果トランジスタから構成されていることを特徴とする請求項11に記載のスイッチ制御回路。
  13. 前記ハイサイド半導体スイッチ(Q1)の駆動電圧を確保するための回路が、前記フローティングスイッチ点(42)及びダイオード(D1)を介して補助電圧に接続されたブートストラップコンデンサー(C1)を備えることを特徴とする請求項１乃至１２のいずれか1項に記載のスイッチ制御回路。
  14. 前記アースに関連付けられた出力信号が論理的に低いときに前記ハイサイド半導体スイッチ(Q1)がオンされるように、反転的に構成されたことを特徴とする請求項１乃至１３のいずれか1項に記載のスイッチ制御回路。
  15. 前記供給電圧が、正の直流電圧であることを特徴とする請求項１乃至１４のいずれか1項に記載のスイッチ制御回路。
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