JP2009106115A

JP2009106115A - ブートストラップ回路及び該回路を用いる降圧コンバータ

Info

Publication number: JP2009106115A
Application number: JP2007277022A
Authority: JP
Inventors: Masayuki Yamadaya; 政幸山田谷
Original assignee: Fuji Electric Device Technology Co Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2007-10-24
Filing date: 2007-10-24
Publication date: 2009-05-14
Also published as: US20090108908A1

Abstract

【課題】軽負荷・無負荷時にもブートストラップ回路に用いられるコンデンサに十分な充電が可能で、本来の降圧コンバータの性能を阻害することのないブートストラップ回路および該回路を用いる降圧コンバータを提供する。
【解決手段】ＰＷＭ信号１１によりハイサイドのドライバ１２を介してスイッチング素子Q₁（１３）をオン／オフし、スイッチング素子Q₁（１３）のオン期間に同期してスイッチQx（１１２）をオンすることでCB−端子をスイッチング素子Q₁（１３）のソース端子に接続し、スイッチング素子Q₁（１３）のオフ期間に同期してスイッチQy（１１４）をオンすることでCB−端子を接地する構成（コンデンサ充放電経路形成手段）１１０を付加する。これにより、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_B（６）のCB−端子を降圧コンバータ回路から分離・独立させる。
【選択図】図１Ａ

Description

本発明は、ドレインに入力電圧が供給されたNチャネルMOSFETを用いるスイッチング素子のゲートにドライバから電圧を印加してスイッチング制御を行うために前記ドライバの電源電圧を前記入力電圧以上に昇圧するコンデンサを有するブートストラップ回路及び該回路を用いる降圧コンバータに関し、特に軽負荷・無負荷時にもブートストラップ回路に用いられるコンデンサに十分な充電が可能となるようにしたものである。

スイッチング素子にＮチャネルMOSFETを使用する降圧コンバータ（降圧型ＤＣ−ＤＣコンバータ）においては、該スイッチング素子のゲートにハイサイドのドライバから電圧を印加してスイッチング制御を行うために該ドライバの電源電圧を前記スイッチング素子に入力する入力電圧以上に昇圧するコンデンサを有する回路(この回路を一般にブートストラップ回路と称している)が必要である。図３Ａ〜図３Ｃは、従来のブートストラップ回路を備える降圧コンバータの構成及び動作を説明する図である。一般に降圧コンバータは、図３Ａに示すようにＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号１１にしたがってドライバ（Q1 driver）１２を駆動し、スイッチング素子Q₁（１３）のオン期間に入力電圧VCCからインダクタ電流I_LをインダクタンスL_１（１５）に供給することでインダクタンスL_１（１５）にエネルギーを蓄積し、またスイッチング素子Q₁（１３）のオフ期間に接地電位→インダクタンスL_１（１５）→負荷という経路で蓄積されたエネルギーを負荷に放出(以下、この回路を‘降圧コンバータ回路’と称す)して降圧コンバータを実現する。ここでダイオードD₁（１４）（後述の図４Ａでは、オン状態のスイッチQs（２３）またはスイッチQs（２３）を製作する際に半導体プロセスで作成されるPN接合ダイオード２４）は、スイッチング素子Q₁（１３）がオフの期間、インダクタンスL_１（１５）から負荷に流れる電流経路を提供する。またコンデンサ１６は出力電圧を平滑する平滑コンデンサとして機能する。

図３Ａに示すように従来のブートストラップ回路１０は、電源VREG（２）、ダイオードD_B（４）およびコンデンサC_B（６）とから構成され、電源VREG（２）よりダイオードD_B（４）を介して電流I_CBによりブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_B（６）を充電するようにしている。そしてブートストラップ回路１０をハイサイドのスイッチング素子Q₁（１３）を動作させるドライバ（Q1 driver）１２の電源として用い、ＰＷＭ信号１１にしたがってドライバ（Q1 driver）１２を駆動することでスイッチング素子Q₁（１３）をオン／オフ制御して降圧コンバータを実現している。図３Ｂは図３Ａに示す降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ_１がオン期間の動作を説明する図であり、図３Ｃはスイッチング素子Ｑ_１がオフ期間の動作を説明する図である。

いま図３Ｃに示すようにＮチャネルMOSFET Q₁（１３）がオフの場合には、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_B（６）には電源VREG（２）よりダイオードD_B（４）を介して電流I_CBにより充電が行われる。一方、図３Ｂに示すようにＮチャネルMOSFET Q₁（１３）がオンの場合には、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_B（６）の両端電圧（VREG−VFB） (但し、VFBはダイオードD_B（４）の順方向電圧)が入力電圧VCCに加算された（VREG−VFB＋VCC）という電圧でハイサイドのドライバ（Q1 driver）１２が駆動され、ＮチャネルMOSFET Q₁（１３）をスイッチング制御する。このブートストラップ回路は図４Ａ〜図４Ｃに示す従来の同期整流方式の降圧コンバータまたは図５Ａ〜図５Ｃに示す従来のダイオード整流方式の降圧コンバータにおいても同じ原理で動作可能である。

図３Ａまたは図４Ａに示す回路でブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_B（６）を充電する場合、まず図３ＡのD₁（１４）または図４ＡのQs（２３）もしくはPN接合ダイオード２４が導通してCB−端子の電位をGNDレベル(厳密に言うと、GNDレベルからD₁（１４）、PN接合ダイオード２４またはQs（２３）の電圧ドロップ分だけシフトした電圧)に固定しておく必要がある。さらに、無負荷時または軽負荷時においては負荷電流Ioが減少することで、図３Ｃのスイッチング素子Q₁（１３）のオフ期間にダイオードD₁（１４）が導通しても、充電電流I_CBが十分に確保できなくなる。すなわち、充電電流I_CBはインダクタ電流I_Lの一部であり（I_CB＜I_L）、インダクタ電流I_Lの平均値と負荷電流Ioの平均値は等しいから、負荷電流Ioが小さいと充電電流I_CBを大きくすることができなくなる。また、インダクタ電流I_LがゼロになるとCB−端子の電位をGNDレベルに維持できなくなるので、コンデンサC_B（６）を充電することができなくなる。これにより、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_B（６）を十分に充電できず、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_B（６）の充電電圧が降下し、最終的にスイッチング素子Q₁（１３）を駆動できなくなることがある。そこで、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_B（６）の充電不足を回避する回路も併せて必要になっている。

図４Ａ〜図４Ｃは、従来のブートストラップ回路を備える同期整流型降圧コンバータの構成及び動作を説明する図である。図４Ａは従来のブートストラップ回路を備える同期整流型降圧コンバータの構成を示す図であり、図４Ｂは図４Ａに示す同期整流型降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ_１がオン期間の動作を説明する図であり、図４Ｃはスイッチング素子Ｑ_１がオフ期間の動作を説明する図である。図４Ａ〜図４Ｃは、それぞれ図３Ａ〜図３Ｃに相当する図であり、スイッチQs（２３）とダイオードD₁（１４）の部分以外の構成・動作は同じである。

図４Ａ〜図４Ｃの同期整流型降圧コンバータでは、無負荷時または軽負荷時、スイッチング素子Q₁（１３）のオフ期間にインダクタ電流I_Lが逆流すると効率悪化を招くため、インダクタ電流I_Lが逆流するのを検知して同期整流側のスイッチQs（２３）を遮断することが必要である。しかしこのような遮断機能を入れた場合、負荷電流Ioが微小であると、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_B（６）を充電する電流はスイッチング素子Q₁（１３）がオフかつ同期整流側のスイッチQs（２３）がオンしている期間のインダクタ電流I_Lで制限されてしまい、図３Ｃの場合と同様にブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_B（６）を充電できなくなってしまう。そこでブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_B（６）を充電できる程度の期間だけ、図４Ｃに示すようにインダクタ電流I_Lを意図的に逆流させるようにスイッチQs（２３）を制御することが一般に行われている。この種の従来例としては例えば下記特許文献１に示される回路が知られている。すなわち、特許文献１の第４図，第５図に示されているように、ローサイドのトランジスタが逆電流を許容してブートストラップ回路のコンデンサ７６を充電する時間を確保している。

図５Ａ〜図５Ｃは、従来のブートストラップ回路を備える別のダイオード整流型降圧コンバータの構成及び動作を説明する図である。図５Ａは、従来のブートストラップ回路を備える別のダイオード整流型降圧コンバータの構成を示す図であり、図５Ｂは図５Ａに示すダイオード整流型降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ_１がオン期間の動作を説明する図であり、図５Ｃはスイッチング素子Ｑ_１がオフ期間の動作を説明する図である。図５Ａ〜図５Ｃは、それぞれ図３Ａ〜図３Ｃに相当する図であり、スイッチQ_B（３３）およびそのドライバ（Q_B driver）３２以外の構成・動作は同じである。図４Ａ〜図４Ｃの同期整流型と異なり、図５Ａ〜図５Ｃのダイオード整流型降圧コンバータの場合には、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_B（６）のCB−端子は、充電時の電流経路を確保するためにCB−端子を接地側に接続するスイッチQ_B（３３）およびそのドライバ（Q_B driver）３２を追加している。これにより、図４Ａ〜図４Ｃの同期整流型と同様な原理で、図５Ｃに示すようにスイッチング素子Q₁（１３）がオフ期間にスイッチQ_B（３３）をオンす
ることでインダクタ電流I_Lが無くてもブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_B（６）の充電が可能であるようにしている。この種の従来例として例えば下記特許文献２に示される回路が知られている。すなわち、特許文献２の第６図に示されているスイッチQsが図５Ａ〜図５ＣのスイッチQ_Bに相当し、図５Ａ〜図５ＣのスイッチQ_Bと同様に、スイッチング素子Qがオフ期間にスイッチQsをオンすることでインダクタ電流が無くてもブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_Bの充電が可能であるようにしている。

また従来、下記特許文献３に示されるようなブートストラップ回路を備える降圧コンバータが知られている。すなわち、特許文献３に示されるブートストラップ回路を備える降圧コンバータにおいては、軽負荷になると、スイッチング周波数を落としてブートストラップ回路に用いられるコンデンサの充電時間を確保するようにしている。
米国特許第６７４７４４１号明細書(FIG.４，FIG.５) 米国特許第６７９８２６９号明細書(FIG.６) 特開平１０−５６７７６号公報

上述した特許文献１及び２を含めて従来の降圧コンバータにおける軽負荷時または無負荷時においてはブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_Bを充電するために、スイッチング素子Q₁がオフ期間に、同期整流型ではスイッチQsを、ダイオード整流型ではスイッチQ_Bをオンする制御を行っている。この場合、スイッチング素子Q₁のソース側電位を変化させる、すなわちインダクタの電流を変化させることとなり、降圧コンバータ自身の電流経路に影響を与えてしまうため、ブートストラップ回路がない本来の降圧コンバータに比べ、電源効率の悪化や出力リップルの増大などの副作用が現れてしまい、本来の降圧コンバータの性能が阻害されてしまうという課題があった。

また、上述した特許文献３に示す降圧コンバータにおける軽負荷時の制御では、コンデンサを充電している時間と充電できないでいる時間の比は変わらないため平均充電電圧は低いままである。軽負荷時には充電時間をある程度長くするので、一瞬駆動能力を確保することができるが、一方で充電できない時間（すなわち放電期間）も長くなるためじきに充電電圧が下がり、駆動能力が不足する時間も周波数が落ちるにしたがい長くなってしまうという課題があった。

そこで本発明は、軽負荷・無負荷時にもブートストラップ回路に用いられるコンデンサに十分な充電が可能で、本来の降圧コンバータの性能を阻害することのないブートストラップ回路および該回路を用いる降圧コンバータを提供することを目的とする。

本発明のブートストラップ回路は、ドレインに入力電圧が供給されたNチャネルMOSFETを用いるスイッチング素子のゲートにドライバから電圧を印加してスイッチング制御を行うために、前記ドライバの電源電圧を前記入力電圧以上に昇圧するコンデンサを有するブートストラップ回路において、前記スイッチング素子のオフに同期して前記コンデンサを充電し、前記スイッチング素子のオンに同期して前記コンデンサを放電して前記ドライバに電源電圧として印加する充放電経路を降圧コンバータ回路と独立して形成するコンデンサ充放電経路形成手段を備えるものである。

本発明のブートストラップ回路は、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_BのCB−端子をコンデンサ充放電経路形成手段を介して降圧コンバータ回路に接続し、これによりブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_Bを充電する電流経路を独立させてい
る。そのため、コンデンサC_Bの充電時の降圧コンバータ回路への影響、すなわち電源効率の悪化や出力リップルの増大などの副作用の発生を回避することができる。また軽負荷時や無負荷時などの負荷状態に関係なく、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_Bを常に安定して充電することができる。

また本発明のブートストラップ回路を備える降圧コンバータは、コンデンサ充放電経路形成手段を有するブートストラップ回路を備え、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_BのCB−端子をコンデンサ充放電経路形成手段を介して降圧コンバータ回路に接続し、これによりブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_Bを充電する電流経路を独立させている。そのため、コンデンサC_Bの充電時の降圧コンバータ回路への影響、すなわち電源効率の悪化や出力リップルの増大などの副作用の発生を回避できることから降圧コンバータ回路の安定動作や電源効率の向上を見込むことができる。また軽負荷時や無負荷時などの負荷状態に関係なく、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_Bを常に安定して充電することができる。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照しながら説明する。
本発明の実施形態に係るブートストラップ回路は、図１Ａまたは図２Ａに示すブートストラップ回路１００において、図４Ａまたは図５Ａに示す従来のブートストラップ回路１０の構成要素である、電源VREG（２）、ダイオードD_B（４）およびブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_B（６）の構成に加え、さらに、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_B（６）のCB−端子をＰチャネルMOSFET Qx（１１２）及びNチャネルMOSFET Qy（１１４）のドレインに接続し、ＰチャネルMOSFET Qx（１１２）のゲートを当該スイッチQxを駆動するQx driver（１１１）の出力側に接続し、ＰチャネルMOSFET Qx（１１２）のソースをスイッチング素子Q₁（１３）のソース端子に接続し、一方、NチャネルMOSFET Qy（１１４）のゲートを当該スイッチQyを駆動するQy driver（１１３）の出力側に接続し、NチャネルMOSFET Qy（１１３）のソースを接地する構成にしている。

そしてＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号１１にしたがうスイッチング素子Q₁（１３）のオン期間に同期してスイッチQx（１１２）をオンすることでCB−端子をスイッチング素子Q₁（１３）のソース端子に接続し、スイッチング素子Q₁（１３）のオフ期間に同期してスイッチQy（１１４）をオンすることでCB−端子を接地する構成（コンデンサ充放電経路形成手段）１１０を付加してブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_B（６）のCB−端子を降圧コンバータ回路から分離・独立させるようにしたものである。ここで降圧コンバータ回路とは、上述したようにＰＷＭ信号１１によりハイサイドのドライバ（Q1
driver）１２を介してスイッチング素子Q₁（１３）を駆動し、スイッチング素子Q₁（１３）のオン期間に入力電圧VCCからインダクタ電流I_LをインダクタンスL_１（１５）に供給することでインダクタンスL_１（１５）にエネルギーを蓄積し、またスイッチング素子Q₁（１３）のオフ期間に接地電位→インダクタンスL_１（１５）→負荷という経路で蓄積されたエネルギーを負荷および／またはコンデンサ１６に放出する回路を指している。

なお、スイッチＱｓ（２３）はローサイドのドライバ（Qs driver）２２を介してＰＷＭ信号１１の反転で駆動され、スイッチング素子Q₁（１３）とスイッチＱｓ（２３）は相補的にオン／オフして、両者が同時にオンすることがないようにされている。また、ローサイドのドライバ（Qs driver）２２は、図示しない保護回路がインダクタ電流I_Lの逆流を検知すると、スイッチＱｓ（２３）をオフするよう機能する。

このように本発明の実施形態に係るブートストラップ回路では、コンデンサ充放電経路形成手段を設け、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_BのCB−端子をこのコンデンサ充放電経路形成手段を介して降圧コンバータ回路に接続することにより、ブートス
トラップ回路に用いられるコンデンサC_BのCB−端子を降圧コンバータ回路から分離・独立させている。ブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_Bを充電する電流経路を独立させているため、降圧コンバータ回路への影響、すなわち電源効率の悪化や出力リップルの増大などの副作用の発生を回避することができる。また軽負荷時や無負荷時などの負荷状態に関係なく、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_Bを常に安定して充電することができる。
［実施例１］
図１Ａ〜図１Ｃは、本発明の実施形態に係るブートストラップ回路を備える降圧コンバータの第１の実施例を示す図であり、第１の実施例は同期整流型降圧コンバータに適用したものである。図１Ａは本発明の実施形態に係るブートストラップ回路を備える降圧コンバータの第１の実施例の構成を示す図であり、図１Ｂは図１Ａに示す第１の実施例の降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ_１がオン期間の動作を説明する図であり、図１Ｃはスイッチング素子Ｑ_１がオフ期間の動作を説明する図である。第１の実施例は、上記した本発明の実施形態に係るブートストラップ回路１００を備えていることはもちろんである。そして図４Ａ〜図４Ｃに示す従来の同期整流型降圧コンバータと同様に、図１Ａ〜図１Ｃの同期整流型降圧コンバータにおいてもＰＷＭ信号１１によりドライバ（Q1 driver）１２を介してスイッチング素子Q₁（１３）を駆動し、スイッチング素子Q₁（１３）のオン期間に入力電圧VCCからインダクタ電流I_LをインダクタンスL_１（１５）に供給することでインダクタンスL_１（１５）にエネルギーを蓄積し、またスイッチング素子Q₁（１３）のオフ期間にインダクタンスL_１（１５）に蓄積されたエネルギーを負荷および／またはコンデンサ１６に放出して降圧コンバータを実現する。ここでオン状態のスイッチQs（２３）またはスイッチQs（２３）を製作する際に半導体プロセスで作成されるPN接合ダイオード２４は、スイッチング素子Q₁（１３）がオフの期間、インダクタンスL_１（１５）から負荷に流れる向きの電流の経路を提供し、またコンデンサ１６は出力電圧を平滑する平滑コンデンサとして機能する。

ＰＷＭ信号１１にしたがう上述のスイッチング素子Q₁（１３）のオフ期間では、ブートストラップ回路１００は、図１Ｃに示すように、Qy driver（１１３）を介してＰＷＭ信号１１の反転でスイッチQy（１１４）を駆動することにより、スイッチング素子Q₁（１３）のオフ期間に同期してスイッチQy（１１４）をオンし、CB−端子を接地する。これにより、電源VREG（２）よりダイオードD_B（４）、コンデンサC_B（６）およびスイッチQy（１１４）という経路で電流I_CBによりブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_B（６）を充電することができる。

また、スイッチング素子Q₁（１３）のオン期間では、図１Ｂに示すように、Qx driver（１１１）を介してＰＷＭ信号１１によりスイッチQx（１１２）を駆動することにより、スイッチング素子Q₁（１３）のオン期間に同期してスイッチQx（１１２）をオンすることでCB−端子をスイッチング素子Q₁（１３）のソース端子に接続する。これにより、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_B（６）に充電された電圧と入力電圧VCCが加算された電圧でハイサイドのドライバ（Q1 driver）１２およびスイッチング素子Q₁（１３）のゲート端子を駆動してスイッチング素子Q₁（１３）をオンすることができる。スイッチング素子Q₁（１３）をオンすることにより、入力電圧VCCからインダクタ電流I_LをインダクタンスL_１（１５）に供給して、インダクタンスL_１（１５）にエネルギーを蓄積することができる。

なお、スイッチQx（１１２）とQy（１１４）は相補的にオン／オフし、両者が同時にオンすることがないようにされている。
このように本発明の実施形態に係るブートストラップ回路を備える降圧コンバータの第１の実施例ではコンデンサ充放電経路形成手段を有するブートストラップ回路を備え、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_BのCB−端子を上記コンデンサ充放電経路形
成手段を介して降圧コンバータ回路に接続させることにより、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_Bを充電する電流経路を独立させている。このため、降圧コンバータ回路への影響、すなわち電源効率の悪化や出力リップルの増大などの副作用の発生を回避できることから、降圧コンバータ回路の安定動作や電源効率の向上を見込むことができる。また軽負荷時や無負荷時などの負荷状態に関係なく、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_Bを常に安定して充電することができる。
［実施例２］
図２Ａ〜図２Ｃは、本発明の実施形態に係るブートストラップ回路を備える降圧コンバータの第２の実施例を示す図であり、第２の実施例はダイオード整流型降圧コンバータに適用したものである。図２Ａは本発明の実施形態に係るブートストラップ回路を備える降圧コンバータの第２の実施例の構成を示す図であり、図２Ｂは図２Ａに示す第２の実施例の降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ_１がオン期間の動作を説明する図であり、図２Ｃはスイッチング素子Ｑ_１がオフ期間の動作を説明する図である。第２の実施例は、上記した本発明の実施形態に係るブートストラップ回路１００を備えていることはもちろんである。そして図３Ａ〜図３Ｃもしくは図５Ａ〜図５Ｃに示す従来のダイオード整流型降圧コンバータと同様に、図２Ａ〜図２Ｃのダイオード整流型降圧コンバータにおいても、ＰＷＭ信号１１によりドライバ（Q1 driver）１２を介してスイッチング素子Q₁（１３）を駆動し、スイッチング素子Q₁（１３）のオン期間に入力電圧VCCからインダクタ電流I_LをインダクタンスL_１（１５）に供給することでインダクタンスL_１（１５）にエネルギーを蓄積し、またスイッチング素子Q₁（１３）のオフ期間にインダクタンスL_１（１５）に蓄積されたエネルギーを負荷および／またはコンデンサ１６に放出して降圧コンバータを実現する。ここでダイオードD₁（１４）は、スイッチング素子Q₁（１３）がオフの期間、インダクタンスL_１（１５）から負荷に流れる向きの電流の経路を提供し、またコンデンサ１６は出力電圧を平滑する平滑コンデンサとして機能する。

ＰＷＭ信号１１にしたがう上述のスイッチング素子Q₁（１３）のオフ期間では、ブートストラップ回路１００は、図２Ｃに示すように、Qx driver（１１１）を介してＰＷＭ信号１１の反転でスイッチQx（１１２）を駆動することにより、スイッチング素子Q₁（１３）のオフ期間に同期してスイッチQy（１１４）をオンすることでCB−端子を接地する。これにより、電源VREG（２）よりダイオードD_B（４）、コンデンサC_B（６）およびスイッチQy（１１４）という経路で電流I_CBによりブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_B（６）を充電することができる。

また、スイッチング素子Q₁（１３）のオン期間では、図２Ｂに示すように、Qx driver（１１１）を介してＰＷＭ信号１１によりスイッチQx（１１２）を駆動することにより、スイッチング素子Q₁（１３）のオン期間に同期してスイッチQx（１１２）をオンすることでCB−端子をスイッチング素子Q₁（１３）のソース端子に接続する。これにより、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_B（６）に充電された電圧と入力電圧VCCが加算された電圧でハイサイドのドライバ（Q1 driver）１２およびスイッチング素子Q₁（１３）のゲート端子を駆動してスイッチング素子Q₁（１３）をオンすることができる。スイッチング素子Q₁（１３）をオンすることにより、入力電圧VCCからインダクタ電流I_LをインダクタンスL_１（１５）に供給してインダクタンスL_１（１５）にエネルギーを蓄積することができる。また、スイッチQx（１１２）とQy（１１４）は相補的にオン／オフし、両者が同時にオンすることがないようにされている。

このように本発明の実施形態に係るブートストラップ回路を備える降圧コンバータの第２の実施例ではコンデンサ充放電経路形成手段を有するブートストラップ回路を備え、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_BのCB−端子を上記コンデンサ充放電経路形成手段を介して降圧コンバータ回路に接続させることにより、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_Bを充電する電流経路を独立させている。このため、降圧コンバータ
回路への影響、すなわち電源効率の悪化や出力リップルの増大などの副作用の発生を回避できることから、降圧コンバータ回路の安定動作や電源効率の向上を見込むことができる。また軽負荷時や無負荷時などの負荷状態に関係なく、ブートストラップ回路に用いられるコンデンサC_Bを常に安定して充電することができる。

本発明の実施形態に係るブートストラップ回路を備える降圧コンバータの第１の実施例の構成を示す図である。図１Ａに示す第１の実施例の降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ_１がオン期間の動作を説明する図である。図１Ａに示す第１の実施例の降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ_１がオフ期間の動作を説明する図である。本発明の実施形態に係るブートストラップ回路を備える降圧コンバータの第２の実施例の構成を示す図である。図２Ａに示す第２の実施例の降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ_１がオン期間の動作を説明する図である。図２Ａに示す第２の実施例の降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ_１がオフ期間の動作を説明する図である。従来のブートストラップ回路を備える降圧コンバータの一般的構成を示す図である。図３Ａに示す降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ_１がオン期間の動作を説明する図である。図３Ａに示す降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ_１がオフ期間の動作を説明する図である。従来のブートストラップ回路を備える同期整流型降圧コンバータの構成を示す図である。図４Ａに示す同期整流型降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ_１がオン期間の動作を説明する図である。図４Ａに示す同期整流型降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ_１がオフ期間の動作を説明する図である。従来のブートストラップ回路を備えるダイオード整流型降圧コンバータの構成を示す図である。図５Ａに示すダイオード整流型降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ_１がオン期間の動作を説明する図である。図５Ａに示すダイオード整流型降圧コンバータでスイッチング素子Ｑ_１がオフ期間の動作を説明する図である。

符号の説明

２電源電圧VREG
４ダイオード(D_B)
６コンデンサ(C_B)
10、100 ブートストラップ回路
11 PWM信号
12 ドライバ(Q₁driver)
13 ＮチャネルMOSFET(Q_１)
14 ダイオード(D_１)
15 インダクタンス (L_１)
16 平滑コンデンサ
22 Q_S driver
23 スイッチ(Q_S)
24 PN接合ダイオード
32 Q_B driver
33 スイッチ(Q_B)
110 コンデンサ充放電経路形成手段
111 Qx driver
112 スイッチ(Qx)
113 Qy driver
114 スイッチ(Qy)

Claims

ドレインに入力電圧が供給されたNチャネルMOSFETを用いるスイッチング素子のゲートにドライバから電圧を印加してスイッチング制御を行うために、前記ドライバの電源電圧を前記入力電圧以上に昇圧するコンデンサを有するブートストラップ回路において、
前記スイッチング素子のオフに同期して前記コンデンサを充電し、前記スイッチング素子のオンに同期して前記コンデンサを放電して前記ドライバに電源電圧として印加する充放電経路を降圧コンバータ回路と独立して形成するコンデンサ充放電経路形成手段を備えていることを特徴とするブートストラップ回路。
前記コンデンサ充放電経路形成手段は、
前記スイッチング素子のオフに同期して前記コンデンサの充電経路を形成するために前記コンデンサのアース側端子をアースに接続する第１のスイッチと、
前記スイッチング素子のオンに同期して前記コンデンサの放電経路を形成するために前記コンデンサのアース側端子を前記スイッチング素子のソース端子に接続する第２のスイッチと、
を備えることを特徴とする請求項１記載のブートストラップ回路。
前記第１のスイッチにＮチャネルMOSFETを使用し、前記第２のスイッチにＰチャネルMOSFETを使用し、前記ＮチャネルMOSFETのドレインおよび前記ＰチャネルMOSFETのドレインを前記コンデンサのアース側端子に接続したことを特徴とする請求項２記載のブートストラップ回路。
請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のブートストラップ回路を、ハイサイドにNチャネルMOSFETを用いるスイッチング素子を駆動するドライバの電源に使用したことを特徴とする降圧コンバータ。
請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のブートストラップ回路を、ハイサイドにNチャネルMOSFETを用いるスイッチング素子を駆動するドライバの電源に使用し、同期整流方式の降圧コンバータを構成したことを特徴とする同期整流型降圧コンバータ。
請求項１ないし請求項３のいずれかに記載のブートストラップ回路を、ハイサイドにNチャネルMOSFETを用いるスイッチング素子を駆動するドライバの電源に使用し、ダイオード整流方式の降圧コンバータを構成したことを特徴とするダイオード整流型降圧コンバータ。