DE102004063536B4

DE102004063536B4 - Umrichterschaltung

Info

Publication number: DE102004063536B4
Application number: DE102004063536A
Authority: DE
Inventors: Takahiro Urakabe; Takamasa Asai
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2004-12-30
Filing date: 2004-12-30
Publication date: 2013-11-21
Anticipated expiration: 2024-12-31
Also published as: DE102004063536A1

Abstract

Umrichterschaltung, umfassend: einen oder mehrere Hauptschalter (SwH, SwL) mit jeweils einem Hauptschalter-Steueranschluss und ersten und zweiten Hauptanschlüssen, durch welche der Hauptstrom fließt; eine Treiberschaltung (11, 12) zum Schalten des jeweiligen Hauptschalters (SwH, SwL) durch Anlegen einer Treiberspannung an dessen Steueranschluss, wodurch der Hauptstrom im Hauptschalter (SwH, SwL) in Abhängigkeit von der Steuerspannung zwischen dem Steueranschluss und dem ersten Hauptanschluss gesteuert wird; wobei der oder die Hauptschalter (SwH, SwL) am ersten Hauptanschluss mit einer Lastinduktivität verbunden sind; und eine Rückflussdiode (DH, DL) in Durchlassrichtung zwischen den jeweiligen ersten und zweiten Hauptanschluss geschaltet ist; und wobei der Hauptschalter (SwH, SwL) eine Hauptschalter-Schwellenwert-Steuerspannung aufweist und der Hauptschalter (SwH, SwL) eingeschaltet wird, wenn die am Steueranschluss anliegende Steuerspannung größer als die Hauptschalter-Schwellenwert-Steuerspannung ist; und eine zwischen dem jeweiligen Hauptschalter (SwH, SwL) und der jeweiligen Treiberschaltung (11, 12) angeordnete Rausch-Unterdrückungsschaltung (13, 14), welche ...

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Umrichterschaltung mit einem oder mehreren Hauptschaltungsschaltern, einer Treiberschaltung zum Schalten des jeweiligen Hauptschaltungsschalters und einer Rausch-Unterdrückungsschaltung.
Aus der EP 0 703 664 B1 ist eine Umrichterschaltung bekannt mit einem zwischen einer Spannungsquelle und einem Bezugspotential liegenden, von einer Treiberschaltung gesteuerten Hauptschalter und mit einem Hilfsschalter, der zwischen dem Steueranschluss des Hauptschalters und dem Bezugspotential liegt. Zwischen dem mit der Spannungsquelle verbundenen Hauptanschluss des Hauptschalters und dem Steueranschluss des Hilfsschalters liegt ein Kondensator, wobei zwischen dem Steueranschluss des Hauptschalters und dem am Bezugspotential liegenden Anschluss eine parasitäre Kapazität vorhanden ist. Mittels eines Schalters der Treiberschaltung wird der Hauptschalter zu dessen Schutz über seinen Steueranschluss abgeschaltet, wenn nach dessen Abschaltung eine transiente Spannung dv/dt auftritt.
Ferner ist es aus der japanischen Druckschrift JP 2003-023 768 A eine Umrichterschaltung bekannt, bei welcher Rauschen, das durch Schaltvorgänge bedingt wird, unterdrückt werden kann. In einem hochpotentialseitigen Zweig und einem niederpotentialseitigen Zweig, die jeweils einen Halbleiterschalter und eine Treiberschaltung zum Antreiben des Halbleiterschalters einschließen, ist eine Rausch-Unterdrückungsschaltung zwischen dem Halbleiterschalter und der Treiberschaltung vorgesehen. Hierzu wird beispielsweise 1 dieser Druckschrift verwiesen. Die Rausch-Unterdrückungsschaltung ist beispielsweise serienverbunden zwischen dem Gate-Anschluss und dem Emitter-Anschluss eines Halbleiterschalters IGBT (Bipolartransistor mit isoliertem Gate). Sie umfasst Dioden D101 und D102, welche die Treibergleichspannung von der Treiberschaltung anlegen; eine ersten Satz von Widerständen R103 und R104, welche die Treibergleichspannung aufteilen; einen ersten Schalter SW101, dessen Leitungszustand durch die geteilte Treibergleichspannung gesteuert wird; einen zweiten Satz von Widerständen R101 und R102, die serienverbunden sind zwischen einer Energiequelle und dem Emitter-Anschluss des Halbleiterschalters (IGBT) und die Spannung der Energieversorgungsquelle Vcc gemäß dem Schaltzustand des ersten Schalters SW101 aufteilen; und einen zweiten Schalter SW102, dessen Leistungszustand von der geteilten Energiequellenspannung gesteuert wird.
Bei dieser bekannten Umrichterschaltung entsteht ein Problem dahingehend, dass, während der erste Schalter SW101 in der Rausch-Unterdrückungsschaltung EIN geschaltet ist, die positiven und negativen Spannungen der Energiequelle Vcc zum Treiben des Gates über den Widerstand R101 in dem zweiten Satz von Widerständen derart verbunden sind, dass Strom fließt und dann Energieverlust im Widerstand R101 auftritt unter Erzeugung von Wärme.
Zudem, wenn der Wert des Widerstandes R101 im zweiten Satz von Widerständen auf einen großen Wert eingestellt wäre, um die in dem Widerstand R101 im zweiten Satz von Widerständen erzeugte Wärme zu reduzieren, würde die Schaltzeit des zweiten Schalters SW102 verlängert werden.
Ferner gibt es ein weiteres Problem dahingehend, dass wenn die Umrichterschaltung als eine orthogonal Transformationsschaltung vom Typ der Pulsbreitenmodulation (PWM) betrieben würde, beispielsweise die Gesamtausschaltdauer (Totzeit) der Halbleiterschalter in dem hochpotentialseitigen und niederpotentialseitigen Halbleiterschalter um die Schaltdauer des zweiten Schaltkreis SW102 verlängert werden müsste, was den Spannungsnutzfaktor (den Wert der Wechselspannung) für diese Dauer reduziert.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Umrichterschaltung bereitzustellen, in welcher die Wärmeerzeugung von Komponenten in der Rausch-Unterdrückungsschaltung reduziert werden kann und keine zusätzliche Zeit für das Antreiben der Rausch-Unterdrückungsschaltung erforderlich ist. Die Rausch-Unterdrückung soll wirksam sein, wenn der Hauptschalter bei Stromrückfluss abgeschaltet wird.
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Clausert: Grundgebiete der Elektrotechnik 2. Oldenbourg, 1990. S. 118, 124 bis 127 beschreiben allgemein Gruppenschaltungen aus R, L und C Elementen.
Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe mit einer Umrichterschaltung gemäß dem Patentanspruch 1 gelöst.
Weiterbildungen der Erfindung ergeben sich aus den Unteransprüchen.
Bevorzugte Ausführungsformen der Erfindung werden im Folgenden anhand der beigefügten Zeichnungen näher erläutert.
In den Zeichnungen zeigen:
1 ein Schaltbild einer Umrichterschaltung gemäß Ausführungsform 1 der Erfindung;
2 ein Schaltbild mit Erläuterungen bei einem Betrieb, bei dem ein Hauptschaltungsschalter AUS-geschaltet wird, relevant für Ausführungsform 1 der Erfindung;
3 ein Signalform-Diagramm zum Erläutern des Betriebs, wenn der Hauptschaltungsschalter AUS-geschaltet wird, relevant für Ausführungsform 1 der Erfindung;
4 ein Schaltbild mit Erläuterungen des Betriebs, wenn der Hauptschaltungsschalter AUS-geschaltet wird, relevant für Ausführungsform 1 der Erfindung;
5 ein Signalform-Diagramm des Betriebs, wenn der Hauptschaltungsschalter AUS-geschaltet wird, relevant für Ausführungsform 1 der Erfindung;
6 ein Signalform-Diagramm des Betriebs, wenn der Hauptschaltungsschalter AUS-geschaltet wird, relevant für Ausführungsform 1 der Erfindung;
7 ein Schaltbild einer Rausch-Unterdrückungsschaltung, relevant für Ausführungsform 1 der Erfindung;
8 ein Schaltbild einer anderen Rausch-Unterdrückungsschaltung, relevant für Ausführungsform 1 der Erfindung;
9 ein Diagramm eines Beispiels eines Betriebsbereichs in Kombination mit einem Kapazitätswert C eines ersten Kondensators Cs1H und des Widerstandswertes R eines ersten Widerstandes Rs1H, relevant für Ausführungsform 1 der Erfindung;
10 ein Schaltbild einer Rausch-Unterdrückungsschaltung, relevant für Ausführungsform 2 der Erfindung;
11 ein Schaltungsdiagramm eines Betriebsbereichs für die Rausch-Unterdrückungsschaltung, relevant für Ausführungsform 2 der Erfindung;
12 ein Schaltungsdiagramm einer Rausch-Unterdrückungsschaltung, relevant für Ausführungsform 3 der Erfindung.
Die vorgenannten Ausführungsformen werden im Folgenden beschrieben.
Ausführungsform 1
Nachstehend wird Ausführungsform 1 der Erfindung unter Bezugnahme auf Zeichnungen beschrieben.
1 ist ein Schaltungsdiagramm zum Zeigen einer Umrichterschaltung in Übereinstimmung mit Ausführungsform 1 der Erfindung. In 1 ist die Umrichterschaltung aufgebaut mit einem hochpotentialseitigen Zweig und einem niederpotentialseitigen Zweig. Der hochpotentialseitige Zweig schließt einen Hauptschaltungsschalter SwH ein, der aus einem Leistungs-MOSFET (Metalloxidhalbleiterfeldeffekttransistor) besteht, einer Treiberschaltung 11 und einer Rausch-Unterdrückungsschaltung 13. Der niederpotentialseitige Zweig schließt einen anderen Hauptschaltungsschalter SwL ein, der aus einem Leistungs-MOSFET besteht, eine weitere Treiberschaltung 12 und eine weitere Rausch-Unterdrückungsschaltung 14. Jeder der Hauptschaltungsschalter SwH und SwL schließt einen Steueranschluss (Gate) und einen ersten Hauptanschluss (Source) und einen zweiten Hauptanschluss (Drain) ein, durch welche der Hauptstrom fließt. Die Treiberschaltungen 11 und 12 legen jeweils die Treiberspannung an die Steueranschlüsse der Hauptschaltungsschalter SwH bzw. SwL an und steuern die Hauptströme, die jeweils durch die Hauptschaltungsschalter SwH bzw. SwL fließen in Übereinstimmung mit den Spannungen zwischen den jeweiligen Steueranschlüssen und den jeweiligen ersten Hauptanschlüssen, um die Hauptschaltungsschalter zu schalten. Die Rausch-Unterdrückungsschaltung 13 ist zwischen dem Hauptschaltungsschalter SwH und der Treiberschaltung 11 angeordnet und die Rausch-Unterdrückungsschaltung 14 ist zwischen dem Hauptschaltungsschalter SwL und der Treiberschaltung 12 angeordnet.
Darüber hinaus sind ein Gatewiderstand RgH und eine Diode DgH zum Antreiben des Gates zwischen der Treiberschaltung 11 und dem Steueranschluss (Gate) des Hauptschaltungsschalters SwH verbunden und ein anderer Gatewiderstand RgL und eine weitere Diode DgL zum Antreiben des Gates sind zwischen der Treiberschaltung 12 und dem Steueranschluss (Gate) des Hauptschaltungsschalters SwL verbunden.
Zudem ist die Umrichterschaltung gemäß der vorliegenden Erfindung mit einer induktiven Last zu verbinden; eine Rückflussdiode DH ist an dem Hauptschaltungsschalter SwH verbunden und eine andere Rückflussdiode DL ist an dem Hauptschaltungsschalter SwL verbunden. Hier bedeutet ”Rückfluss”, dass der Strom von dem ersten Hauptanschluss zum zweiten Hauptanschluss fließt.
Die Hauptschaltungsschalter SwH und SwL sind in Serie verbunden. Der Verbindungspunkt des Source-Anschlusses des Hauptschaltungsschalters SwH und des Drain-Anschlusses des Hauptschaltungsschalters SwL ist der Ausgangspunkt, welcher an eine induktive Last angeschlossen ist. Der Hauptschaltungsschalter SwH und der Hauptschaltungsschalter SwL führen Schaltvorgänge aus, um die Spannung VDC oder die Spannung GND an den Ausgangspunkt zu legen.
Die hochpotentialseitige Rausch-Unterdrückungsschaltung 13 schließt einen ersten Kondensator Cs1H mit niedriger Impedanz für Hochfrequenzen ein, einen ersten Widerstand Rs1H und einen ersten Halbleiterschalter Sw1H, bestehend aus einem MOSFET. Der erste Kondensator Cs1H und der erste Widerstand Rs1H sind in Serie verbunden. Die aus dem ersten Kondensator Cs1H und dem ersten Widerstand Rs1H bestehende serienverbundene Einheit ist zwischen den beiden Hauptanschlüssen (dem Source-Anschluss und dem Drain-Anschluss) des Hauptschaltungsschalters SwH verbunden. Der Steueranschluss (Gate) des ersten Hauptschaltungsschalters Sw1H ist an dem Verbindungspunkt des ersten Kondensators Cs1H und des ersten Widerstandes Rs1H angeschlossen. Zudem ist ein Hauptanschluss (Drain-Anschluss) der beiden Hauptanschlüsse (Source-Anschluss und Drain-Anschluss) des ersten Halbleiterschalters Sw1H an den Steueranschluss (Gate) des Hauptschaltungsschalters SwH angeschlossen und ist an die hochpotentialseitige Treiberschaltung 11 über den Gatewiderstand RgH und die Diode DgH angeschlossen. Der andere Hauptanschluss (Source-Anschluss) des ersten Halbleiterschalters Sw1H ist an einen der Hauptanschlüsse (den ersten Hauptanschluss: Source-Anschluss) des Hauptschaltungsschalters SwH verbunden.
Die niederpotentialseitige Rausch-Unterdrückungsschaltung 14 hat einen Aufbau ähnlich dem der hochpotentialseitigen Rausch-Unterdrückungsschaltung 13 und schließt einen Kondensator, einen Widerstand und einen Halbleiterschalter ein.
Ein Merkmal der Umrichterschaltung gemäß der Erfindung liegt im Erfassen von Hochfrequenzspannungsschwankungen – eine Rauschquelle beim Schalten – der Spannung zwischen den beiden Hauptanschlüssen (dem Drain-Anschluss und Source-Anschluss) des Hauptschaltungsschalters, und dem nahezu auf null Bringen der Impedanz über den Steueranschluss des Hauptschaltungsschalters und den ersten Hauptanschluss (Source-Anschluss) des Hauptschaltungsschalters in Übereinstimmung mit der Amplitude und der Frequenz der erfassten Spannungsschwankungen zum Unterdrücken von Rauschen. In der vorliegenden Ausführungsform erfassen der erste Kondensator und der erste Widerstand, die in Serie verbunden sind, Schwankungen in der Spannung zwischen den beiden Hauptanschlüssen des Hauptschaltungsschalters. Der erste Widerstand teilt die Spannungsschwankungen und setzt den ersten Halbleiterschalter in Betrieb abhängig von der geteilten Spannung. Speziell, wenn die Amplitude der Spannungsschwankungen groß ist, arbeitet die Umrichterschaltung, um die Impedanz über den Gate- und den Source-Anschluss des Hauptschaltungsschalters näherungsweise auf null zu bringen. Zudem sind die Werte des ersten Kondensators und des ersten Widerstandes so festgelegt, dass der erste Halbleiterschalter nicht durch Niederfrequenzspannungsrauschen in Betrieb gesetzt werden kann.
Vor dem spezifischen Beschreiben des Betriebs wird ein Phänomen, das auf auftritt, wenn der Hauptschaltungsschalter AUS-geschaltet wird, mit dem hochpotentialseitigen Hauptschaltungsschalter als Beispiel beschrieben. Für eine an eine induktive Last angeschlossene Umrichterschaltung hat der Abschaltbetrieb zwei typische Modi, in welchen die parallel zu dem Hauptschaltungsschalter verbundene Rückflussdiode DH sich im Rückflusszustand befindet, und in welchem der Strom von dem Drain-Anschluss zu dem Source-Anschluss des Hauptschaltungsschalters selbst fließt. Der Ausschaltbetrieb, wenn die parallel verbundene Rückflussdiode DH sich in einem Rückflusszustand befindet, wird beschrieben. 2 zeigt den Aufbau für eine Phase einer Umrichterschaltung ohne Rausch-Unterdrückungsschaltung 13 oder 14, und 3 zeigt Signalformen von Spannungen und Strömen in der Schaltung. VgsH und VdsH geben die Gate-Spannung und bzw. die Drain-Spannung des hochpotentialseitigen Hauptschaltungsschalters SwH an. VgsL und VdsL geben jeweils die Gate-Source-Spannung und die Drain-Source-Spannung des niederpotentialseitigen Hauptschaltungsschalters SwL an. IH gibt die Summe von Strömen an, die durch den Schalter SwH und die Diode DH fließen. IL gibt den Strom an, der durch den Schalter SwL fließt.
In 3 gibt ein Zeitabschnitt T1 einen Zeitabschnitt an, in dem der Strom durch die Diode DH und den Hauptschaltungsschalter SwH in der in 2 dargestellten Richtung fließt. Der Strom fließt aufgrund der induktiven Last über einen in einer anderen Phase des Umrichters enthaltenen Schalter. In einem Zeitabschnitt T2 wird VgsH zu einer NIEDRIGEN Spannung (Low) und der Hauptschaltungsschalter SwH wird ausgeschaltet, während der Strom fortgesetzt durch die Rückflussdiode und eine parasitäre Diode im Hauptschaltungsschalter SwH fließt. In einem Zeitabschnitt T3 kommt VgsL auf eine HOHE Spannung (High) und der niederpotentialseitige Hauptschaltungsschalter SwL schaltet vom AUS-Zustand in den EIN-Zustand. Der Strom, der durch die induktive Last fließt, wechselt vom Hauptschaltungsschalter SwH zum Hauptschaltungsschalter SwL. Wie in 3 dargestellt, wird der Strom IH null und der Strom IL nimmt zu. Wenn der Strom IH abgeschaltet ist, wird ein parasitärer Kondensator zwischen dem Drain-Anschluss und dem Source-Anschluss des Hauptschaltungsschalters SwH, der in einem Nullspannungszustand gewesen ist, über eine parasitäre Leitungs-Induktanz (um einige zehn Nano-Henri) durch die Gleichstromquelle aufgeladen, deren Spannung VDC ist. Zu diesem Zeitpunkt ist die Widerstandskomponente der Leitung so gering, dass eine Schwingung von einigen zehn Megahertz (A in 3) in der Spannung zwischen dem Drain-Anschluss und Source-Anschluss erzeugt wird (Zeitabschnitt T4).
Die Hochfrequenzspannungsschwingung lässt die Spannung zwischen dem Gate-Anschluss und dem Source-Anschluss sowie über den parasitären Kondensator zwischen dem Drain-Anschluss und dem Gate-Anschluss des Hauptschaltungsschalters SwH schwanken. (B in 3). Zu diesem Zeitpunkt ist das Gate des Hauptschaltungsschalters SwH in der Treiberschaltung 11 mit dem Source-Anschluss des Hauptschaltungsschalters SwH über den Gatewiderstand RgH verbunden und wenn die Impedanz für Hochfrequenzen dieser geschlossenen Schleife extrem niedrig ist, können die Schwankungen in der Spannung zwischen dem Gate- und dem Source-Anschlusses des Hauptschaltungsschalters SwH unterdrückt werden. Jedoch, weil zum Verhindern einer später beschriebenen Abschalt-Überspannung der Gatewiderstand von einigen zehn Ohm erforderlich ist und die oben beschriebene die geschlossene Schleife bildende Leitungsinduktanz einige hundert Nano-Henri ist, kommt unvermeidlich eine Schwankung in der Spannung zwischen dem Gate-Anschluss und dem Source-Anschluss auf. Wenn die Spannung zwischen dem Gate- und dem Source-Anschluss schwankt und die Schwellwertspannung des Gates des Hauptschaltungsschalters SwH übersteigt, wird der Hauptschaltungsschalters SwH in fehlerhafter Weise eingeschaltet. Folglich, weil sich der niederpotentialseitige Hauptschaltungsschalter SwL im EIN-Zustand befindet, fließt ein Kurzschlussstrom und der Schalter erzeugt Wärme. Wenn die Temperatur des Schalters die Nenntemperatur übersteigt, kann der Schalter zerstört werden.
Als nächstes wird der Ausschaltbetrieb in einem Fall, in dem der Schalter selbst sich im EIN-Zustand befindet und der Strom von Drain zu Source fließt, beschrieben. 4 zeigt den Aufbau für eine Phase der Umrichterschaltung ohne Rausch-Unterdrückungsschaltungen 13 oder 14 und 5 zeigt Signalformen von Spannungen und Strömen in der Schaltung.
In 5 zeigt ein Zeitabschnitt T1 einen Zeitsabschnitt an, in welchem der Strom durch den Hauptschaltungsschalter SwH in der in 4 gezeigten Richtung fließt. In diesem Zeitabschnitt fließt der Strom von der Energiequelle zur induktiven Last. In einem Zeitabschnitt T2 wird die Ausgangsspannung der hochpotentialseitigen Treiberschaltung 11 zu einer NIEDRIGEN Spannung (Low) und die im Gatekondensator des Hauptschaltungsschalters SwH akkumulierte elektrische Ladung wird langsam durch den Gatewiderstand RgH abgezogen (C in 5). Die Spannung zwischen dem Drain-Anschluss und Source-Anschluss des Hauptschaltungsschalters SwH nimmt langsam zu (D in 5). Der Strom IH nimmt ab und der Strom IL beginnt zum selben Zeitpunkt zuzunehmen. Der Strom IL fließt zu diesem Zeitpunkt in der Rückflussdiode DL und in der parasitären Diode des Hauptschaltungsschalters SwL. Wenn der Strom IL zu fließen beginnt, erreicht die Spannung zwischen dem Drain- und Source-Anschluss des Hauptschaltungsschalters SwL näherungsweise Null Volt. In dem Zeitabschnitt T2, weil der Hauptschaltungsschalter SwH die in der parasitären Leitungsinduktanz geladene Energie empfängt, wird eine Überspannung (D1 in 5) zwischen Drain und Source erzeugt. Die Gatespannung des Hauptschaltungsschalters SwH nimmt langsam ab, um die Überspannungsenergie die im leitenden Widerstand des Hauptschaltungsschalters SwH zu verbrauchen und die Überspannung auf einen niedrigen Pegel zu unterdrücken, um einen Hochspannungsdurchbruch der Komponente zu vermeiden. In einem Zeitabschnitt T3 ist die Spannung zwischen Drain und Source des Hauptschaltungsschalters SwH zur Spannung der Energiequelle geworden und das Schalten des Stroms von IH zu IL ist abgeschlossen worden. In einem Zeitabschnitt T4 wird die Spannung zwischen Gate und Source des niederpotentialseitigen Hauptschaltungsschalters SwL zu hoher Spannung und der Strom IL fließt nicht nur in der Rückflussdiode DL und in der parasitären Diode in dem Hauptschaltungsschalter SwL sondern auch in dem Hauptschaltungsschalter SwL selbst.
Als nächstes wird der Betrieb der in 1 dargestellten Ausführungsform 1, in der die Rausch-Unterdrückungsschaltungen 13 und 14 vorliegen, beschrieben. In der Ausführungsform ist es ein Ziel, das Rauschen zu reduzieren (B in 3), das in der Spannung zwischen Gate und Source in dem AUS-Schaltbetrieb erzeugt wird während die oben beschriebene Rückflussdiode DH sich in einem Rückflusszustand befindet. 6 zeigt Schwingungsformen der Spannungen und Ströme in der Umrichterschaltung gemäß Ausführungsform 1 der Erfindung. In der Figur zeigt VRsH die Spannung an, die über den ersten Widerstand Rs1H in der Rausch-Unterdrückungsschaltung 13 erzeugt wird. Die anderen Bezugszeichen sind die selben wie in 3 und 5.
Der Betrieb während der Zeitabschnitte T1 bis T3 ist der selbe wie in 3. In einem Zeitabschnitt T4, wenn das Schalten des Stroms abgeschlossen worden ist, werden Hochfrequenzspannungsschwankungen (A in 6) in der Spannung zwischen Drain und Source des hochpotentialseitigen Hauptschaltungsschalters SwH erzeugt, wie oben beschrieben. Die Hochfrequenzspannungsschwankungen werden auch in der Gatespannung des ersten Halbleiterschalters Sw1H über den ersten Kondensator Cs1H erzeugt. Die in dem Gate des Halbleiterschalters Sw1H erzeugte Spannung ist identisch der über den ersten Widerstand Rs1H erzeugten Spannung VRsH und wird durch das Impedanzverhältnis einer parallelverbundenen Einheit bestimmt, die aus dem Gate-Kondensator des ersten Halbleiterschalters Sw1H und dem ersten Widerstand Rs1H besteht, und dem ersten Kondensator Cs1H. Der erste Halbleiterschalter Sw1H wiederholt Ein- und Aus-Betriebsvorgänge in Übereinstimmung mit der Spannung (= VRsH), die in dem Gate des ersten Halbleiterschalters Sw1H erzeugt wird. Spezieller, wie in 6 gezeigt, wenn VRsH den Schwellwert der Gatespannung des ersten Halbleiterschalters Sw1H übersteigt, wird der erste Halbleiterschalter Sw1H zu dem Zeitpunkt eingeschaltet, wenn die Gatespannung des Hauptschaltungsschalters SwH eine Überspannung zeigt, wodurch eine Überspannung der Gatespannung des Hauptschaltungsschalters SwH unterdrückt werden kann (B' in 6).
Demgemäß wird in dem AUS-Schaltbetrieb wenn die Rückflussdiode DH sich im Rückflusszustand befindet, der Hauptschaltungsschalter SwH niemals fehlerhaft eingeschaltet und kein Kurzschlussstrom wird erzeugt, wodurch Schaltkomponenten immun werden gegenüber Wärmeerzeugung und Durchbruch.
In der Beschreibung dieser Ausführungsform der Erfindung ist das Phänomen beschrieben worden, das während des AUS-Schaltbetriebs des hochpotentialseitigen Hauptschaltungsschalters SwH auftritt. Jedoch ist offensichtlich, dass das Phänomen während des AUS-Schaltbetriebs des niederpotentialseitigen Hauptschaltungsschalters SwL das selbe ist wie auf der Hochpotentialseite. Demgemäß kann das Vorsehen der Rausch-Unterdrückungsschaltung 14 mit einem ähnlichen Aufbau eine Wärmeerzeugung von Komponenten reduzieren und kann eine hochzuverlässige Umrichterschaltung realisieren.
In der vorliegenden Ausführungsform wird der Schalter in der Rausch-Unterdrückungsschaltung in Übereinstimmung mit der Schwankung betrieben, die in der Spannung zwischen Drain und Source erzeugt wird. Abhängig von der Amplitude der Spannungsschwankungen kann die Spannung die Durchbruchspannung des Gates des Schalters übersteigen und der Schalter in der Rausch-Unterdrückungsschaltung (interner Schalter) und der interne Schalter können durchbrechen. In einem solchen Fall kann eine Zener-Diode TDsH zwischen dem Gate-Anschluss und dem Source-Anschluss des internen Schalters verbunden werden, wie in 7 dargestellt. Alternativ, wie in 8 dargestellt, kann ein zweiter Widerstand Rs2H serienverbunden sein zwischen dem ersten Kondensator Cs1H und dem ersten Widerstand Rs1H, so dass die zwischen Drain und Source des Hauptschaltungsschalters SwH erzeugte Spannung durch den ersten Kondensator Cs1H, den zweiten Widerstand Rs2H und den ersten Widerstand Rs1H geteilt wird und die Spannung über den ersten Widerstand Rs1H kann an das Gate des ersten Schalters Sw1H angelegt werden.
Bemerkenswerte Punkte in der vorliegenden Ausführungsform werden beschrieben. In der vorliegenden Ausführungsform muss die Rausch-Unterdrückungsschaltung während des Ausschaltbetriebs betrieben werden, wenn die Rückflussdiode sich in einem Rückflusszustand befindet und die Rausch-Unterdrückungsschaltung braucht nicht betrieben zu werden während des Ausschaltbetriebs, wenn der Strom von Drain zu Source des Hauptschaltungsschalters selbst fließt. Der Grund ist, dass wenn die Rausch-Unterdrückungsschaltung 13 arbeitet während die Gatespannung geringfügig abnimmt durch den Gatewiderstand RgH während des Ausschaltbetriebs, und der erste Halbleiterschalter Sw1H eingeschaltet wird, die Gatespannung rapide abfällt und die Überspannungsenergie, die in dem Hauptschaltungsschalter SwH verbraucht werden würde, einen Weg verlieren würde, rasch den parasitären Kondensator im Hauptschaltungsschalter SwH zu laden, und die Spannung zwischen Drain und Source würde über ihre Durchbruchspannung ansteigen.
Daher wird in der vorliegenden Ausführungsform der Unterschied der Gradienten steigender Flanken der Drain-Sourcespannung (Frequenzkomponente) zwischen den beiden Arten von Ausschaltbetrieb verwendet zum Steuern des Betreibens/Nicht-Betreibens der Rausch-Unterdrückungsschaltung. Speziell wird die Tatsache, dass der Gradient der Spannung während des Ausschaltbetriebs vom Rückflusszustand steil ist (hohe Frequenz), wie durch A in 3 und 6 angedeutet, und der Gradient der Spannung während des Ausschaltbetriebs, wenn der Hauptschaltungsschalter selbst leitend ist, graduell ist (Niederfrequenz), wie durch D in 5 angedeutet, verwendet zum Steuern des Betriebs/Nicht-Betriebs der Rausch-Unterdrückungsschaltung. Um noch präziser zu sein, durch Anpassen des Kapazitätswertes des ersten Kondensators Cs1H und des Widerstandswertes des ersten Widerstandes Rs1H können Betriebsbereiche erlangt werden, in welchen die Rausch-Unterdrückungsschaltung arbeitet, wenn der Gradient der Spannung steil ist (in dem Falle hoher Frequenzen), und die Rausch-Unterdrückungsschaltung arbeitet nicht (erster Halbleiterschalter ist immer AUS), wenn der Gradient der Spannung graduell ist (in dem Fall niedriger Frequenzen). Ein Beispiel des Betriebsbereichs in Kombination mit dem Kapazitätswert C des ersten Kondensators Cs1H und des Widerstandswertes R des ersten Widerstandes Rs1H unter einer bestimmten Schaltungsbedingung ist in 9 dargestellt. In der vorliegenden Ausführungsform wird der Widerstandswert des ersten Widerstandes Rs1H auf 50 W eingestellt und der Kapazitätswert des ersten Kondensators Cs1H wird auf 470 pF eingestellt.
Weil die Gate-Treiberschaltung in der Umrichterschaltung gemäß der Ausführungsform wie oben beschrieben aufgebaut ist, ist keine zusätzliche Zeit zum Aktivieren der Rausch-Unterdrückungsschaltung erforderlich und der Energieverlust kann minimiert werden.
Zusätzlich, obwohl die Umrichterschaltung, die mit einer induktiven Last verbunden ist, in der oben beschriebenen Ausführungsform beschrieben worden ist, können durch Vorsehen einer Umrichterschaltung, die mit einer ohmschen Last oder einer kapazitiven Last mit einer Rausch-Unterdrückungsschaltung verbunden ist, wie oben beschrieben, Schwankungen in der Spannung des Gates des Hauptschaltungsschalters beim Schaltbetrieb unterdrückt werden; wodurch Kurzschluss im Hauptschaltungsschalter verhindert werden kann. Energieverlust in dem Komponenten kann minimiert werden.
Darüber hinaus, obwohl in der oben beschriebenen Ausführungsform die Rausch-Unterdrückungsschaltungen 13 und 14 für die Umrichterschaltung vorgesehen sind, die einen hochpotentialseitigen Zweig und einen niederpotentialseitigen Zweig einschließt, kann durch Vorsehen einer Umrichterschaltung mit nur einem Hauptschaltungsschalter mit einer Rausch-Unterdrückungsschaltung der Konfiguration ähnlich der Umrichterschaltung in 1 ein Kurzschluss im Hauptschaltungsschalter verhindert werden und Energieverlust in den Komponenten kann minimiert werden. Zudem, obwohl in der vorliegenden Ausführungsform ein Leistungs-MOSFET als Hauptschaltungsschalter verwendet worden ist, ist es offensichtlich, dass andere Leistungshalbleitereinrichtungen wie z. B. ein IGBT die selbe Wirkung haben.
Darüber hinaus, obwohl ein MOSFET in der vorliegenden Ausführungsform als ein erster Halbleiterschalter in der Rausch-Unterdrückungsschaltung verwendet worden ist, ist es offensichtlich, dass andere Halbleitereinrichtungen wie z. B. ein Bipolartransistor die selbe Wirkung haben.
Auch, obwohl in der vorliegenden Ausführungsform der Aufbau, in dem eine Rückflussdiode mit dem Hauptschaltungsschalter verbunden ist, beschrieben worden ist, ist es offensichtlich, dass ein Aufbau unter Verwendung nur der parasitären Diode in dem Hauptschaltungsschalter ohne eine Rückflussdiode die selbe Wirkung hat.
Ausführungsform 2
In der oben beschriebenen Ausführungsform 1 sind der Widerstandswert des ersten Widerstandes Rs1H und der Kapazitätswert des ersten Kondensators Cs1H abgestimmt worden, um den Betriebsbereich zu halten. In der vorliegenden Ausführungsform 2 wird der Aufbau beschrieben, der den Betriebsbereich ausdehnen kann. Der Aufbau einer Rausch-Unterdrückungsschaltung gemäß Ausführungsform 2 ist in 10 beschrieben. Obwohl in 10 nur eine hochpotentialseitige Rausch-Unterdrückungsschaltung 13 dargestellt ist, hat eine niederpotentialseitige Rausch-Unterdrückungsschaltung 14 die selbe Konfiguration. Ein Induktor LsH ist in der Rausch-Unterdrückungsschaltung 13 der vorliegenden Ausführungsform parallel zu dem ersten Widerstand Rs1H verbunden. Hinzufügen eines Induktors kann den Betriebsbereich ausdehnen. 11 zeigt den Effekt.
In 11 sind unter der Bedingung, dass der Widerstandswert R des ersten Widerstandes Rs1H auf 100 W eingestellt ist und der Kapazitätswert C der ersten Kapazität Cs1H auf 1 nF eingestellt ist, über den ersten Widerstand Rs1H im Fall, in dem der Wert L des Induktors LsH 10 μH ist und in dem der Induktor offen ist, relative Spannungen in Bezug auf die Frequenz der Schwankung in der Spannung zwischen Drain und Source des Hauptschaltungsschalters dargestellt. 11 zeigt, dass Hinzufügen eines Induktors den Betriebsbereich erweitert.
Beispielsweise liegt unter der Bedingung, dass die Frequenzkomponente der Schwankungen in der in einem Ausschaltbetrieb vom Zustand, in dem ein Rückflussstrom durch die Rückflussdiode für den Hauptschaltungsschalter fließt, zwischen Drain und Source erzeugten Spannung auf 10 MHz festgelegt ist, und die Frequenzkomponente der Schwankungen in der in einem Ausschaltbetrieb von dem Zustand, in dem der Hauptschaltungsschalter sich im leitenden Zustand befindet, zwischen Drain und Source erzeugten Spannung auf 1 MHz festgelegt ist, der Betriebsbereich in einem Fall, in dem kein Induktor verwendet wird, bei 0,45. Dem gegenüber liegt der Betriebsbereich in einem Fall, in dem ein Induktor verwendet wird, bei 0,65, was zeigt, dass der Betriebsbereich um knapp über 40% erweitert worden ist.
Ein großer Betriebsbereich ermöglicht einen breiteren Bereich von Werten, die Varianzen in den Eigenschaften von Widerstandskondensatoren und Schaltern absorbieren können, was dahingehend vorteilhaft ist, dass dem Schaltungsentwurf ein weiter Bereich geliefert wird.
Zusätzlich können in der vorliegenden Ausführungsform 2 andere Halbleitereinrichtungen als Hauptschaltungsschalter und als Schalter in der Rausch-Unterdrückungsschaltung verwendet werden, wie in Ausführungsform 1.
Zudem sind das Verbinden einer Zener-Diode parallel zu dem Widerstand Rs1H oder das Teilen der in den Gate-Anschluss des Schalters Sw1H eingegebenen Spannung unter Verwendung von Widerständen verfügbar, wie in Ausführungsform 1.
Ausführungsform 3
In der vorliegenden Ausführungsform 3 wird eine Rausch-Unterdrückungsschaltung, die zum Steuern des Betriebs/Nicht-Betriebs der Rausch-Unterdrückungsschaltung in den zwei Arten von Abschaltbetriebsvorgängen ausgestaltet ist, ohne wie in Ausführungsform 1 oder Ausführungsform 2 den Betriebsbereich zu berücksichtigen, beschrieben.
Die Konfiguration der Rausch-Unterdrückungsschaltung gemäß Ausführungsform 3 ist in 12 dargestellt.
Obwohl nur eine hochpotentialseitige Rausch-Unterdrückungsschaltung 13 in 12 gezeigt ist, hat eine niederpotentialseitige Rausch-Unterdrückungsschaltung 14 den gleichen Aufbau. Hinzugefügte Komponenten sind die folgenden drei Komponenten: ein zweiter Halbleiterschalter Sw2H, bestehend aus einem MOSFET, ein zweiter Widerstand Rs2H und ein zweiter Kondensator Cs2H. Der Drain-Anschluss des zweiten Halbleiterschalters Sw2H ist mit dem Gate-Anschluss des ersten Halbleiterschalters Sw1H verbunden und der Source-Anschluss des zweiten Halbleiterschalters Sw2H ist mit dem Source-Anschluss des ersten Halbleiterschalters Sw1H verbunden. Eine der Elektroden des zweiten Widerstandes Rs2H ist mit dem Gate des Hauptschaltungsschalters SwH verbunden und die andere Elektrode ist mit einer der Elektroden des zweiten Kondensators Cs2H und dem Gate des zweiten Halbleiterschalters Ss2H verbunden. Die andere Elektrode des zweiten Kondensators Cs2H ist mit dem Source-Anschluss des zweiten Halbleiterschalters Sw2H verbunden.
In der vorliegenden Ausführungsform 3 wird der Unterschied in Zuständen der Gatespannung des Hauptschaltungsschalters im Ausschaltbetrieb verwendet. 3 und 5 zeigen, dass die Gatespannung VgsH während des Ausschaltbetriebs von dem Rückflusszustand der Rückflussdiode eine NIEDRIGE Spannung hat (Low) (F in 3), während die Gatespannung VgsH sich während des Ausschaltbetriebs aus dem leitenden Zustand des Hauptschaltungsschalters selbst, in einen Übergangszustand befindet, in welchem die Spannung abnimmt (C in 5). Demgemäß wird in der vorliegenden Ausführungsform 3 durch Abstimmen einer Zeitkonstanten, die bestimmt wird durch den Widerstandswert des zweiten Widerstandes Rs2H und den Kapazitätswert des zweiten Kondensators Cs2H, der zweite Halbleiterschalter Sw2H in dem AUS-Schaltbetrieb vom leitenden Zustand des Hauptschaltungsschalters selbst eingeschaltet, so dass der erste Halbleiterschalter Sw1H den AUS-geschalteten Zustand beibehält. Inzwischen wird der zweite Halbleiterschalter Sw2H in dem Ausschaltbetrieb vom Rückflusszustand der Rückflussdiode AUS-geschaltet derart, dass der erste Halbleiterschalter Sw1H in Übereinstimmung mit den in der Spannung zwischen Drain und Source erzeugten Schwankungen arbeiten kann.
Zusätzlich können in der vorliegenden Ausführungsform 3 andere Halbleitereinrichtungen verwendet werden als Hauptschaltungsschalter und als Schalter in der Rausch-Unterdrückungsschaltung, wie in Ausführungsform 1 und Ausführungsform 2.
Zudem ist das Verbinden einer Zener-Diode parallel zu dem Widerstand Rs1H oder das Teilen der in das Gate des Schalter Sw1H eingespeisten Spannung unter Verwendung von Widerständen verfügbar, wie in Ausführungsform 1 und Ausführungsform 2.
Wie oben beschrieben ist gemäß der vorliegenden Erfindung in einer Umrichterschaltung, die mit Hauptschaltungsschaltern aufgebaut ist, von denen jeder einen Steueranschluss und erste und zweite Hauptanschlüsse hat, durch welche der Hauptstrom fließt, und mit Treiberschaltungen, von denen jede die Treiberspannung an den Steueranschluss des jeweiligen Hauptschaltungsschalters anlegt und den Hauptstrom in Übereinstimmung mit der Spannung zwischen dem Steueranschluss und dem ersten Anschluss steuert, um den Hauptschaltungsschalter zu steuern, zwischen jedem Hauptschaltungsschalter und der jeweiligen Treiberschaltung eine Rausch-Unterdrückungsschaltung vorgesehen, um Schwankungen in der Spannung zwischen den ersten und zweiten Hauptanschlüssen des Hauptschaltungsschalters zu erfassen, und um die Impedanz über den Steueranschluss des Hauptschaltungsschalters und den ersten Hauptanschluss des Hauptschaltungsschalters in Übereinstimmung mit der Amplitude und der Frequenz der erfassten Spannungsschwankungen näherungsweise auf null zu bringen, wodurch ein Vorteil dahingehend erzielt wird, dass die Wärmeerzeugung von Komponenten in der Rausch-Unterdrückungsschaltung reduziert werden kann und keine zusätzliche Zeit zum Aktivieren der Rausch-Unterdrückungsschaltung erforderlich ist.

Claims

Umrichterschaltung, umfassend: einen oder mehrere Hauptschalter (SwH, SwL) mit jeweils einem Hauptschalter-Steueranschluss und ersten und zweiten Hauptanschlüssen, durch welche der Hauptstrom fließt; eine Treiberschaltung (11, 12) zum Schalten des jeweiligen Hauptschalters (SwH, SwL) durch Anlegen einer Treiberspannung an dessen Steueranschluss, wodurch der Hauptstrom im Hauptschalter (SwH, SwL) in Abhängigkeit von der Steuerspannung zwischen dem Steueranschluss und dem ersten Hauptanschluss gesteuert wird; wobei der oder die Hauptschalter (SwH, SwL) am ersten Hauptanschluss mit einer Lastinduktivität verbunden sind; und eine Rückflussdiode (DH, DL) in Durchlassrichtung zwischen den jeweiligen ersten und zweiten Hauptanschluss geschaltet ist; und wobei der Hauptschalter (SwH, SwL) eine Hauptschalter-Schwellenwert-Steuerspannung aufweist und der Hauptschalter (SwH, SwL) eingeschaltet wird, wenn die am Steueranschluss anliegende Steuerspannung größer als die Hauptschalter-Schwellenwert-Steuerspannung ist; und eine zwischen dem jeweiligen Hauptschalter (SwH, SwL) und der jeweiligen Treiberschaltung (11, 12) angeordnete Rausch-Unterdrückungsschaltung (13, 14), welche – einen mit dem ersten und zweiten Hauptanschluss des Hauptschalter (SwH, SwL) verbundenen Spannungsteiler mit einem Kondensator (Cs1H, Cs1L) und einem Widerstand (Rs1H, Rs1L) sowie einen Hilfsschalter (Sw1H, Sw1L) umfasst, dessen Hilfsschalter-Steueranschluss mit einem in dem Spannungsteiler zwischen dem Kondensator (Cs1H, Cs1L) und dem Widerstand (Rs1H, Rs1L) vorhandenen Spannungsabgriff verbunden ist, – wobei der Hilfsschalter (Sw1H, Sw1L) eine Hilfsschalter-Schwellenwert-Steuerspannung aufweist und der Hilfsschalter (Sw1H, Sw1L) eingeschaltet wird, wenn die am Hilfsschalter-Steueranschluss anliegende Steuerspannung größer als die Hilfsschalter-Schwellenwert-Steuerspannung ist; und wobei – der Spannungsteiler so dimensioniert ist, dass im Ausschaltbetrieb, wenn sich die Rückflussdiode in einem Rückflusszustand befindet, in dem der Hauptstrom (-IH, -IL) von der Lastinduktivität in den ersten Hauptanschluss und über die Rückflussdiode zurückfließt, Hauptschalter-Steuerspannungsänderungen (B, B') als Folge von Spannungsänderungen (A) zwischen den Hauptanschlüssen, die die Hauptschalter-Schwellenwert-Steuerspannung übersteigen, zu einer Hilfsschalter-Steuerspannung (E) größer als die Hilfsschalter-Schwellenwert-Steuerspannung führen, so dass der Hilfsschalter eingeschaltet wird und dadurch die Steuerspannung (B') am Hauptschalter unter die Hauptschalter-Schwellenwert-Steuerspannung durch Einschalten des Hilfsschalters begrenzt wird, und im Ausschaltbetrieb, wenn sich die Rückflussdiode in einem Sperrzustand befindet, in dem der Hauptstrom (IH, IL) vom zweiten Hauptanschluss zum ersten Hauptanschluss und in die Lastinduktivität fließt, Hauptschalter-Steuerspannungsänderungen als Folge von Spannungsänderungen (D, D1) zwischen den Hauptanschlüssen, die die Hauptschalter-Schwellenwert-Steuerspannung übersteigen, zu einer Hilfsschalter-Steuerspannung (E) kleiner als die Hilfsschalter-Schwellenwert-Steuerspannung führen.
Umrichterschaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Zener-Diode (TDsH, TDsL), die parallel zum Widerstand (Cs1H, Cs1L) des Spannungsteilers der Rausch-Unterdrückungsschaltung (13, 14) geschaltet ist.
Umrichterschaltung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch einen Induktor (LsH, LsL), der parallel zum Widerstand (Cs1H, Cs1L) des Spannungsteilers der Rausch-Unterdrückungsschaltung (13, 14) geschaltet ist.
Umrichterschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Spannungsteiler der Rausch-Unterdrückungsschaltung (13, 14) einen weiteren Widerstand (Rs2H, Rs2L) aufweist, der zwischen den Widerstand (Rs1H, Rs1L) und den Kondensator (Cs1H, Cs1L) des Spannungsteilers in Reihe geschaltet ist.
Umrichterschaltung nach einem der vorangehenden Ansprüche, umfassend zwei Hauptschaltungsschalter (SwH, SwL), die in Serie an einem Verbindungspunkt miteinander verbunden sind; wobei die Lastinduktivität mit dem Verbindungspunkt der zwei Hauptschaltungsschalter (SwH, SwL) verbunden ist.