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Die Erfindung betrifft eine Ansteuerschaltung für einen Transistor und ein Verfahren zur Ansteuerung eines Transistors.
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Als Schalter zum Schalten elektrischer Lasten können Transistoren verwendet werden, die einen Ansteueranschluss und eine Laststrecke besitzen. Bei einer solchen Anwendung wird die Laststrecke des Transistors in Reihe zu der Last zwischen Klemmen für eine Versorgungsspannung geschaltet. Eine leitende Ansteuerung des Transistors zum Einschalten der Last oder eine sperrende Ansteuerung des Transistors zum Ausschalten der Last erfolgt mittels eines Ansteuersignals, das dem Ansteueranschluss des Transistors zugeführt ist.
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Sperrt ein solcher als Schalter eingesetzter Transistor, so ist der den Transistor durchfließende Laststrom Null und über der Laststrecke liegt eine Sperrspannung an, die hoch ist im Vergleich zu der Laststreckenspannung bei leitendem Transistor. Wird der Transistor leitend angesteuert, so sinkt die Laststreckenspannung auf einen niedrigeren Wert ab und der Laststrom steigt an. Dieser Laststrom ist maßgeblich abhängig von der anliegenden Versorgungsspannung und der Last.
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Kritisch bei Schaltvorgängen, d.h. beim Übergang des Transistors vom leitenden in den sperrenden Zustand oder beim Übergang des Transistors vom sperrenden in den leitenden Zustand, können steile Spannungsflanken – d.h. große Änderungen der Spannung über der Zeit – oder steile Stromflanken – d.h. große Änderungen des Stromes über der Zeit – sein. So können steile Stromflanken beispielsweise zu unerwünschten Spannungsspitzen an parasitären Induktivitäten, die beispielsweise durch Zuleitungen gebildet sind, führen. Steile Spannungsflanken können im Zusammenwirken mit parasitären Schwingkreisen zu unerwünschten Spannungsspitzen führen. Solche parasitären Schwingkreise umfassen beispielsweise Induktivitäten von Zuleitungen und die Kapazität einer Leiterplatte, auf der der Transistor und die Last montiert sind.
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Die
GB 2 417 149 A beschreibt eine Ansteuerschaltung für einen IGBT. Bei dieser Ansteuerschaltung wird ein Ansteuerstrom für den IGBT abhängig von einer Gate-Emitter-Spannung, einer Kollektor-Emitter-Spannung, einem Kollektorstrom oder einer Ableitung hiervon eingestellt, um eine Schaltgeschwindigkeit des IGBT so einzustellen, dass diese innerhalb eines vorgegebenen Bereichs liegt.
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Die
DE 20 2007 009 332 U1 beschreibt eine Schaltungsanordnung mit einem Feldeffekttransistor und einer Treiberschaltung für den Feldeffekttransistor, wobei die Treiberschaltung eine Parallelschaltung mehrerer Widerstände aufweist, die über Schalter aktivierbar oder deaktivierbar sind, um dadurch einen Gate-Vorwiderstand des Feldeffekttransistors einstellen zu können.
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Die
US 5 808 504 A zeigt in Figur eine Ansteuerschaltung für einen als IGBT ausgebildeten Transistor. Die Ansteuerschaltung umfasst eine Spannungsquelle, die über einen Transistor und eine Widerstandsanordnung an ein Gate des IGBT anschließbar ist. Die Widerstandsanordnung umfasst eine Reihenschaltung mit zwei Widerständen, von denen einer abhängig von einem Momentanwert einer Spannung über der Laststrecke (Kollektor-Emitter-Strecke) des IGBT überbrückt wird, wenn der Momentanwert kleiner als ein vorgegebener Schwellenwert ist.
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Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, eine Ansteuerschaltung zur Ansteuerung eines Transistors zur Verfügung zu stellen, die steile Strom- oder Spannungsflanken vermeidet, und ein entsprechendes Ansteuerverfahren für einen Transistor zur Verfügung zu stellen.
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Diese Aufgabe wird durch eine Ansteuerschaltung nach Anspruch 1 und ein Verfahren nach Anspruch 14 gelöst. Ausgestaltungen und Weiterbildungen sind Gegenstand von Unteransprüchen.
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Beispiele werden nachfolgend unter Bezugnahme auf Figuren erläutert. Der Schwerpunkt liegt dabei auf der Erläuterung des Grundprinzips. In den Figuren sind somit lediglich die zum Verständnis dieses Grundprinzips notwendigen Schaltungskomponenten und Signale dargestellt. In den Figuren bezeichnen, sofern nicht anders angegeben, gleiche Bezugszeichen gleiche Teile mit gleicher Bedeutung.
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1 zeigt das elektrische Ersatzschaltbild eines als Schalter eingesetzten Transistors.
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2 zeigt ein erstes Beispiel einer Ansteuerschaltung für den Transistor.
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3 zeigt ein zweites Beispiel einer Ansteuerschaltung für den Transistor.
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4 veranschaulicht Schaltvorgänge anhand zeitlicher Signalverläufe.
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5 zeigt eine Schaltungsanordnung mit einem Transistor und einer Ansteuerschaltung für den Transistor, die eine Widerstandsanordnung mit einem variablen Widerstand aufweist.
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6 veranschaulicht ein Beispiel einer Ansteuersignalquelle der Ansteuerschaltung.
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7 veranschaulicht die Funktionsweise eines Beispiels einer Widerstandsanordnung anhand von Signalverläufen.
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8 veranschaulicht ein erstes Beispiel einer Strommessanordnung der Ansteuerschaltung.
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9 veranschaulicht ein zweites Beispiel einer Strommessanordnung der Ansteuerschaltung.
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10 zeigt ein erstes Beispiel einer Widerstandsanordnung.
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11 veranschaulicht ein zweites Beispiel einer Widerstandsanordnung.
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12 veranschaulicht ein drittes Beispiel einer Widerstandsanordnung, die einen Transistor als Widerstandselement aufweist.
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13 veranschaulicht die Funktionsweise der Widerstandsanordnung gemäß 10 anhand eines Signalverlaufs.
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14 veranschaulicht ein Beispiel eines Verfahrens zur Ansteuerung des Widerstandselements der Widerstandsanordnung gemäß 10.
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15 veranschaulicht ein weiteres Beispiel einer Ansteuerschaltung.
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1 veranschaulicht anhand eines elektrischen Ersatzschaltbildes die Verwendung eines Transistors 1 als Schalter zum Schalten einer elektrischen Last 23. Der Transistor weist einen Ansteueranschluss G zum Zuführen eines Ansteuersignals und eine Laststrecke D-S auf. Wird der Transistor – wie in dem dargestellten Beispiel – als elektronischer Schalter zum Schalten einer Last eingesetzt, so ist dessen Laststrecke D-S in Reihe zu der Last 23 zwischen Versorgungsspannungsklemmen, zwischen denen eine Versorgungsspannung anliegt, geschaltet.
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Eine erste dieser Versorgungsspannungsklemmen ist beispielsweise eine Klemme für ein positives Versorgungspotential V+, und eine zweite dieser Versorgungsspannungsklemmen ist beispielsweise eine Klemme für ein negatives Versorgungspotential bzw. Bezugpotential GND.
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Der in 1 dargestellte Transistor 1 ist als MOSFET realisiert und weist einen Gateanschluss G, der den Ansteueranschluss bildet, sowie Drain- und Sourceanschlüsse D, S, zwischen denen die Laststrecke D-S verläuft, auf. Dieser MOSFET kann insbesondere ein nach dem Kompensationsprinzip funktionierender MOSFET sein. Es sei darauf hingewiesen, dass der in 1 dargestellte MOSFET lediglich als Beispiel anzusehen ist, selbstverständlich kann anstelle dieses MOSFET auch ein beliebiger anderer Transistor, insbesondere ein IGBT oder ein Bipolartransistor, verwendet werden.
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Außer dem Transistor 1 und der Last 23 sind in 1 auch parasitäre Komponenten dargestellt, die unvermeidlich vorhanden sind. Diese parasitären Komponenten umfassen interne parasitäre Komponenten des Transistors 1: eine zwischen dem Gateanschluss G und dem Sourceanschluss S vorhandene Gate-Source-Kapazität 14; eine zwischen dem Gateanschluss G und dem Drainanschluss D vorhandene Gate-Drain-Kapazität 13, die auch als Millerkapazität bezeichnet wird; eine zwischen dem Drainanschluss D und dem Sourceanschluss S vorhandene Drain-Source-Kapazität 15; und einen internen Gatewiderstand 11, der zwischen dem von außen zugängigen Gateanschluss G und einem Gateoxid (nicht dargestellt) im Inneren des MOSFET 1 vorhanden ist. Ist der MOSFET ein nach dem Kompensationsprinzip funktionierender MOSFET, so ist der Kapazitätswert seiner Ausgangskapazität in grundsätzlich bekannter Weise von der Ausgangsspannung abhängig und sinkt mit zunehmender Ausgangsspannung nicht-linear ab.
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Zusätzlich zu den internen parasitären Komponenten sind externe parasitäre Komponenten vorhanden. Diese externen parasitären Komponenten sind in dem dargestellten Beispiel Zuleitungsinduktivitäten 21, 22, 24, die durch Zuleitungen zu dem Drainanschluss D, dem Sourceanschluss S und dem Gateanschluss G gebildet sind, sowie eine parasitäre Kapazität 25, die zwischen der Gatezuleitung und der Drainzuleitung gebildet ist. Diese Gatezuleitung und die Drainzuleitung sind in nicht näher dargestellter Weise beispielsweise Leiterbahnen auf einer Leiterplatte. Die Kapazität zwischen diesen Leiterbahnen auf der Leiterplatte entspricht der parasitären Kapazität 25.
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Der MOSFET 1 beginnt zu leiten, wenn dessen Gate-Source-Kapazität 14 soweit elektrisch aufgeladen ist, dass eine zwischen Gate und Source G, S anliegende Gate-Source-Spannung Vgs größer ist als eine Einsatzspannung des MOSFET. Eine leitende und sperrende Ansteuerung des MOSFET erfolgt mittels einer in 1 nicht näher dargestellten Ansteuerschaltung, die als Ansteuersignal für den MOSFET 1 einen Gatestrom Ig bereitstellt. Bei einem n-Kanal-MOSFET ist dieser Gatestrom so gewählt, dass er in der in 1 dargestellten Stromrichtung fließt, um die Gate-Source-Kapazität 14 aufzuladen und den MOSFET damit leitend anzusteuern, und dass er in der entgegengesetzten Richtung fließt, um die Gate-Source-Kapazität 14 zu entladen, und damit den MOSFET 1 sperrend anzusteuern.
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Sperrt der MOSFET 1, so ist der den MOSFET 1 durchfließende Laststrom Ids Null und eine über der Laststrecke D-S anliegende Laststreckenspannung Vds entspricht wenigstens der Versorgungsspannung. Diese Laststreckenspannung Vds kann jedoch bedingt durch die parasitären Induktivitäten 21, 22, und insbesondere dann, wenn die Last eine induktive Last ist, auch höher sein als die Versorgungsspannung. Bei leitend angesteuertem MOSFET 1 ist der Laststrom Ids ungleich Null und ist wesentlich bestimmt durch die Versorgungsspannung und die Art der Last 23. Die bei leitendem MOSFET 1 anliegende Laststreckenspannung Vds ist abhängig von dem fließenden Laststrom Ids und dem Einschaltwiderstand des Bauelements. Bei einem Leistungs-MOSFET mit einer Spannungsfestigkeit von bis zu einigen 100 Volt beträgt dieser Spannungsabfall lediglich einige Volt, wenn der Laststrom dem Nennstrom des Bauelements entspricht.
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Kritisch bei Schaltvorgängen, das heißt beim Übergang des MOSFET 1 vom leitenden in den sperrenden Zustand, und umgekehrt, können steile Flanken des Laststromes Ids oder der Laststreckenspannung Vds sein, das heißt große Änderungen des Laststromes Ids oder der Laststreckenspannung Vds über der Zeit sein. d(Ids)/dt bezeichnet nachfolgend eine zeitliche Änderung des Laststromes, und d(Vds)/dt bezeichnet nachfolgend eine zeitliche Änderung der Laststreckenspannung Vds.
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Sperrt der MOSFET 1, so fließt der zuvor fließende Laststrom Ids zunächst noch weiter und lädt die Ausgangskapazität 15 auf. Dieser Vorgang ist maßgeblich für die zeitliche Änderung der Laststreckspannung Vds, für die gilt: d(Vds) / dt = Ids / C14 (1)
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C14 bezeichnet hierbei den Kapazitätswert der Ausgangskapazität 15. Die zeitliche Änderung der Laststreckenspannung ist dabei um so höher, je größer der vor dem Abschalten des MOSFET 1 fließende Laststrom Ids war und je kleiner die Ausgangskapazität 15 ist. Bei Reduktion des flächenspezifischen Einschaltwiderstands RON·A, wobei RON den Einschaltwiderstand und A die zur Realisierung des Bauelements benötigte Chipfläche bezeichnet, z.B. durch Ausnutzung des Kompensationsprinzips (Superjunction-Prinzip) verkleinern sich die Chipflächen von Leistungstransistoren bei gleichem Einschaltwiderstand. Diese Verkleinerung der Chipflächen bewirkt auch eine Verkleinerung der Ausgangskapazitäten, so dass bei gleichen Lastströmen größere zeitliche Änderungen der Ausgangsspannung auftreten können.
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Bei der in 1 dargestellten Schaltungsanordnung ist ein parasitärer Schwingkreis vorhanden, der durch die parasitäre Induktivität 24 der Gatezuleitung, die Gate-Drain-Kapazität 13, die parasitäre Induktivität 21 der Drainzuleitung und die parasitäre Kapazität 25 zwischen den Gate- und Drainzuleitungen gebildet ist. In diesen parasitären Schwingkreis wird Energie eingebracht, wenn sich die Ausgangsspannung Vds ändert, wobei der Energieeintrag umso größer ist, je größer die zeitliche Änderung der Ausgangsspannung Vds ist. Diese eingebrachte Energie regt den Schwingkreis zu Oszillationen an, deren Frequenzen im Bereich von einigen 100 MHz liegen können und die Spannungsspitzen an dem Gateanschluss G verursachen können, deren Amplitude umso höher ist, je höher die in den parasitären Schwingkreis eingebrachte Energie ist. Solche Spannungsspitzen sind insofern unerwünscht, als sie zu hohen Spannungsbelastungen und im ungünstigsten Fall zu einer Zerstörung des Gateoxids des MOSFET 1 führen können. Aufgrund des oben erläuterten Zusammenhangs zwischen dem Kapazitätswert der Ausgangskapazität und der Steilheit der Spannungsflanke besteht dieses Problem um so mehr, je kleiner die Ausgangskapazität ist.
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Wird der MOSFET 1 abgeschaltet und wird der Laststrom Ids (nach Aufladen der Drain-Source-Kapazität 15) zu Null, so führt diese Änderung des Laststromes Ids zu einer induzierten Spannung in der parasitären Induktivität 22 der Sourcezuleitung. Für diese induzierte Spannung V22 gilt: V22 = L22· d(Ids) / dt (2)
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L22 bezeichnet dabei den Induktivitätswert dieser parasitären Induktivität. Ist dieser Induktivitätswert L22 gegeben, so ist die induzierte Spannung V22 umso größer, je größer die zeitliche Änderung des Laststromes Ids ist. Wird die Laststreckenspannung Ids bei Abschalten des MOSFET 1 kleiner, so ist die Spannung V22 eine bezogen auf das Bezugspotential GND negative Spannung. Liegt der Gateanschluss G des MOSFET 1 beispielsweise auf Bezugspotential GND, um den MOSFET sperrend anzusteuern, so bewirkt die am Sourceanschluss S anliegende induzierte negative Spannung V22, dass über der Gate-Source-Strecke des MOSFET 1 eine Ansteuerspannung anliegt, die der induzierten Spannung V22 entspricht und die den MOS-FET 1 aufsteuert. Hieraus kann ein unerwünschtes Schwingungsverhalten beim Abschalten des MOSFET 1 resultieren.
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Die 2 und 3 veranschaulichen Beispiele einer Ansteuerschaltung 3 zur Ansteuerung eines Transistors 1. Dieser Transistor 1, der in den 2 und 3 ebenfalls dargestellt ist, ist beispielsweise ein MOSFET, wie er bereits anhand von 1 erläutert wurde.
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Die Ansteuerschaltung 3 umfasst: einen Ansteuerausgang 31 zum Anschließen an den Ansteueranschluss G des MOSFET 1, eine Ansteuerstromquelle 7 zur Bereitstellung eines Ansteuerstromes Ig an dem Ansteuerausgang 31, und eine Messanordnung 5 zur Bereitstellung eines Messsignals S5, das der Ansteuerstromquelle 7 zugeführt ist. Die Messanordnung 5 ist bezugnehmend auf 2 beispielsweise eine Strommessanordnung, die dazu ausgebildet ist ein Strommesssignal als Messsignal S5 zu erzeugen, das von einem die Laststrecke D-S des Transistors 1 durchfließenden Strom abhängig ist. Bezugnehmend auf 3 kann die Messanordnung auch ein Spannungsmessanordnung sein, die dazu ausgebildet ist, als Messsignal S5 ein Spannungsmesssignal zu erzeugen das von einer Spannung über der Laststrecke D-S des Transistors 1 abhängig ist.
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Eine leitende oder sperrende Ansteuerung des MOSFET 1 erfolgt bei der in den 2 und 3 dargestellten Ansteuerschaltung 3 nach Maßgabe eines Eingangssignals Sin, das der Ansteuerstromquelle 7 zugeführt ist. Dieses Eingangssignal Sin ist beispielsweise ein zweiwertiges Signal, das einen Einschaltpegel und einen Ausschaltpegel annehmen kann. Die Ansteuerstromquelle 7 ist hierbei dazu ausgebildet, an dem Ansteuerausgang einen Ansteuerstrom Ig zur Verfügung zu stellen, der von dem Eingangssignal Sin abhängig ist und der beispielsweise abhängig von dem Signalpegel des Eingangssignals einen Einschaltstrompegel oder einen Ausschaltstrompegel aufweist. Eine leitende Ansteuerung des Transistors 1 erfolgt in diesem Beispiel dann, wenn der Ansteuerstrom Ig seinen Einschaltstrompegel aufweist, und eine sperrende Ansteuerung des Transistors 1 erfolgt in diesem Beispiel dann, wenn der Ansteuerstrom Ig seinen Ausschaltstrompegel aufweist.
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Die Art des Ansteuerstroms ist von der Art des Transistors abhängig, der durch die Ansteuerschaltung 3 angesteuert wird. Für die folgende Erläuterung sei angenommen, dass dieser Transistor ein n-Kanal-MOSFET ist. Für die Ansteuerung eines solchen Transistors liefert die Ansteuerstromquelle 7 bei einem Einschaltpegel des Eingangssignals Sin einen Ansteuerstrom mit einem Einschaltstrompegel, der in der in den 2 und 3 eingezeichneten Stromrichtung fließt. Die Gate-Source-Kapazität (14 in 1) des Transistors 1 wird dadurch aufgeladen, so dass der Transistor 1 leitend angesteuert wird. Ein solcher Ansteuerstrom mit einem Einschaltstrompegel wird nachfolgend auch als Gate-Ladestrom bezeichnet. Bei einen Ausschaltpegel des Eingangssignals Sin liefert die Ansteuerstromquelle 7 einen Ansteuerstrom mit einem Ausschaltstrompegel, der entgegen der in den 2 und 3 dargestellten Richtung fließt und der die Gate-Source-Kapazität des MOSFET entlädt, wodurch der MOSFET 1 gesperrt wird. Unter Berücksichtigung der in den 2 und 3 dargestellten Stromrichtung für den Ansteuerstrom Ig ist der Einschaltstrompegel ein positiver Strompegel und der Ausschaltstrompegel ist ein negativer Strompegel.
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Die Amplitude des Gate-Ladestroms bzw. des Gate-Entladestroms beeinflusst – bei einer gegebenen Gate-Source-Kapazität 14 – unmittelbar die Schaltgeschwindigkeit des angesteuerten Transistors 1, und damit die Steilheit der Schaltflanken. Dabei gilt allgemein, dass die Schaltgeschwindigkeit – und damit die Steilheit der Schaltflanken – mit abnehmender Amplitude des Gate-Ladestroms oder Gate-Entladestroms abnimmt. Über den Einschaltstrompegel und den Ausschaltstrompegel des Ansteuerstromes Ig ist bei dieser Ansteuerschaltung 3 unmittelbar die Schaltgeschwindigkeit des Transistors bzw. die Steilheit der Schaltflanken einstellbar.
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4 veranschaulicht anhand schematisch dargestellter zeitlicher Verläufe des Eingangssignals Sin, der Laststreckenspannung Vds und des Laststreckenstromes Ids die Ansteuerung eines MOSFET 1 mittels der anhand der 2 und 3 erläuterten Ansteuerschaltung 3. In dem dargestellten Beispiel erfolgt eine Ansteuerung des MOSFET getaktet bzw. pulsweitenmoduliert, das heißt der MOSFET wird während aufeinanderfolgender Ansteuerperioden jeweils für eine Einschaltdauer, die in 4 mit Ton bezeichnet ist, eingeschaltet und für eine sich an die Einschaltdauer Ton anschließende Ausschaltdauer, die in 4 mit Toff bezeichnet ist, ausgeschaltet. Die Einschaltdauer Ton entsprich in 4 der Zeitdauer, während der das Eingangssignal Sin einen Einschaltpegel (in dem Beispiel einen High-Pegel) annimmt, und die Ausschaltdauer entspricht der Zeitdauer, während der das Eingangssignal Sin einen Ausschaltpegel (in dem Beispiel einen Low-Pegel) annimmt. Eine Dauer einer Ansteuerperiode ist in 4 mit T bezeichnet.
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Sowohl die Dauern T aufeinanderfolgender Ansteuerperioden, als auch die Einschalt- und die Ausschaltdauern Ton, Toff während aufeinanderfolgender Ansteuerperioden, können unterschiedlich sein bzw. variieren.
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Entsprechend der bisherigen Erläuterungen beginnt die Laststreckenspannung Vds mit Beginn der Einschaltdauer Ton, wenn also ein Gate-Ladestrom fließt, abzusinken, bis der MOSFET 1 vollständig leitet und die Laststreckenspannung ihren Minimalwert annimmt, und der Laststrom Ids beginnt anzusteigen. Umgekehrt beginnt die Laststreckenspannung Vds anzusteigen, wenn das Eingangssignal Sin seinen Ausschaltpegel annimmt, so dass ein Gate-Entladestrom fließt, und die Laststreckenspannung Vds beginnt abzusinken.
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Um die zeitliche Änderung d(Vds/dt) der Laststreckenspannung Vds und d(Ids/dt) des Laststromes Ids kontrollieren, und insbesondere nach oben hin begrenzen zu können, sind der Einschaltstrompegel und der Ausschaltstrompegel des Ansteuerstromes Ig abhängig von dem Messsignal S5 einstellbar. Eine Einstellung dieser Ein- und Ausschaltstrompegel erfolgt derart dass der Betrag des Gate-Ladestroms und/oder des Gate-Entladestroms für größer werdende Lastströme oder größer werdende Laststreckenspannungen kleiner wird. Dies führt bei großen Lastströmen zu einer Verlangsamung der Schaltvorgänge, wodurch eine Begrenzung der zeitlichen Änderung der Laststreckenspannung Vds bzw. des Laststromes Ids während der Schaltvorgänge erfolgt. Eine Einstellung der Einschalt- und der Ausschaltstrompegel kann sowohl abhängig von dem Laststrom (wie in 2) oder abhängig von der Laststreckenspannung erfolgen. Man macht sich hierbei zu Nutze, dass die Laststreckenspannung Vds bei vollständig leitend angesteuertem Transistor 1 über den Einschaltwiderstand als Proportionalitätsfaktor unmittelbar proportional zu dem Laststrom Ids ist.
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Der Einschalt- und der Ausschaltstrompegel können gleiche Beträge besitzen und sich lediglich hinsichtlich des Vorzeichens unterscheiden, können jedoch auch so erzeugt werden, dass sie unterschiedliche Beträge aufweisen. Insbesondere besteht auch die Möglichkeit, nur einen dieser Strompegel, z.B. den Einschaltstrompegel, abhängig von dem Messsignal S5 einzustellen. Diese Strompegel können sich kontinuierlich mit dem Laststrom Ids oder der Laststreckenspannung Vds oder auch schrittweise mit dem Laststrom Ids oder der Laststreckenspannung Vds ändern. Bei einem Beispiel ist vorgesehen, den Laststrom Ids oder die Laststreckenspannung Vds während einer Einschaltperiode Ton zu ermitteln und die Strompegel für die nächste oder für einige nächste Ansteuerperioden an den ermittelten Wert für den Laststrom Ids oder die Laststreckenspannung Vds anzupassen.
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5 zeigt ein Beispiel für eine mögliche Realisierung der Ansteuerstromquelle 7. Diese Ansteuerstromquelle 7 weist eine Widerstandsanordnung 4 und eine Ansteuersignalquelle 6 auf. Ei Die Widerstandsanordnung 4 ist zwischen die Ansteuersignalquelle 6 und den Ansteuerausgang 31 geschaltet und besitzt einen ohmschen Widerstandwert, der von dem Messsignal S5 abhängig ist. Zur Einstellung dieses Widerstandswertes ist der Widerstandsanordnung 4 das Messsignal S5 von der Messanordnung 5 (in 5 nicht dargestellt) zugeführt.
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Das Eingangssignal Sin, nach dessen Maßgabe eine leitende oder sperrende Ansteuerung des Transistors 1 erfolgt ist der Ansteuersignalquelle 6 zugeführt. Dieses Eingangssignal Sin ist – wie bereits erläutert – beispielsweise ein zweiwertiges Signal, das einen Einschaltpegel und einen Ausschaltpegel annehmen kann. Die Ansteuersignalquelle 6 ist dazu ausgebildet, an einem Signalquellenausgang 61 ein Ansteuersignal zur Verfügung zu stellen, das von dem Eingangssignal Sin abhängig ist. Weist das Eingangssignal Sin einen Einschaltpegel auf, so liefert die Ansteuersignalquelle 6 über die Widerstandsanordnung 4 ein Ansteuersignal an den Ansteuerausgang 31, das zur leitenden Ansteuerung eines an den Ansteuerausgang 31 anschließbaren Transistors 1 geeignet ist. Die Art des Ansteuersignals ist dabei von der Art des Transistors abhängig, der durch die Ansteuerschaltung 3 angesteuert wird. Für die nachfolgende Erläuterung sei angenommen, dass dieser Transistor ein n-Kanal-MOSFET ist.
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Zur Ansteuerung eines solchen n-Kanal-MOSFET liefert die Ansteuersignalquelle 6 bei einem Einschaltpegel des Eingangssignals Sin bezogen auf den Sourceanschluss S des MOSFET 1 eine positive Ansteuerspannung V6, die über die Widerstandsanordnung 4 zu einem in der dargestellten Richtung fließenden Ansteuerstrom Ig bzw. Gate-Ladestrom an den Ansteuerausgang 31 führt, durch den die Gate-Source-Kapazität (14 in 1) aufgeladen wird, so dass der MOSFET 1 leitend angesteuert wird. Weist das Eingangssignal Sin einen Ausschaltpegel auf, so liefert die Ansteuersignalquelle 6 eine bezogen auf den Sourceanschluss S des MOSFET 1 negative Spannung oder bezogen auf den Sourceanschluss S des MOSFET 1 eine Spannung von Null, die über die Widerstandsanordnung 4 zu einem entgegen der dargestellten Richtung fließenden Ansteuerstrom Ig bzw. Gate-Entladestrom führt, durch den die Gate-Source-Kapazität des MOSFET 1 entladen wird, wodurch der MOS-FET 1 gesperrt wird.
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Die Ansteuersignalquelle 6 ist beispielsweise so realisiert, dass sie Ansteuerspannung V6 nur abhängig von dem Eingangssignal Sin erzeugt. In diesem Fall ist der Ansteuerstrom Ig unmittelbar von dem Widerstandswert der Widerstandsanordnung 4 abhängig und ist umso geringer, je größer dieser Widerstandswert ist. Da die Amplituden des Gate-Ladestroms und des Gate-Entladestroms –, d.h. der Einschaltstrompegel und der Ausschaltstrompegel, bei einer gegebenen Gate-Source-Kapazität 14 – unmittelbar die Schaltgeschwindigkeit des angesteuerten Transistors 1, und damit die Steilheit der Schaltflanken beeinflussen ist bei der dargestellten Ansteuerschaltung 3 die Schaltgeschwindigkeit bzw. die Steilheit der Schaltflanken einstellbar über die Widerstandsanordnung einstellbar.
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Ein Beispiel einer Ansteuersignalquelle 6, die die Ansteuerspannung V6 bereitstellt, ist in 6 dargestellt. Diese Ansteuersignalquelle 6 weist einen Inverter mit zwei komplementären Transistoren 62, 63 auf, die zwischen Klemmen für ein positives und ein negatives Ansteuerpotential +Vcc, –Vcc geschaltet sind. Das positive und das negative Ansteuerpotential sind dabei jeweils Ansteuerpotentiale, die auf das elektrische Potenzial an einem der Laststreckenanschlüsse des Transistors – bei einem MOSFET das elektrische Potential an dem Sourceanschluss S – bezogen sind. Anstelle des negativen Ansteuerpotentials –Vcc könnte das untere Ansteuerpotential auch Null sein, d.h. dem elektrischen Potential an dem Laststreckenanschluss entsprechen. Die beiden komplementären Transistoren 61, 62 sind jeweils durch das Eingangssignal Sin über einen Inverter 64 angesteuert. In dem dargestellten Beispiel ist der obere der beiden Transistoren des Inverters ein p-Kanal-Transistor und der untere ein n-Kanal-Transistor. Leitet der obere 62 der beiden Transistoren und sperrt der untere 63, so liegt der Signalquellenausgang 61 auf dem positiven Ansteuerpotential Vcc. Ist ein MOSFET 1 angeschlossen, so fließt in diesem Fall ein Gate-Ladestrom in der in 6 eingezeichneten Richtung, dessen Stromwert maßgeblich abhängig ist von dem Widerstandswert der Widerstandsanordnung 4. Leitet der untere 63 der beiden Transistoren und sperrt der obere 62, so liegt der Signalquellenausgang 61 auf dem negativen Ansteuerpotential –Vcc bzw. Null und bei angeschlossenem MOSFET 1 fließt ein Entladestrom entgegen der in 6 eingezeichneten Richtung, dessen Stromwert maßgeblich abhängig ist von dem Widerstandswert der Widerstandsanordnung 4.
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Bei der in 6 dargestellten Ansteuersignalquelle 6 leitet der obere Transistor 62 und der untere Transistor 63 sperrt, wenn das Eingangssignal Sin einen High-Pegel annimmt. Umgekehrt leitet der untere Transistor 63 und der obere Transistor 62 sperrt, wenn das Eingangssignal Sin einen Low-Pegel annimmt. Bei dieser Ansteuersignalquelle 6 entspricht ein High-Pegel des Eingangssignals Sin einem Einschaltpegel und ein Low-Pegel des Eingangssignals Sin entspricht einem Ausschaltpegel.
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Bei der Ansteuerschaltung gemäß 5 ist der Widerstandswert der Widerstandsanordnung 4 abhängig von Messsignal, d.h. abhängig von dem Laststrom Ids bzw. der Laststreckenspannung Vds einstellbar. Bei einem Beispiel ist vorgesehen, dass dieser ohmsche Widerstand wenigstens zwei unterschiedliche Widerstandswerte annehmen kann: einen ersten Widerstandswert; und einen gegenüber dem ersten Widerstandswert größeren zweiten Widerstandswert. Die Widerstandsanordnung 4 ist in diesem Fall dazu ausgebildet, den größeren zweiten Widerstandswert für Laststromwerte anzunehmen, die größer sind als ein vorgegebener Laststrom-Schwellenwert bzw. Laststreckenspannungs-Schwellenwert, und den kleineren ersten Widerstandswert anzunehmen, für Laststromwerte, die kleiner sind als der vorgegebene Laststrom-Schwellenwert bzw. Laststreckenspannungs-Schwellenwert. Die Erhöhung des Widerstandswertes der Widerstandsanordnung 4 für große Laststromwerte bzw. Laststreckenspannungswerte, das heißt beispielsweise für Laststromwerte bzw. Laststreckenspannungswerte, die größer sind als der Laststrom-Schwellenwert bzw. bzw. Laststreckenspannungs-Schwellenwert, führt zu einer Verringerung des Gate-Lade- und Entladestroms und damit zu einer Verlangsamung der Schaltvorgänge. Auf diese Weise erfolgt eine Begrenzung der zeitlichen Änderung der Laststreckenspannung Vds bzw. des Laststromes Ids während der Schaltvorgänge.
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Ein Beispiel für eine Abhängigkeit des Widerstandswertes der Widerstandsanordnung 4 von dem Messsignal S5 ist in 7 dargestellt. Rg bezeichnet in 7 den Widerstandswert der Widerstandsanordnung 4. In dem dargestellten Beispiel entspricht dieser Widerstandwert Rg einem ersten Widerstandswert R1 für Messsignalwerte S5, die kleiner sind als ein Schwellenwert S5th, und einem zweiten Widerstandwert R2 für Messsignalwerte S5, die größer sind als der Schwellenwert S5th. Der Messsignalschwellenwert entspricht hierbei unmittelbar einem Laststromschwellenwert oder einem Laststreckenspannungsschwellenwert.
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Selbstverständlich besteht die Möglichkeit, die Widerstandsanordnung 4 so zu realisieren, dass diese mehr als zwei unterschiedliche Widerstandswerte annehmen kann. Eine in Figur strichpunktiert dargestellte Kurve veranschaulicht den Verlauf des Widerstandswertes Rg für ein solches Beispiel. Die Widerstandanordnung 4 kann hierbei abhängig von dem Laststrom Ids drei unterschiedliche Widerstandswerte annehmen:
einen ersten Widerstandswert R1 für Messsignalwerte, die kleiner sind, als ein erster Schwellenwert S5th1; einen zweiten Widerstandswert R12 für Messsignalwerte zwischen einem ersten und einem zweiten Schwellenwert S5th1, S5th, und einen dritten Widerstandswert R12 für Messsignalwerte größer als der zweite Schwellenwert S5sth2. Das Vorsehen von drei unterschiedlichen Widerstandswerten ist lediglich als Beispiel anzusehen. Selbstverständlich kann die Anzahl der unterschiedlichen Widerstandswerte, die die Widerstandanordnung 4 annehmen kann, beliebig gewählt werden.
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Die zeitliche Änderung der Laststreckenspannung Vds und des Laststromes Ids während der Schaltvorgänge ist abhängig von dem maximalen Laststrom (Idsmax in 4) bzw. einer maximalen Laststreckenspannung, der während einer Einschaltdauer Ton auftritt. Bei einem Beispiel ist vorgesehen, den Widerstandswert der Widerstandsanordnung 4 unmittelbar abhängig von dem Maximalwert des Laststromes oder der Laststreckenspannung einzustellen, der während dieser Ansteuerperiode auftritt.
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Ein Beispiel einer Messanordnung 5, mittels der eine solche Funktion erreicht werden kann, ist in 8 dargestellt. Diese Messanordnung 5 weist eine Messeinheit 51 auf, die entweder als Strommessanordnung oder als Spannungsmessanordnung realisiert ist und die dazu ausgebildet ist, den Laststrom Ids des Transistors (in 8 nicht dargestellt) oder dessen Laststreckenspannung zu erfassen und ein erstes Messsignal S51 zu erzeugen, das beispielsweise proportional zu dem Laststrom Ids oder der Laststreckenspannung Vds ist. Dieses erste Messsignal S51 ist einem Spitzenwertgleichrichter 52 zugeführt, an dessen Ausgang das Messsignal S5 zur Verfügung steht. Der Spitzenwertgleichrichter 52 ist rücksetzbar und liefert als Messsignal S5 an seinem Ausgang den Maximalwert des ersten Messsignals S51, der seit dem letzten Zurücksetzen aufgetreten ist. Ein Rücksetzen des Spitzenwertgleichrichters 52 erfolgt beispielsweise durch das Eingangssignal Sin jeweils zu Beginn einer neuen Ansteuerperiode, das heißt bei einem Wechsel des Eingangssignals Sin von einem Ausschaltpegel auf einen Einschaltpegel.
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Bei Verwendung der in 8 dargestellten Messanordnung 5 stellt sich der korrekte Widerstandswert der Widerstandsanordnung 4, bzw. allgemein der korrekte Ansteuerstrom, erst im Verlauf der Einschaltdauer Ton ein, nämlich innerhalb der Zeitdauer, innerhalb der der Laststrom Ids auf seinen Maximalwert ansteigt. Während des Abschaltvorgangs ist der dem maximalen Laststrom zugehörige Widerstandswert dann eingestellt und sorgt in gewünschter Weise für eine Begrenzung der zeitlichen Änderungen der Laststreckenspannung Vds und des Laststromes Ids. Es sei darauf hingewiesen, dass das erste Messsignal S51 bei dieser Anordnung unmittelbar ein Maß für den Laststrom Ids bzw. die Laststreckenspannung Vds darstellt.
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Erfindungsgemäß ist vorgesehen, den maximalen Laststrom Ids oder die maximale Laststreckenspannung Vds während einer Ansteuerperiode zu ermitteln und diesen maximalen Wert während wenigstens einer nachfolgenden Ansteuerperiode zur Einstellung des Widerstandswertes, bzw. allgemein des Ansteuerstromes, zu verwenden. Der Widerstandswert kann dabei von Ansteuerperiode zu Ansteuerperiode jeweils abhängig von den während der vorangehenden Ansteuerperiode ermittelten maximalen Laststrom- oder Laststreckenspannungswert neu eingestellt werden. Darüber hinaus besteht die Möglichkeit, den maximalen Laststrom oder die maximale Laststreckenspannung nur während jeder n-ten – mit n > 1 –, Ansteuerperiode zu ermitteln und den so ermittelten maximalen Wert zur Einstellung des Widerstandswertes bzw. des Ansteuerstromes während der nachfolgenden n – 1 Ansteuerperioden zu verwenden.
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9 zeigt ein Beispiel einer Messanordnung 5, die zur Realisierung einer solchen Funktionsweise geeignet ist. Diese Messanordnung 5 unterscheidet sich von der in 6 dargestellten dadurch, dass dem Spitzenwertgleichrichter 52 ein Abtast- und Halteglied 53 nachgeschaltet ist, dem das Ausgangssignal des Spitzenwertgleichrichters 52 zugeführt ist, und an dessen Ausgang des Strommesssignal S5 zur Verfügung steht. Das Abtast- und Halteglied 53 tastet das Ausgangssignal des Spitzenwertgleichrichters 52 beispielsweise nach Maßgabe des Eingangssignals Sin jeweils zu Beginn einer Ansteuerperiode ab. Als Messsignal S5 während einer aktuellen Ansteuerperiode steht dann der Maximalwert des Laststromes Ids bzw. der Laststreckenspannung während der vorangehenden Ansteuerperiode zur Verfügung. Eine Aktualisierung des Messsignals S5 nur während jeder n-ten Ansteuerperiode kann dadurch erreicht werden, dass das Abtast- und Halteglied 53 derart angesteuert wird, dass es das Ausgangssignal des Spitzenwertgleichrichters 52 nur alle n-Ansteuerperioden abtastet. Eine Ansteuerung des Abtast- und Halteglieds 53 mittels des Eingangssignals Sin erfolgt in diesem Fall durch einen optionalen Zähler 54, der Pegelwechsel des Eingangssignals Sin zählt und der das Abtast- und Halteglied 53 ansteuert, nachdem n vorgegebene Flankenwechsel, das heißt beispielsweise n Flankenwechsel von einem Ausschaltpegel auf einen Einschaltpegel, aufgetreten sind.
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Ein Beispiel einer Widerstandsanordnung 4, die dazu ausgebildet ist, abhängig von dem Strommesssignal S5 mehrere unterschiedliche Widerstandswerte anzunehmen, ist in 10 dargestellt. Diese Widerstandsanordnung 4 umfasst wenigstens zwei – in dem Beispiel drei – Reihenschaltungen mit jeweils einem ohmschen Widerstand 41 1, 41 2, 41 n und einem Schaltelement 42 1, 42 2, 42 n, die parallel zueinander und jeweils zwischen den Ausgang 61 der Ansteuersignalquelle und den Ansteuerausgang 31 geschaltet sind. Zur Ansteuerung der Schaltelemente 42 1, 42 2, 42 n ist eine Auswerteschaltung 43 vorgesehen, der das Strommesssignal S5 zugeführt ist und die die einzelnen Schaltelemente über Ansteuersignale S1, S2, Sn abhängig von diesem Strommesssignal S5 leitend oder sperrend ansteuert. Bei einem Beispiel ist vorgesehen, dass die einzelnen ohmschen Widerstände 41 1, 41 2, 41 n jeweils unterschiedliche ohmsche Widerstandwert besitzen und dass die Auswerteschaltung 43 abhängig von dem Messsignal S5 nur jeweils eines der Schaltelemente leitend und die übrigen Schaltelemente sperrend ansteuert. Die ohmschen Widerstandswerte entsprechen in diesem Fall beispielsweise den in 7 dargestellten ohmschen Widerstandswerten R1, R11, R12. Die Auswerteschaltung 43 ist in diesem Fall dazu ausgebildet, das Messsignal S5 mit Schwellenwerten S5th1, S5th, S5th2 zu vergleichen, die zu Laststrom-Schwellenwerten oder Laststreckenspannungs-Schwellenwerten korrespondieren, und abhängig von dem Vergleichsergebnis eines der Schaltelemente leitend anzusteuern, um die anhand von 7 erläuterte Abhängigkeit des ohmschen Widertandswertes von dem Laststrom Ids/der Laststreckenspannung Vds bzw. dem Strommesssignal S5 zu erreichen. Selbstverständlich können mehr als drei Reihenschaltungen mit je einem Widerstandselement und einem Schaltelement vorgesehen werden, um eine feinere Auflösung zu erreichen, das heißt um kleinere Laststromintervalle oder Laststreckenspannungsintervalle zu erhalten, denen jeweils ein Widerstandswert zugeordnet ist.
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Bei einem weiteren Ausführungsbeispiel ist vorgesehen, dass die einzelnen ohmschen Widerstände 41 1, 41 2, 41 n jeweils gleiche ohmsche Widerstandswerte besitzen und dass die Auswerteschaltung 43 dazu ausgebildet ist, abhängig von dem Strommesssignal S5 die Anzahl der leitend angesteuerten Schaltelemente zu variieren. Hierdurch wird die Anzahl der parallel geschalteten Widerstandselemente, und damit der zwischen der Ausgangsklemme 61 der Ansteuersignalquelle und dem Ansteuerausgang 31 wirksame ohmsche Widerstandswert variiert.
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Selbstverständlich besteht auch die Möglichkeit, die beiden zuvor genannten Varianten zu kombinieren, das heißt ohmsche Widerstände mit unterschiedlichen ohmschen Widerstandswerten vorzusehen und die Auswerteschaltung 43 dennoch so zu realisieren, dass diese ein, zwei oder mehr Schaltelemente abhängig von einem Strommesssignal S5 gleichzeitig leitend ansteuern kann. Die Auswerteschaltung 43 und die Reihenschaltungen sind bei allen Varianten so aufeinander abgestimmt, dass der zwischen dem Signalquellenausgang 61 und dem Ansteuerausgang 31 wirksame Widerstand um so größer ist, je größer der durch das Strommesssignal repräsentierte Laststrom ist.
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11 zeigt ein weiteres Beispiel einer Widertandsanordnung 4, durch die abhängig von dem Messsignal S5 mehrere unterschiedliche diskrete Widerstandswerte zwischen dem Ausgang 61 der Ansteuersignalquelle und dem Ansteuerausgang 31 einstellbar sind. Diese Widerstandsanordnung 4 umfasst eine widerstandsbehaftete Leiterbahn 44 mit einem Eingangsabgriff 44 0, der an den Signalquellenausgang 61 angeschlossen ist, und mit mehreren – in dem Beispiel drei – beabstandet zueinander angeordneten Ausgangsabgriffen 44 1, 44 2, 44 n, von denen jeder über jeweils ein Schaltelement 45 1, 45 2, 45 n an den Ansteuerausgang 31 angeschlossen ist. Zur Ansteuerung dieser Schaltelemente 45 1, 45 2, 45 n ist eine Auswerteschaltung 43 vorgesehen, der das Messsignal S5 zugeführt ist und die dazu ausgebildet ist, abhängig von dem Messsignal S5 über Ansteuersignale S1, S2, Sn jeweils eines der Schaltelemente 45 1, 45 2, 45 n leitend anzusteuern. Die Funktionsweise der Auswerteschaltung 43 entspricht hierbei der Funktionsweise der zuvor anhand von 10 erläuterten Auswerteschaltung gemäß der ersten Variante. Ist eines der Schaltelement 45 1, 45 2, 45 n leitend angesteuert, so entspricht der zwischen dem Signalquellenausgang 61 und dem Ansteuerausgang 31 wirksame ohmsche Widerstand dem ohmschen Widerstand, den die Leiterbahn 44 zwischen dem Eingangsabgriff 44 0 und demjenigen Ausgangsabschnitt, dessen zugeordnetes Schaltelement leitend angesteuert ist, besitzt. Der ohmsche Widerstandswert ist dabei um so größer, je weiter der Ausgangsabgriff, dessen zugeordnete Schaltelemente leitend angesteuert sind, von dem Eingangsabgriff 44 0 entfernt ist.
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Bei einem weiteren Beispiel ist vorgesehen, den Widerstandswert der Widerstandsanordnung 4 kontinuierlich abhängig von dem Messsignal 5 zu variieren. Ein Beispiel einer solchen Widerstandsanordnung ist in 12 dargestellt. Diese Widerstandsanordnung 4 weist ein steuerbares Widerstandselement 46 auf, das eine zwischen den Signalquellenausgang 61 und den Ansteuerausgang 31 geschaltete Widerstandsstrecke und einen Einstellanschluss aufweist. Dieses Widerstandselement ist in dem dargestellten Beispiel ein Transistor, einsbesondere ein MOSFET, dessen Laststrecke bzw. Drain-Source-Strecke, die Widerstandsstrecke bildet, und dessen Steueranschluss bzw. Gateanschluss, den Einstellanschluss bildet. Dieser als Widerstandselement dienende Transistor ist durch eine Auswerteschaltung 47 angesteuert, der das Messsignal S5 zugeführt ist und die ein von dem Messsignal abhängiges Ansteuersignal Vg46 zur Verfügung stellt. Die Zuordnung des Strommesssignals S5 zu unterschiedlichen Signalwerten des Einstellsignals Vg46 durch die Auswerteschaltung 47 erfolgt beispielsweise durch eine Berechnungseinheit oder mittels einer Nachschlagetabelle, die den einzelnen möglichen Werten des Messsignals S5 jeweils einen Wert des Einstellsignals Vg46 zuordnet.
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13 veranschaulicht für ein Beispiel die Abhängigkeit eines ohmschen Widerstandes R46 der Widerstandstrecke abhängig von dem Messsignal S5. In dem dargestellten Beispiel besitzt der Widerstand R46 für einen vorgegebenen Schwellenwert S5th einen Maximalwert, auf den er ausgehend von kleineren Messsignalwerten ansteigt und ausgehend von dem er für größer werdende Strommesssignalwerte wieder absinkt. Der Widerstand R46 für MMesssignalwerte, die größer sind als der Schwellenwert S5th ist dabei jedoch größer als der Widerstandswert R46 für sehr kleine Messsignalwerte.
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14 veranschaulicht die Abhängigkeit der Einstellwerte Vg46 von dem Messsignal S5 für den Fall eines n-Kanal-MOSFET als Widerstandselement. Für die Strommesssignalwerte S5, für die der Widerstandswert R46 seinen Maximalwert annimmt, besitzt das Einstellsignal seinen Minimalwert, und umgekehrt.
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Allgemein gilt für alle der zuvor erläuterten Widerstandsanordnungen, dass es wenigstens einen Wertebereich des Laststromes bzw. der Laststreckenspannung gibt, für den der Widerstandswert der Widerstandsanordnung mit zunehmendem Laststrom oder zunehmender Laststreckenspannung entweder kontinuierlich oder stufenweise zunimmt bzw. für den der bzw. der Ansteuerstrom mit zunehmendem Laststrom oder zunehmender Laststreckenspannung entweder kontinuierlich oder stufenweise abnimmt. Der Widerstandswert bzw. Ansteuerstrom kann dabei für den gesamten Bereich möglicher Laststrom- oder Laststreckenspannungswerte monoton zunehmen bzw. abnehmen, wie dies anhand von 7 erläutert wurde. Der Widerstandswert/der Laststrom kann auch lediglich für einen Teilbereich möglicher Laststromwerte bzw. Laststreckenspannungswerte monoton zunehmen/abnehmen, und für einen anderen Teilbereich wieder abnehmen/zunehmen, wie dies anhand von 13 erläutert wurde.
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Die Auswerteschaltungen der zuvor erläuterten Widerstandsanordnungen können Teil einer integrierten Schaltung sein, die die Ansteuerstromquelle 7 und auch die Messanordnung beinhalten kann. Der Transistor 46, der anhand von 12 erläuterten Widerstandsanordnung 4 kann dabei ebenfalls Teil einer solchen integrierten Schaltung sein.
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Als Messeinheit der zuvor erläuterten Messanordnungen 5 eignen sich beliebige Strommesseinheiten, die geeignet sind, den Laststrom eines Transistors zu erfassen und ein zu diesem Laststrom proportionales erstes Strommesssignal zur Verfügung zu stellen. Solche Messeinheiten umfassen beispielsweise einen Messwiderstand, der während des Betriebs in Reihe zur Laststrecke des Transistors geschaltet ist. Solche Messeinheiten können jedoch auch nach dem sogenannten Strom-Sense-Prinzip funktionieren und einen Transistor umfassen, der parallel zu dem Transistor geschaltet ist, dessen Laststrom erfasst werden soll und der im gleichen Arbeitspunkt wie der zu messende Transistor betrieben wird. Ein den Messtransistor durchfließender Strom ist hierbei unmittelbar proportional zu dem Strom, der den zu messenden Transistor durchfließt. Der Proportionalitätsfaktor entsprich hierbei einem Flächenverhältnis zwischen dem Messtransistor und dem zu messenden Transistor. Solche Strommesseinheiten sind grundsätzlich bekannt, so dass auf weitere Ausführungen hierzu verzichtet werden kann. Darüber hinaus eignen sich als Messeinheiten beliebige Spannungsmesseinheiten, die geeignet sind eine Spannung über der Laststrecke unmittelbar oder mittelbar zu erfassen. Eine solche Messung der Laststreckenspannung kann durch eine Messung der Spannung über der Last erfolgen, wobei die Laststreckenspannung unter Berücksichtigung einer über der Reihenschaltung mit dem Transistor 1 und der Last Z anliegenden Versorgungsspannung zu der Spannung über der Last in Beziehung steht.
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Bei den zuvor erläuterten Schaltungsanordnungen erfolgt eine Einstellung des Ansteuerstromes Ig abhängig von einem den Transistor durchfließenden Laststrom oder abhängig von einer über der Laststrecke des Transistors 1 anliegenden Laststreckenspannung. Bei einem weiteren Beispiel einer Ansteuerschaltung 3, die in 15 dargestellt ist, ist vorgesehen, den Ansteuerstrom Ig abhängig von einem Duty-Cycle D des pulsweitenmodulierten Eingangssignals Sin, nach dessen Maßgabe der Transistor 1 leiten und sperren soll, einzustellen. Der Duty-Cycle entspricht bezugnehmend auf 4 einem Verhältnis zwischen der Einschaltdauer Ton und der Gesamtdauer T einer Ansteuerperiode, es gilt also: D = Ton/T.
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Die dargestellte Ansteuerschaltung 3 weist eine Ansteuerstromquelle 7 auf, die entsprechend einer der zuvor erläuterten Ansteuerstromquellen realisiert sein kann und der anstelle des bisher erläuterten Messsignals S5 für den Laststrom oder die Laststreckenspannung ein Duty-Cycle-Signal S8 zugeführt ist. Die Ansteuerstromquelle 7 ist dazu ausgebildet, den Strompegel des Ansteuerstromes Ig abhängig von dem Duty-Cycle-Signal S8 so einzustellen, dass der Strompegel des Ansteuerstromes Ig mit größer werdendem Duty-Cycle kleiner wird. Entsprechend der zuvor gemachten Ausführungen kann die Ansteuerstromquelle so realisiert sein, dass der Strompegel des Ansteuerstromes mit zunehmendem Duty-Cycle entweder kontinuierlich oder stufenweise abnimmt.
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Diese Ansteuerschaltung gemäß 15 eignet sich insbesondere zur Ansteuerung von Transistoren, die zum Schalten induktiver Lasten dienen. Dies sind z.B. Transistoren in Schaltwandlern, wie z.B. Hoch- oder Tiefsetzstellern, und insbesondere in Hochsetzstellern die als Leistungsfaktorkorrekturschaltungen (Power Factor Controllern) betrieben werden. Beim Schalten solcher induktiver Lasten stellt der Duty-Cycle des Einschaltsignals unmittelbar ein Maß für den Maximalwert des Stromes dar, der den Transistor 1 während der Einschaltdauer Ton durchfließt, wobei dieser Strom mit zunehmendem Duty-Cycle zunimmt.
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Das Eingangssignal Sin wird durch eine nicht näher dargestellte Steuerschaltung erzeugt. Das Duty-Cycle-Signal, das den Duty-Cycle repräsentiert, kann unmittelbar durch diese Steuerschaltung erzeugt werden. Steht dieses Signal nicht unmittelbar zur Verfügung, so besteht bezugnehmend auf 8 auch die Möglichkeit, das Duty-Cycle-Signal S8 durch Auswerten des Eingangssignals Sin zu erzeugen. Das Bezugszeichen 8 bezeichnet in 15 eine Auswerteschaltung zur Auswertung des Eingangssignals Sin und Bereitstellung des Duty-Cycle-Signals.
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Der Ansteuerstrom Ig kann entsprechend der bisherigen Ausführungen so an den Duty-Cycle angepasst werden, dass Ansteuerstrom Ig von Ansteuerperiode zu Ansteuerperiode jeweils abhängig von dem während der vorangehenden Ansteuerperiode ermittelten Duty-Cycle eingestellt werden. Darüber hinaus besteht die Möglichkeit, den Duty-Cycle jeder n-ten – mit n > 1 – Ansteuerperiode zu ermitteln und den so ermittelten Duty-Cycle-Wert zur Ansteuerstromes während der nachfolgenden n – 1 Ansteuerperioden zu verwenden.
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Es sei darauf hingewiesen, dass die zuvor erläuterten Schaltungsanordnungen und Verfahren derart modifiziert werden können, dass entweder der Ansteuerstrom zur leitenden Ansteuerung des Transistor, d.h. der Einschaltstrompegel, und der Ansteuerstrom zur sperrenden Ansteuerung des Transistors, d.h. der Ausschaltstrompegel, unabhängig voneinander eingestellt werden können. So besteht beispielsweise die Möglichkeit, den Ansteuerstrom nur für einen der genannten Schaltvorgänge (Einschalten oder Ausschalten) oder für beide Schaltvorgänge abhängig von dem Laststrom bzw. der Laststreckenspannung oder dem Duty-Cycle einzustellen.
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Abschließend sei darauf hingewiesen, dass Verfahrens- oder Bauelementmerkmale, die nur im Zusammenhang mit einem Beispiel erläutert wurden, auch dann mit Verfahrens- oder Bauelementmerkmalen aus anderen Beispielen kombiniert werden können, wenn dies zuvor nicht explizit erläutert wurde. So können insbesondere Merkmale, die in einem der nachfolgenden Ansprüche wiedergegeben sind, mit Merkmalen beliebiger anderer Ansprüche kombiniert werden.
