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Bipolartransistoren mit isolierter Gate-Elektrode, kurz IGBTs, haben sich als Halbleiter-Leistungsschalter, das heißt zum Schalten hoher Ströme bei hohen Spannungen, eingebürgert. Typische Anwendungen umfassen schaltbare Schaltungen, wie beispielsweise in Stromrichtersystemen, zum Beispiel Schaltnetzteile, kurz SPMS. In diesen Anwendungen wird ein IGBT in der Regel in schneller Folge ein- und ausgeschaltet. Demgemäß sind die Schaltkenndaten von Interesse.
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In einer Ausführungsform werden IGBTs in Schaltnetzteilen verwendet, wobei zwei IGBTs in einer Halbbrückenkonfiguration angeordnet sind, das heißt ein High-Side-IGBT ist mit seinem Kollektor mit der Anode einer Gleichspannungsquelle gekoppelt, der Emitter des High-Side-IGBT ist mit dem Kollektor eines Low-Side-IGBT verbunden, und der Emitter des Low-Side-IGBT ist mit einer Referenzmasse gekoppelt. Durch wechselweises Ein- und Ausschalten der IGBTs kann der Kopplungspunkt zwischen den IGBTs auf die Spannung der Gleichspannungsquelle oder auf die Referenzmasse geschaltet werden. Die resultierende Spannung an diesem Kopplungspunkt kann durch Verwendung eines Glättungskondensators geglättet werden.
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Grundsätzlich kann ein IGBT von seinem nicht-leitenden Zustand, das heißt dem so genannten Aus-Zustand, in seinen leitenden Ein-Zustand geschaltet werden, indem eine positive Gate-Emitter-Spannung angelegt wird, die höher ist als die Schwellenspannung, das heißt, dass ein IGBT auf diese Weise eingeschaltet werden kann. Um einen IGBT auszuschalten, das heißt einen IGBT aus seinem Ein-Zustand in seinen Aus-Zustand zu schalten, kann an einen IGBT eine Null-Spannung oder eine negative Basis-Emitter-Spannung angelegt werden.
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Die IGBTs können unter Verwendung von impulsbreitenmodulierten Signalen der entgegengesetzten Phase gesteuert werden, sodass der High-Side-IGBT in den leitenden Zustand, das heißt in seinen Ein-Zustand geschaltet wird, während der Low-Side IGBT in seinen Aus-Zustand geschaltet wird und umgekehrt. Aufgrund der Umschaltung wird die Spannung an dem Verbindungspunkt zwischen Referenzmasse und der Spannung der Spannungsquelle umgeschaltet.
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Zum Bereitstellen von Steuerspannungen, um den High-Side-IGBT anzusteuern, das heißt zum Vorsehen einer Gate-Emitter-Spannung für den High-Side-IGBT, kann eine Bootstrap-Schaltung verwendet werden, die Spannungen vorsieht, die den Verbindungspunkt der Halbbrückenanordnung der IGBTs als Referenz verwenden. Bei der Verwendung unipolarer Gate-Ansteuerung treten im IGBT-Schalter eine parasitäre Stromschwingung während des Einschaltübergangs des IGBT und ein durch einen hohen Spannungsanstieg über den IGBT aufgrund des Miller-Effekts verursachtes unbeabsichtigtes parasitäres Einschalten auf. Um die parasitäre Stromschwingung zu entfernen, ist an dem High-Side-IGBT eine negative Gate-Spannung erforderlich. Um ein unbeabsichtigtes, aufgrund des Miller-Effekts verursachtes, parasitäres Einschalten des IBGTs zu verhindern, kann ein Miller-Clamp vorgesehen werden. Diese Lösungen haben jedoch Nachteile. Um eine negative Gate-Spannung vorzusehen, muss ein Schaltnetzteil über eine erhöhte Nennleistung und zusätzliche Schaltungsanordnungen verfügen, wodurch das Schaltnetzteil komplexer und teurer wird. Außerdem bedingt der Miller-Clamp zusätzliche Schaltungsanordnungen in der Bootstrap-Schaltung und erhöht somit die Komplexität und die Kosten noch weiter.
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Folglich wird eine verbesserte Bootstrap-Schaltung benötigt, die es erlaubt, bei Verwendung von möglichst wenigen Komponenten die oben genannten Probleme zu beseitigen.
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Ein Aspekt der Erfindung betrifft eine Boostrap-Schaltung zum Vorsehen von Ansteuerspannungen, um einen High-Side-IGBT einer Halbbrückenanordnung von IGBTs zu steuern. Die Bootstrap-Schaltung weist einen Tief-/Hochsetzstellerteil auf, der eine zum Ausschalten des High-Side-IGBT nutzbare negative Spannung vorsieht und somit die Schaltkenndaten der Halbbrückenanordnung verbessert.
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Vorteilhaft sind der erste und der zweite Ladepfad über eine Bootstrap-Diode mit einer Bootstrap-Versorgungsspannung gekoppelt, wobei die Bootstrap-Diode so angeordnet und konfiguriert ist, dass sie einen Stromfluss vorsieht, wenn der High-Side-IGBT eingeschaltet ist.
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Vorteilhaft weist der erste Ladepfad einen ersten, mit einem ersten Bootstrap-Kondensator in Reihe geschalteten Ladewiderstand auf und wobei der zweite Ladepfad eine parallel zu einer Reihe aus einem zweiten Bootstrap-Kondensator und einer zweiten Ladediode angeordnete Drosselspule aufweist. Vorteilhaft ist die zweite Ladediode so angeordnet und konfiguriert, dass sie einen Stromfluss durch den zweiten Bootstrap-Kondensator hindurch vorsieht, wenn der High-Side-IGBT eingeschaltet ist.
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Vorteilhaft weist die Bootstrap-Schaltung wenigstens eine aus einer ersten Zenerdiode, die zum Begrenzen des Spannungshubs der an das Gate des High-Side-IGBT angelegten, positiven Spannung angeordnet und konfiguriert ist, und einer zweiten Zenerdiode, die zum Begrenzen des Spannungshubs der an das Gate des High-Side-IGBT angelegten, negativen Spannung angeordnet und konfiguriert ist auf.
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Vorteilhaft wird die Spannung des zweiten Bootstrap-Kondensators als an das Gate des High-Side-IGBT angelegte negative Spannung angelegt.
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Vorteilhaft wird bei der Inbetriebsetzung des Schaltnetzteils der High-Side-IGBT ausgeschaltet und der Low-Side-IGBT eingeschaltet.
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Vorteilhaft wird der Spannungshub der an das Gate des High-Side-IGBT angelegten positiven Spannung mittels eines ersten Mittels begrenzt.
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Vorteilhaft wird der Spannungshub der an das Gate des High-Side-IGBT angelegten negativen Spannung mittels eines zweiten Mittels begrenzt.
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Druckschrift US 2006 / 0 034 107 A1 offenbart ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Liefern sowohl eines positiven als auch eines negativen Gate-Treiber-Spannungsversorgungspotentials an den oberen Schalter in einer typischen Leistungshalbleiter-Halbbrückentopologie von den Spannungsversorgungen des Gate-Treibers des unteren Schalters und ohne Verwendung eines Transformers, kapazitiver oder optischer Isolierung. Die negative Gate-Treiber-Spannungsversorgung des oberen Schalters wird durch einen zusätzlichen, unteren Leistungshalbleiterschalter bereitgestellt, der im Wesentlichen mit dem unteren Halbleiterschalter synchronisiert ist. Wenn der zusätzliche Schalter eingeschaltet ist und leitet, ist die negative Gate-Treiber-Spannung des unteren Schalters mit den Energiespeicherkapazitäten der Gate-Treiber-Versorgung des oberen Schalters verbunden.
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Druckschrift
DE 10 2008 049 677 A1 offenbart eine Spannungsversorgung in einer Schaltungsanordnung mit einem Halbleiterschaltelement. Diese Anordnung weist ein erstes Halbleiterschaltelement, dass eine Laststrecke und einen Ansteueranschluss aufweist, und eine Spannungsversorgungsschaltung auf, die aufweist: eine Induktivität, die in Reihe zu der Laststrecke des ersten Halbleiterschaltelements geschaltet ist; eine kapazitive Ladungsspeicheranordnung, die parallel zu der Induktivität geschaltet ist und die eine erste und eine zweite Ausgangsklemme zum Bereitstellen einer Versorgungsspannung aufweist.
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Kurze Beschreibung der Zeichnungen
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Die Merkmale, Aspekte und Vorteile der vorliegenden Erfindung werden anhand der beigefügten Zeichnungen besser verständlich. Es zeigen:
- 1 eine Schemaskizze einer erfindungsgemäßen Bootstrap-Schaltung,
- 2 Kurven einer positiven und einer negativen Spannung, wie sie mittels der Bootstrap-Schaltung vorgesehen werden.
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Ausführliche Beschreibung der Erfindung
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1 zeigt eine Schemaskizze einer erfindungsgemäßen Bootstrap-Schaltung. Die Schaltnetzteil-Schaltung weist einen High-Side-IGBT 101 und einen Low-Side-IGBT 102 in einer Halbbrückenkonfiguration auf, das heißt der Emitter des High-Side-IGBT 101 ist mit dem Kollektor des Low-Side-IGBT 102 gekoppelt, wodurch somit ein Verbindungspunkt gebildet wird. Der Kollektor des High-Side-IGBT 101 ist mit der positiven Elektrode einer Gleichspannungsquelle UDC gekoppelt, und der Emitter des Low-Side-IGBT 102 ist mit der negativen Elektrode der genannten Spannungsquelle gekoppelt. In der abgebildeten Ausführungsform sind beide IGBTs n-Kanal-IGBTs, obwohl die Erfindung in dieser Hinsicht nicht eingeschränkt ist. Die Steuereinheit 103 stellt beiden IGBTs Gate-Signale bereit, um den Verbindungspunkt abwechselnd mit der positiven oder der negativen Elektrode der Spannungsquelle UDC zu koppeln. Dies kann mittels Vorsehen von impulsbreitenmodulierten Signalen der entgegengesetzten Phase an die Basiselektroden der IGBTs erreicht werden. Auf diese Weise kann eine Last 104, die mit ihrer einen Elektrode mit dem Verbindungspunkt gekoppelt ist, mit einer Schaltspannung versorgt werden.
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Es sei angemerkt, dass in dieser Ausführungsform die Last 104 als induktives Element modelliert ist, was die meisten in der Realität vorkommenden Lasten widerspiegelt. Es können jedoch auch Lasten mit anderen Kenndaten mit dem Schaltnetzteil gekoppelt werden, daher ist die Erfindung in dieser Hinsicht nicht eingeschränkt. Ferner stellen die Kondensatoren 105 und 106, die zum Glätten der Spannung vorgesehen sind, mit der die Last versorgt wird, bei der Anwendung keine Anforderung dar.
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Die Schaltnetzteil-Schaltung 100 weist ferner eine Bootstrap-Schaltung 107 auf, die mittels des Ovals in Strichpunktlinien eingekreist ist. Die Bootstrap-Schaltung 107 ist auf einer Seite mit einer Versorgungsspannung UVERSORGUNG gekoppelt, die typischerweise den zum Schalten eines IGBT in seinen Ein-Zustand erforderliche Basis-Emitter-Spannungshub widerspiegelt. In einer Ausführungsform kann der Spannungshub UVERSORGUNG etwa 15 V betragen. Auf ihrer anderen Seite ist die Bootstrap-Schaltung mit dem Verbindungspunkt der Halbbrücke gekoppelt, das heißt dort, wo der Emitter des High-Side-IGBT 101 mit dem Kollektor des Low-Side-IGBT 102 gekoppelt ist.
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Die Bootstrap-Schaltung weist eine Bootstrap-Diode Dbs 108 auf, die es einem Ladestrom erlaubt, ausgehend von einer Bootstrap-Versorgungsspannung über die Bootstrap-Schaltung zu fließen, wenn der Low-Side-IGBT sich in seinem Ein-Zustand befindet, das heißt leitend ist. Es sei angemerkt, dass die Diode 108 für höhere Spannung als die Gleichspannung UDC dimensioniert ist. In einer Ausführungsform kann die Diode 108 für eine Spannung ausgelegt sein, die das Doppelte von UDC beträgt.
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Ferner weist die Bootstrap-Schaltung einen ersten Ladepfad auf, der die Kathode der Bootstrap-Diode mit dem Verbindungspunkt verbindet. Der erste Ladepfad weist einen ersten Bootstrap-Kondensator Cbs 109 auf, der mit einer ersten Ladediode 110 und einem erstem Ladewiderstand 111 in Reihe geschaltet ist, wobei der Ladewiderstand 111 den Ladestrom beim Laden des Bootstrap-Kondensators 109 bestimmt.
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Es sei angemerkt, dass der Bootstrap-Kondensator Cbs 109 so dimensioniert ist, dass er ausreichend groß ist, um die Energieerfordernis des High-Side-IGBT für einen vollständigen Zyklus zu erfüllen. In einer Ausführungsform kann Cbs so dimensioniert sein, dass er eine Kapazität von 47 nF, das heißt 47 Nano-Farad vorsieht. Der Ladewiderstand 111 kann in einer Ausführungsform so dimensioniert sein, dass er einen Widerstand von 10 C hat.
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Ferner weist die Bootstrap-Schaltung einen zweiten Ladepfad von der Kathode der Bootstrap-Diode 108 zu dem Verbindungspunkt auf, wodurch der zweite Ladepfad parallel zu dem ersten Ladepfad verläuft. Der zweite Ladepfad weist einen zweiten Ladewiderstand 112 auf, der mit einer parallelen Anordnung aus einer Drosselspule 113 und einem mit einer zweiten Ladediode 115 in Reihe geschalteten Kondensator Cse in Reihe geschaltet ist. Der zweite Ladewiderstand 112 steuert den Stromfluss durch die Drosselspule 113 während des Ladens. In einer Ausführungsform kann der zweite Ladewiderstand 112 einen Widerstandswert von 100 aufweisen, und die Drosselspule 113 kann einen Induktivitätswert von 680 Nano-Henry aufweisen.
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Bei dem Betrieb der Bootstrap-Schaltung, das heißt, wenn das Schaltnetzteil 100 betrieben wird, sieht der erste Ladepfad bei 116, das heißt bei dem ersten Bootstrap-Kondensator 109, eine positive Spannung Vbs vor, und der zweite Ladepfad sieht eine negative Spannung Vbs bei 117, das heißt bei dem zweiten Bootstrap-Kondensator 114, vor. Die positive Spannung Vbs und die negative Spannung werden der Steuereinheit 103 bereitgestellt (nicht gezeigt), die diese als Gate-Spannungen zum Steuern des High-Side-IGBT verwenden, wie unten ausführlicher erläutert.
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In dem Anfangszyklus, das heißt beim Einschalten der Schaltung 100 und somit dem Beginn des ersten Zyklus, steuert die Steuereinheit 103 den High-Side-IGBT in seinen Ein-Status, zum Beispiel mittels Anlegen einer Gate-Emitter-Nullspannung an den IGBT 101 und einer den Schwellenwert überschreitenden positiven Gate-Emitter-Spannung an den Low-Side-IGBT 102. Wenn der High-Side-IGBT 101 ausgeschaltet ist, das heißt sperrt, und der Low-Side-IGBT eingeschaltet ist, das heißt leitet, ist der Verbindungspunkt mit der Referenzmasse gekoppelt. Dann fließt ein Strom ausgehend von der Versorgungsspannung UVERSOR- GUNG durch die Bootstrap-Diode 108. Ein erster Teil des Stroms fließt durch den ersten Ladepfad, das heißt durch die Diode 110 und den ersten Ladewiderstand 111, und lädt dann den ersten Bootstrap-Kondensator 109. Der erste Teil des Stroms verlässt dann die Bootstrap-Schaltung und fließt über den Low-Side-IGBT zu der Versorgungsspannungsquelle UVERSORGUNG. In Abhängigkeit von der Dauer des Anfangszyklus wird der erste Bootstrap-Kondensator 109 annähernd auf die Versorgungsspannung minus dem Spannungsabfall durch die Bootstrap-Diode 108 und die Ladediode 110 hindurch geladen. Die geladene Spannung Vbs 116 durch den ersten Bootstrap-Kondensator 109 hindurch wird mit der Steuereinheit 103 gekoppelt und ist die positive Versorgungsspannung des High-Side-IGBT-Treibers zum Einschalten des HighSide-IGBT in dem nächsten Zyklus; es sei angemerkt, dass Vbs ausgehend von 116 so gekoppelt wird, dass sie zu der Steuereinheit 103 gelangt.
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Während der erste Teil des Stroms den ersten Bootstrap-Kondensator 109 lädt, fließt der restliche Teil des Stroms ausgehend von UVERSORGUNG durch den zweiten Ladepfad, das heißt durch den zweiten Ladewiderstand 112 und durch die Drosselspule 113. Dieser Stromfluss lädt die Drosselspule 113. Es sei angemerkt, dass während dieses Zyklus kein Strom durch den zweiten Bootstrap-Kondensator 114 fließt, da die zweite Ladediode 115 diese Stromrichtung sperrt.
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In dem nächsten Zyklus, das heißt dem zweiten Zyklus, wird der High-Side-IGBT 101 eingeschaltet, das heißt in seinen leitenden Zustand geschaltet, indem Vbs als Gate-Emitter-Spannung mit dem Gate des High-Side-IGBT 101 gekoppelt wird. Zur selben Zeit wird der Low-Side-IGBT 102 ausgeschaltet, das heißt aus seinem leitenden in seinen nicht leitenden Zustand geschaltet, wodurch der Verbindungspunkt von der Referenzmasse isoliert wird. Das Schalten des Low-Side-IGBT kann mittels Anlegen einer Nullspannung mit Referenz auf Masse an das Gate des Low-Side-IGBT erreicht werden. Dann wird die Spannung des Verbindungspunkts mit Referenz auf Masse demgemäß auf Upc steigen, was einen schnellen Spannungsanstieg zeigt. Dieser Spannungsanstieg beeinträchtigt jedoch die Gate-Emitter-Spannung Ubs nicht, da sie auf den Verbindungspunkt referenziert wird.
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Das Ausschalten des Low-Side-IGBT 102 hält den von der Versorgungsspannungsquelle UVERSORGUNG abgegebenen Stromfluss an. Der Stromfluss durch die Drosselspule 113 kann aufgrund der Beschaffenheit der Drosselspule 113 jedoch nicht schlagartig anhalten, fließt aber durch den zweiten Bootstrap-Kondensator 114 und lädt somit den Kondensator. Es sei angemerkt, dass die zweite Ladediode 115 so angeordnet ist, dass sie diesen Stromfluss erlaubt. Es sei ferner angemerkt, dass der Strom durch die Drosselspule 113 die Ladung, das heißt die Spannung, des ersten Bootstrap-Kondensators 109 nicht beeinträchtigt, da diese Stromflussrichtung mittels der ersten Ladediode 110 auf dem ersten Ladepfad gesperrt ist. Auf diese Weise gelangt die in der Drosselspule 113 gespeicherte Energie in den Kondensator 114. Es sei ferner angemerkt, dass die Spannung Vns, das heißt bei 117, mit Referenz auf den Verbindungspunkt negativ ist.
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In dem nächsten Zyklus, das heißt dem dritten Zyklus, wird der High-Side-IGBT 101 wieder ausgeschaltet, und der Low-Side-IGBT 102 wird eingeschaltet. Das Einschalten des Low-Side-IGBT 102 kann auf einfache Weise mittels Anlegen einer positiven, auf Masse referenzierten Gate-Emitter-Spannung erreicht werden, da der Emitter des Low-Side-IGBT mit der Referenzmasse gekoppelt ist.
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Um den High-Side-IGBT auszuschalten, wird die Spannung Vns als Gate-Emitter-Spannung mit dem High-Side-IGBT 101 gekoppelt. Es sei angemerkt, dass diese negative Spannung Vns durch einen beliebigen Spannungsabfall des Verbindungspunkts mit Referenz auf Masse, der durch das Einschalten des Low-Side-IGBT und das Ausschalten des High-Side-IGBT verursacht wird, nicht beeinträchtigt wird, da Vns auf den Verbindungspunkt referenziert wird. Demgemäß bleibt die negative Gate-Emitter-Spannung Vns negativ, auch wenn sich die Spannung des Verbindungspunkts ändert. Mittels Anlegen der negativen Gate-Emitter-Spannung an den High-Side-IGBT beim Ausschalten dieses IGBT wird die Gefahr eines unbeabsichtigten, durch den Miller-Effekt verursachten, parasitären Einschaltens erheblich verringert.
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Auf diese Weise bildet der zweite Ladepfad eine so genannte Tief-/Hochsetzsteller-Schaltung, die eine negative Spannung Vns bereitstellt, die zum sicheren Ausschalten des High-Side-IGBT verwendet werden kann, wodurch die Schaltkenndaten der Halbbrückenanordnung von IGBTs verbessert werden.
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Optional kann die Bootstrap-Schaltung 107 ferner eine erste Zenerdiode 118 aufweisen, um den Spannungshub von Vbs zu begrenzen. In einer Ausführungsform kann die erste Zenerdiode 118 so dimensioniert sein, dass ihre Durchbruchspannung 15 Volt beträgt. Außerdem kann die Bootstrap-Schaltung 107 eine zweite Zenerdiode 119 aufweisen, um den Spannungshub von Vns zu begrenzen. In einer Ausführungsform kann die zweite Zenerdiode so ausgelegt sein, dass ihre Durchbruchspannung 5 Volt beträgt.
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2 zeigt eine Skizze der simulierten Spannungen Vbs und Vns, das heißt der an das Gate des High-Side-IGBT 101 angelegten positiven Bootstrap-Spannung zum Einschalten des IGBT und der an das Gate des High-Side-IGBT 101 angelegten negativen Spannung zum Ausschalten des IGBT, wenn passive Komponenten mit Werten wie oben beschrieben verwendet werden, das heißt UVERSORGUNG ist 15 V, der erste Ladewiderstand 11 hat 10 Ohm, der erste Bootstrap-Kondensator 109 hat 47 nF, der zweite Ladewiderstand 112 hat 100 Ohm, die Drosselspule 113 hat 113 nH, und der zweite Bootstrap-Kondensator hat 10 nF.
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Wie in den Kurven veranschaulicht, erreicht Vbs in dem ersten Zyklus eine Spannung von annähernd 15 Volt, was annähernd UVERSORGUNG entspricht, während Vns auf eine Spannung von -5 Volt abfällt, wobei beide Spannungen auf den Verbindungspunkt referenziert sind. Während der Schaltzyklen fällt Vbs ein wenig ab, und die negative Spannung Vns verringert sich ein wenig in Richtung auf null Volt, aber beide Spannungen bleiben im Wesentlichen wie gewünscht, das heißt, dass Vbs im Wesentlichen bei UVERSORUNG oder ein wenig darunter bleibt und Vbs immer nahe bei -5 Volt bleibt.
