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TECHNISCHES GEBIET
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Die vorliegende Erfindung betrifft allgemein Schalter, insbesondere Kaskodenschalter.
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HINTERGRUND
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Stromversorgungssysteme sind überall, in vielen elektronischen Anwendungen von Computern bis zu Kraftfahrzeugen, vorhanden. Im Allgemeinen werden Spannungen in einem Stromversorgungssystem erzeugt, indem eine Gleichstrom-Gleichstrom-, Gleichstrom-Wechselstrom- und/oder eine Wechselstrom-Gleichstrom-Wandlung durchgeführt wird, indem ein mit einem Induktor oder einem Transformator belasteter Schalter betätigt wird. Zu einer Klasse solcher Systeme zählen Schaltnetzteile (SMPS: Switched Mode Power Supplies). Ein SMPS ist normalerweise effizienter als andere Typen von Leistungswandlersystemen, weil eine Leistungswandlung durch gesteuertes Aufladen und Entladen des Induktors oder des Transformators durchgeführt wird, und es reduziert die Energie, die aufgrund von Leistungsverlust über ohmschen Spannungsabfällen verloren geht.
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Ein SMPS enthält normalerweise wenigstens einen Schalter und einen Induktor oder einen Transformator. Einige spezielle Topologien enthalten unter anderem Abwärtswandler, Aufwärtswandler und Sperrwandler. Eine Steuerschaltung wird üblicherweise verwendet, um den Schalter zu öffnen und zu schließen, um den Induktor zu laden und zu entladen. Bei manchen Anwendungen wird der Strom, der der Last zugeführt wird, und/oder die Spannung, die der Last zugeführt wird, über eine Rückkopplungsschleife geregelt. Bei manchen Typologien werden die in dem SMPS verwendeten Schalter unter Verwendung von Kaskodenschaltern implementiert.
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Kaskodenschalter werden typischerweise mit zwei oder mehr in Reihe geschalteten MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistors – Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren) oder IGBTs (Insulated Gate Bipolar Transistors – Bipolartransistoren mit isoliertem Gate) gestaltet. Zum Beispiel ist bei einem Kaskodenschalter mit zwei Transistoren der erste Transistor an die Last gekoppelt und der zweite Transistor zwischen den ersten Transistor und Erde in Reihe geschaltet. Die Transistoren werden ein- und ausgeschaltet, um den Laststrom wie gefordert oder benötigt zu schalten. Die Lastspannung wird über alle in dem Kaskodenschalter enthaltenen in Reihe geschalteten Leistungstransistoren verteilt. Zum Beispiel können zwei für 800 V eingestufte MOSFETs für eine Last von 1000 V oder mehr in Reihe geschaltet werden.
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Es ist eine Aufgabe, verbesserte Möglichkeiten für derartige Kaskodenschalter bereitzustellen.
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KURZFASSUNG
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Es werden ein Schaltkreis nach Anspruch 1 oder 16 sowie ein Verfahren nach Anspruch 27 bereitgestellt. Die Unteransprüche definieren weitere Ausführungsformen.
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Gemäß einer Ausführungsform beinhaltet ein Schaltkreis einen ersten Schalttransistor mit einer ersten Source, die an einen ersten Referenzspannungsanschluss gekoppelt ist, und einen zweiten Schalttransistor mit einer zweiten Source, die an einen ersten Drain des ersten Schalttransistors gekoppelt ist, und einem zweiten Drain, der dazu konfiguriert ist, an einen Transformator gekoppelt zu werden. Der Schaltkreis beinhaltet außerdem eine erste Diode, die zwischen den ersten Drain des ersten Schalttransistors und einen ersten Eingangsanschluss gekoppelt ist. Die erste Diode ist dazu konfiguriert, eine Spannung des ersten Drains des ersten Schalttransistors an eine Spannung des ersten Eingangsanschlusses zu klemmen. Der Schaltkreis beinhaltet ferner eine Schalt-Schaltung, die zwischen den zweiten Schalttransistor und den ersten Eingangsanschluss gekoppelt ist. Die Schalt-Schaltung ist dazu konfiguriert, die zweite Source des zweiten Schalttransistors mit einem zweiten Gate des zweiten Schalttransistors zu verbinden, wenn eine Spannung der zweiten Source des zweiten Schalttransistors die Spannung des ersten Eingangsanschlusses überschreitet.
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KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
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Für ein vollständigeres Verständnis der vorliegenden Erfindung und ihrer Vorteile wird jetzt Bezug auf die folgenden Beschreibungen in Verbindung mit den zugehörigen Zeichnungen genommen, in denen:
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1 einen Leistungswandler mit einem Kaskodenschalter bei manchen Ausführungsformen veranschaulicht;
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2 einen Leistungswandlerschaltkreis mit einem Kaskodenschalter bei manchen anderen Ausführungsformen veranschaulicht;
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3 einen Leistungswandlerschaltkreis mit einem Kaskodenschalter bei noch anderen Ausführungsformen veranschaulicht; und
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4 ein Flussdiagramm eines Verfahrens zum Schalten eines Leistungsschaltkreises bei manchen Ausführungsformen veranschaulicht.
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Entsprechende Ziffern und Symbole in unterschiedlichen Figuren verweisen allgemein auf entsprechende Teile, sofern nichts anderes angegeben ist. Die Figuren sind gezeichnet, um die maßgeblichen Aspekte der bevorzugten Ausführungsformen klar zu veranschaulichen, und sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu gezeichnet. Um gewisse Ausführungsformen klarer zu veranschaulichen, kann ein Buchstabe, der Variationen der gleichen Struktur, des gleichen Materials oder Prozessschrittes veranschaulicht, auf eine Figurennummer folgen.
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AUSFÜHRLICHE BESCHREIBUNG VON VERANSCHAULICHENDEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
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Die Fertigung und die Verwendung von vorliegend bevorzugten Ausführungsformen werden im Folgenden ausführlich besprochen. Es versteht sich jedoch, dass die vorliegende Erfindung viele anwendbare erfindungsgemäße Konzepte bereitstellt, die in einer großen Vielzahl spezieller Zusammenhänge umgesetzt werden können. Die besprochenen speziellen Ausführungsformen dienen lediglich der Veranschaulichung spezieller Arten, die Erfindung zu fertigen und zu verwenden, und beschränken den Schutzumfang der Erfindung nicht.
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Die vorliegende Erfindung wird mit Bezug auf bevorzugte Ausführungsformen in einem speziellen Zusammenhang, einem System und Verfahren für Kaskodenschalter, die in Leistungswandlern (z. B. Sperrwandlern) zum Ein- und Ausschalten des Laststroms verwendet werden können, besprochen. Die Erfindung kann auch auf andere Systeme und Anwendungen mit Schaltkreisen, die Kaskodenschalter benutzen, angewandt werden.
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Sperrwandler beinhalten allgemein einen Schalter, der mit einer Primärwicklung eines Transformators und einer Eingangsspannung des Sperrwandlers in Reihe geschaltet ist. Während des Betriebs des Sperrwandlers kann, wenn der Schalter ausgeschaltet wird, die Spannung über den Schalter auf eine sehr hohe Spannung ansteigen, die viel größer als die Eingangsspannung ist, die von der Größenordnung von einigen Hundert Volt sein kann. Um dem Schalter zu helfen, diesen hohen Spannungen standzuhalten, ist der Schalter unter Verwendung mehrerer verbundener Transistoren konstruiert, die die hohe Spannung zwischen sich teilen. Gemäß Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung ist ein Kaskodenschalter unter Verwendung eines Low-Side-Schalttransistors und eines High-Side-Kaskodentransistors konstruiert. Wenn der Kaskodenschalter ausgeschaltet wird, wird die Laststreckenspannung des Low-Side-Schalttransistors an die Eingangsspannung des Sperrwandlers geklemmt, während zugelassen wird, dass der Kaskodentransistor leitet. Sobald der Drain der Low-Side an die Eingangsspannung des Sperrwandlers geklemmt ist, wird der Kaskodentransistor ausgeschaltet. Auf diese Weise wird die Spannung über den Low-Side-Schalttransistor, die auf etwa die Spannung des Leistungseingangsbusses des Sperrtransistors beschränkt ist, und den High-Side-Kaskodentransistor etwa auf einen Spannungsunterschied zwischen der Maximalspannung, die über den Schalter auftritt, und dem Leistungseingangsbus des Sperrwandlers beschränkt. Bei manchen Ausführungsformen ist die Maximalspannung über jede Vorrichtung in dem Kaskodenschalter im Wesentlichen unabhängig von einer Vorrichtungsgeometrie, Vorrichtungsparametern, einer parasitären Kapazität und einer Vorrichtungsabgleichung zwischen dem Low-Side-Schalttransistor und dem High-Side-Kaskodentransistor. Vorteilhaft müssen der Low-Side-Schalttransistor und der High-Side-Kaskodentransistor bei solchen Ausführungsformen nicht überspezifiziert sein, um den von dem Schalter bei manchen Ausführungsformen gesehenen vollständigen Spannungen standzuhalten, wodurch die Möglichkeit erhalten wird, kleinere, günstigere Transistoren für den Kaskodenschalter zu verwenden. Des Weiteren ist die Ausschaltzeit des Kaskodenschalters bei manchen Ausführungsformen im Wesentlichen unabhängig von dem Laststrom des Kaskodenschalters.
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1 veranschaulicht einen Schaltsperrwandler 100 unter Verwendung eines Kaskodenschalters 100, der Transistoren Q1 und Q2 enthält, gemäß manchen Ausführungsformen. Ein Sperrwandler ist in 1 als ein Beispiel veranschaulicht. Die Verwendung eines Sperrwandlers in 1 soll nicht beschränkend sein, da andere geeignete Schaltkreise und/oder Leistungswandler ebenfalls mit dem Kaskodenschalter verwendet werden können. Die nachfolgende Erörterung kann sich auf den Leistungswandler als einen Sperrwandler beziehen, mit dem Verständnis, dass andere Typen von Leistungswandlern oder Schaltkreisen ebenfalls mit dem hier offenbarten Kaskodenschalter verwendet werden können.
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Unter Bezugnahme auf 1 sind zwei Schalttransistoren Q1 und Q2 zwischen Transformator T1 des Sperrwandlers 100 und einem Referenzspannungsanschluss G in Reihe geschaltet. Der Referenzspannungsanschluss G ist an elektrische Erde gekoppelt, aber kann bei alternativen Ausführungsformen auch an andere Referenzpotentiale gekoppelt sein. Wie in 1 veranschaulicht, ist der Schalttransistor Q2 zwischen die Primärwicklung des Transformators T1 und Schalttransistor Q1 gekoppelt, wobei der Drain des Schalttransistors Q2 an den Anschluss B der Primärwicklung des Transformators T1 gekoppelt ist und die Source des Schalttransistors Q2 an den Drain des Schalttransistors Q1 gekoppelt ist. Die Source des Schalttransistors Q1 ist an den Referenzspannungsanschluss G gekoppelt. In der nachfolgenden Erörterung kann der dem Referenzspannungsanschluss G nächstgelegene Schalttransistor (z. B. Transistor Q1) als der Low-Side-Transistor und der dem Transformator nächstgelegene Schalttransistor (z. B. Transistor Q2) als der High-Side-Transistor bezeichnet werden.
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Wie in 1 gezeigt, wird eine Eingangsspannung Vin einem Eingangsanschluss C von Schaltkreis 100 zugeführt. In 1 ist die Eingangsspannung Vin zu Veranschaulichungszwecken als eine Gleichspannungsquelle gezeigt, jedoch ist es einem Fachmann klar, dass auch andere geeignete Eingangsspannungen, wie etwa eine gleichgerichtete Wechselspannung, als die Eingangsspannung verwendet werden können. Anschluss A der Primärwicklung des Transformators T1 ist an Eingangsanschluss C gekoppelt, folglich wird die Eingangsspannung Vin auch an Anschluss A der Primärwicklung des Transformators T1 angelegt. Die Spannung an Eingangsanschluss C und Anschluss A der Primärwicklung des Transformators T1 wird manchmal als die Busspannung bezeichnet. Die Sekundärwicklung des Transformators T1 ist bei manchen Ausführungsformen über eine Gleichrichterdiode D1 an eine durch Spannung V0 repräsentierte Last gekoppelt.
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1 veranschaulicht einen Treiberschaltkreis 110, der auch als ein Treiber 110 bezeichnet wird und der an das Gate des Low-Side-Transistors Q1 gekoppelt ist. Ein Eingangsanschluss des Treibers 110 des Low-Side-Transistors Q1 kann an eine gepulste Spannungsquelle, wie etwa einen Pulsbreitenmodulator (PWM: Pulse-Width-Modulator) 130, gekoppelt sein. In der nachstehenden Erörterung wird ein PWM auch verwendet, um auf eine gepulste Spannungsquelle zu verweisen, und kann austauschbar mit einer gepulsten Spannungsquelle verwendet werden. PWM 130 kann an eine Steuerung 140 gekoppelt sein und durch diese gesteuert werden. Steuerung 140 kann eine Mikrokontrollereinheit (MCU: Micro-Controller Unit), eine anwendungsspezifische integrierte Schaltung (ASIC: Application-Specific Integrated Circuit), ein unter Verwendung diskreter Komponenten gebauter Steuerschaltkreis oder eine andere geeignete Steuerung sein. Wie in 1 gezeigt, kann Steuerung 140 (ein) Rückkopplungssignal(e) von Rückkopplungsschaltkreis 150 empfangen, um den Betrieb und Zustand des Schaltkreises 100 zu überwachen. Steuerung 140 kann PWM 130 anweisen, einen Pulszug (z. B. eine Reihe von Spannungspulsen mit gewünschter Pulsbreite und Pulsamplitude) zu erzeugen, um den Low-Side-Transistor Q1 ein- und auszuschalten, was wiederum den High-Side-Transistor Q2 zum Ein- und Ausschalten veranlasst, wie nachfolgend ausführlicher besprochen wird. Der Treiber des Low-Side-Transistors Q1 kann einen beliebigen geeigneten Treiberschaltkreis umfassen.
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Weiter unter Bezugnahme auf 1 ist das Gate des High-Side-Transistors Q2 über Widerstand R4 an einen High-Side-Treiber gekoppelt. Der High-Side-Treiber ist in einem anderen in 1 veranschaulichten gestrichelten Kasten gezeigt und beinhaltet bei manchen Ausführungsformen Dioden D2, D3, D4, D5, Widerstand R2 und Transistor Q3. Transistor Q3 ist bei verschiedenen Ausführungsformen ein Bipolartransistor (BJT: Bipolar Junction Transistor). Wie in 1 veranschaulicht, ist der Emitter des BJT-Transistors Q3 über Widerstand R4 an das Gate des High-Side-Transistors Q2 gekoppelt, ist der Kollektor des BJT-Transistors Q3 an die Source des High-Side-Transistors Q2 gekoppelt und ist die Basis des BJT-Transistors Q3 über Diode D5 und Widerstand R2 an den Eingangsanschluss C gekoppelt, wobei Widerstand R2 zwischen Diode D5 und Transistor Q3 gekoppelt ist. Des Weiteren veranschaulicht 1 ferner Diode D2, die zwischen den Drain des Low-Side-Transistors Q1 und Eingangsanschluss C gekoppelt ist, Diode D4, die zwischen die Basis und den Emitter des BJT-Transistors Q3 gekoppelt ist, und Diode D3, die zwischen Diode D4 und Spannungsanschluss E, der an eine Spannungsquelle Vc gekoppelt ist, gekoppelt ist. In dem Beispiel aus 1 ist eine Spannungsquelle Vc eine Gleichspannungsquelle, obwohl auch andere geeignete Spannungsquellen (z. B. eine gepulste Spannungsquelle) verwendet werden können. Weiterhin ist, wie in 1 veranschaulicht, bei manchen Ausführungsformen ein erster Anschluss des Widerstands R3 an Eingangsanschluss C gekoppelt und ist ein zweiter Anschluss des Widerstands R3 über Widerstand R4 an das Gate des High-Side-Transistors Q2 gekoppelt.
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Ein Betrieb des Kaskodenschalters wird nun mit Bezugnahme auf 1 beschrieben. Unter Bezugnahme auf 1 erzeugt PWM 130 während eines Einschaltens des Kaskodenschalters einen Spannungspuls (z. B. einen Spannungspuls von 10 Volt mit einer Pulsbreite von 10 μs), um den Low-Side-Transistor Q1 einzuschalten. Sobald Low-Side-Transistor Q1 eingeschaltet ist, wird die Source-Spannung des High-Side-Transistors Q2 auf eine niedrige Spannung (z. B. nahe der elektrischen Erde) herabgesetzt. Da das Gate des High-Side-Transistors Q2 an Spannungsquelle Vc (z. B. an eine Gleichspannungsquelle von 15 Volt) gekoppelt ist, beginnen Gleichrichterdioden D3 und D4, zu leiten. In dem leitenden Zustand laden Gleichrichterdioden D3 und D4 High-Side-Transistor Q2 durch Widerstand R4, und schalten folglich High-Side-Transistor Q2 ein. Sobald Low-Side-Transistor Q1 und High-Side-Transistor Q2 eingeschaltet sind, fließt ein Laststrom durch die Primärwicklung des Transformators T1, den Low-Side-Transistor Q1 und den High-Side-Transistor Q2. Während des Einschaltprozesses ist BJT-Transistor Q3 ausgeschaltet, da die Basis-Emitter-Spannung (Vbe) von Q3 negativ ist.
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Weiter unter Bezugnahme auf 1 erzeugt PWM 130 während des Abschaltens des Kaskodenschalters einen entsprechenden Spannungspuls (z. B. einen Spannungspuls mit null Volt und einer Pulsbreite von 4 μs), um Low-Side Q1 auszuschalten, was wiederum veranlasst, dass die Drain-zu-Source-Spannung (Vds) von Q1 beginnt, anzusteigen. Wenn Vds des Low-Side-Transistors Q1 eine Schwellenspannung erreicht, z. B. einen Abfall einer Diode oberhalb der Busspannung, leitet Gleichrichterdiode D2 und ein Laststrom wird durch D2 umgeleitet. Sobald sie leitet, klemmt Diode D2 die Drain-zu-Source-Spannung des Low-Side-Transistors Q1 an die Busspannung. Für einen Fachmann ist es klar, dass „an die Busspannung klemmen” bedeutet, dass die Drain-zu-Source-Spannung Vds des Low-Side-Transistors Q1 auf eine Spannung nahe der Busspannung, z. B. einen Diodenabfall oberhalb der Busspannung, beschränkt ist. Da die Drain-zu-Source-Spannung Vds des Low-Side-Transistors Q1 an die Busspannung geklemmt ist, liegt die Gate-Spannung des High-Side-Transistors Q2 oberhalb der Busspannung. Infolge dessen ist Diode D4 in Sperrrichtung vorgespannt, ist Diode D5 in Durchlassrichtung vorgespannt und leitet der BJT-Transistor Q3. Sobald BJT-Transistor Q3 leitet, fließt ein Laststrom durch Widerstand R4, BJT-Transistor Q3, Widerstand R2 und Diode D5, so dass der Gate-Source-Kondensator Cgs des High-Side-Transistors Q2 entladen wird, wobei Q2 ausgeschaltet wird. Daher bilden die Primärwicklung, der High-Side-Transistor Q2, der Widerstand R4, der BJT-Transistor Q3, der Widerstand R2 und die Diode D5 bei manchen Ausführungsformen eine leitfähige Schleife zum Entladen des Gate-Source-Kondensators Cgs. Der High-Side-Transistor Q2 schaltet sich aus, wenn Cgs entladen wird. Es ist zu beachten, dass bei manchen Ausführungsformen, wenn BJT-Transistor Q3 leitet (z. B., die Source des High-Side-Transistors Q2 oberhalb der Busspannung liegt), sein Emitter und seine Basis in Durchlassrichtung vorgespannt sind und sein Kollektor und seine Basis in Sperrrichtung vorgespannt sind, Strom durch den Emitter und den Kollektor fließt, weswegen BJT-Transistor Q3, wenn er leitet, das Gate und die Source des High-Side-Transistors Q2 verbindet. In der nachfolgenden Erörterung können der BJT-Transistor Q3, der Widerstand R2 und die Diode D5 gemeinsam als eine Schalt-Schaltung bezeichnet werden. Wie oben besprochen, schalten sich der Low-Side-Transistor Q1 und der High-Side-Transistor Q2 bei manchen Ausführungsformen nacheinander aus.
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Da High-Side-Transistor Q2 aktiv durch den BJT-Transistor Q3, unabhängig von einem Laststrom ausgeschaltet wird, hängt die Ausschaltzeit des High-Side-Transistors Q2 nicht von dem Laststrom ab, was bedeutet, dass die Schaltkreistopologie im Vergleich zu dem Fall eines einzigen Transistors nicht zu irgendeiner zusätzlichen Abhängigkeit der Ausschaltzeit von dem Laststrom führt. Dies veranschaulicht einen Vorteil der vorliegenden Offenbarung.
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Weiter unter Bezugnahme auf 1 fließt wie oben erwähnt ein Laststrom durch die Primärwicklung des Transformators T1, wenn der Kaskodenschalter eingeschaltet ist. Diode D1 der Sekundärwicklung des Transformators T1 ist in Sperrrichtung vorgespannt, wenn der Kaskodenschalter eingeschaltet ist, weswegen kein Strom durch die Sekundärwicklung fließt und der Laststrom durch die Primärwicklung fließt und Energie als Magnetfeld in dem Transformator gespeichert wird. Diode D1 kann durch einen Schalter ersetzt werden, der als ein Synchrongleichrichter verwendet wird, wie es für einen Fachmann klar ist. Nachdem der Kaskodenschalter abgeschaltet wurde (z. B. nachdem High-Side-Transistor Q2 abgeschaltet wurde), bricht das gespeicherte Magnetfeld zusammen und Energie wird an den Ausgang des Transformators (z. B. die Sekundärwicklung) übertragen, wobei eine Ausgangsspannung über die Sekundärwicklung und ein Strom in der Sekundärwicklung erzeugt wird. Aufgrund der elektromagnetischen Kopplung zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung wird die Ausgangsspannung über die Sekundärwicklung zurück zu der Primärwicklung reflektiert, wodurch der Kaskodenschalter einer hohen Lastspannung unterliegen kann. Bei manchen Ausführungsformen ist die hohe Lastspannung gleich einer Summe der Busspannung und einer reflektierten Spannung, wobei die reflektierte Spannung wenigstens teilweise durch die Ausgangsspannung über die Sekundärwicklung und das Wicklungsverhältnis zwischen der Primärwicklung und der Sekundärwicklung bestimmt wird. Wie oben besprochen, klemmt Diode D2 die Drain-zu-Source-Spannung Vds des Low-Side-Transistors Q1 an die Busspannung, folglich unterliegt High-Side-Transistor Q2 dem Rest der Lastspannung. Deswegen kann sich die Spannungseinstufung, die die Maximalspannung definiert, unter der ein Transistor sicher arbeiten kann, für Low-Side-Transistor Q1 und High-Side-Transistor Q2 unterscheiden. Zum Beispiel kann Low-Side-Transistor Q1 eine erste Spannungseinstufung aufweisen und kann High-Side-Transistor Q2 eine zweite Spannungseinstufung aufweisen, die sich von der ersten Spannungseinstufung unterscheidet. Die erste und zweite Spannungseinstufung kann basierend auf verschiedenen Faktoren, wie etwa der Busspannung, dem Wicklungsverhältnis des Transformators und der Ausgangsspannung über die Sekundärwicklung, vorbestimmt sein. Bei anderen Ausführungsformen sind die erste Spannungseinstufung und die zweite Spannungseinstufung die gleiche.
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Vorteile der unterschiedlichen Spannungseinstufungen für Schalttransistoren Q1 und Q2 beinhalten die Flexibilität bei der Auswahl der Transistoren für die Verwendung als Schalttransistoren Q1 und Q2 und Kosteneinsparung aufgrund der Möglichkeit, Transistoren mit niedrigerer Spannungseinstufung (z. B. günstigere Transistoren) zu verwenden. Der Kaskodenschalter einer Ausführungsform in z. B. 1 weist vorbestimmte Spannungseinstufungen für Schalttransistoren Q1 und Q2 auf, die unabhängig von parasitären Kapazitäten der Transistoren Q1 und Q2 sind. Dies erlaubt eine größere Flexibilität bei der Auswahl von Transistoren. Zum Beispiel können nicht nur Transistoren des gleichen Typs, die in unterschiedlichen Chargen hergestellt wurden, als Schalttransistoren Q1 und Q2 verwendet werden, sondern können auch Transistoren unterschiedlicher Typen verwendet werden (siehe 3 und die Erörterung dazu nachstehend). Bei manchen Ausführungsformen müssen die Spannungseinstufungen für Schalttransistoren Q1 und Q2 nicht das schlimmere Szenarium parasitärer Kapazitätsvariationen berücksichtigen, daher können in den in der vorliegenden Offenbarung offenbarten Kaskodenschaltern günstigere Transistoren verwendet werden.
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Durch Hinzufügen des Widerstands R3, der wie in 1 gezeigt zwischen Eingangsanschluss C und das Gate des High-Side-Transistors Q2 gekoppelt ist, kann eine Anlaufzelle 120 an die Source des High-Side-Transistors Q2 gekoppelt werden. Da der Drain des Low-Side-Transistors Q1 an die Source des High-Side-Transistors Q2 gekoppelt ist, ist die Anlaufzelle 120 bei unterschiedlichen Ausführungsformen auch an den Drain des Low-Side-Transistors Q1 gekoppelt. Bei manchen Ausführungsformen liefert Anlaufzelle 120 eine stabile Versorgungsspannung VCC an (ein) Modul(e) des Schaltkreises 100 (z. B. der Stromversorgungssteuerung), bevor die Eingangsspannung Vin an dem Eingangsanschluss C vollständig angelegt und stabilisiert ist, so dass Module, wie etwa die Stromversorgungssteuerung, die notwendige Regelung ausführen können. Sobald sich die Eingangsspannung stabilisiert, wird die Anlaufzelle 120 inaktiv, außer wenn ein Strom unterbrochen wird. Eine Anlaufzelle weist normalerweise einen internen Schalter, z. B. einen Verarmungstyp-MOSFET, und eine Treiberstufe auf. Anlaufzelle 120 kann Schaltkreise beinhalten, die den Ladungsstrom auf unterhalb eines vorbestimmten Maximalwertes beschränken. Während des Anlaufprozesses fließt ein Ladungsstrom durch den internen Schalter, um den an einen Vcc-Anschluss gekoppelten Kondensator vor der Stabilisierung der Eingangsspannung zu laden. Wie unten gezeigt, könnte High-Side-Transistor Q2 verwendet werden, um den an den Vcc-Anschluss gekoppelten Kondensator Cvcc (siehe 1) zu laden, und könnte als ein Teil der Anlaufzelle verwendet werden.
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Unter Bezugnahme auf 1 schaltet Eingangsspannung Vin, die an Eingangsanschluss C angelegt wird, High-Side-Transistor Q2 über Widerstände R3 und R4 während des Anlaufens des Schaltkreises 100 ein, folglich wird einem Ladestrom erlaubt, durch den High-Side-Transistor Q2 und Anlaufzelle 120 zu fließen, um Kondensator Cvcc an dem Vcc-Anschluss zu laden. Dies erlaubt Anlaufzelle 120, Spannung Vcc zu erzeugen, die von anderen Modulen (z. B. der Stromversorgungssteuerung) des Schaltkreises 100 für einen korrekten Betrieb des Schaltkreises 100 während des Anlaufprozesses verwendet wird. Daher könnte High-Side-Transistor Q2 durch Hinzufügen des Widerstands R3 in Schaltkreis 100 als ein Teil der Anlaufzelle verwendet werden, was einen anderen Vorteil der vorliegenden Offenbarung veranschaulicht. Bei manchen Ausführungsformen bilden Treiber 110 für Low-Side-Transistor Q1, PWM 130, Steuerung 140, Anlaufzelle 120 und andere (nicht gezeigte) zugehörige Schaltkreise die Stromversorgungssteuerung des Schaltkreises 100, die durch den gestrichelten Kasten in 1 veranschaulicht wird.
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2 veranschaulicht einen Schaltkreis 200 einer anderen Ausführungsform mit einem Leistungswandler mit einem Kaskodenschalter. Schaltkreis 200 ist ähnlich zu Schaltkreis 100, der in 1 veranschaulicht ist, wobei ähnliche Zahlen ähnliche Komponenten bezeichnen. In 2 ist ein Widerstand R1 an das Gate des Low-Side-Transistors Q2 gekoppelt. Ein Unterschied zwischen 1 und 2 besteht gemäß manchen Ausführungsformen darin, dass sowohl Low-Side-Transistor Q1 als auch High-Side-Transistor Q2 in 2 an denselben Spannungsanschluss E gekoppelt sind, der an Spannungsquelle Vd gekoppelt ist. Bei verschiedenen Ausführungsformen ist Spannungsquelle Vd ein PWM 230. Obwohl dies nicht gezeigt ist, kann PWM 230 in 2 durch eine Steuerung auf ähnliche Weise wie in 1 veranschaulicht gesteuert werden. Obwohl dies in 2 nicht gezeigt ist, könnte des Weiteren eine Anlaufzelle, die ähnlich zu der in 1 gezeigten ist, an den Drain des Low-Side-Transistors Q1 gekoppelt sein. In 2 ist keine Anlaufzelle an den Drain des Low-Side-Transistors gekoppelt, weswegen Widerstand R3 in 2 optional wird und in Schaltkreis 200 wegfallen könnte. Ein Betrieb des Kaskodenschalters in 2 ist ähnlich zu dem oben besprochenen aus 1, wie einem Fachmann sogleich klar ist.
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3 veranschaulicht einen Schaltkreis 300 noch einer anderen Ausführungsform mit einem Leistungswandler mit einem Kaskodenschalter. In 3 umfasst Schaltkreis 300 einen High-Side-Transistor Q3, der ein erster Transistortyp, z. B. ein MOSFET, sein kann. High-Side-Transistor Q3 kann eine erste Spannungseinstufung aufweisen. Das Gate des High-Side-Transistors Q3 ist an einen High-Side-Treiber gekoppelt, der ähnlich zu dem in 1 veranschaulichten High-Side-Treiber sein kann. Wie in 3 veranschaulicht, beinhaltet Schaltkreis 300 auch einen Low-Side-Transistor Q1, der ein zweiter, von dem High-Side-Transistor Q3 verschiedener Transistortyp sein kann. Zum Beispiel kann ein Low-Side-Transistor ein Galliumnitrid-Feldeffekttransistor (GaN-FET) sein. Bei manchen Ausführungsformen weist der Low-Side-Transistor Q1 eine zweite Spannungseinstufung auf, die sich von der ersten Spannungseinstufung des High-Side-Transistors Q3 unterscheiden kann. Zum Beispiel kann High-Side-Transistor Q3 eine Spannungseinstufung von 800 Volt aufweisen, während Low-Side-Transistor Q1 eine Spannungseinstufung von 500 Volt aufweisen kann. Als ein anderes Beispiel kann High-Side-Transistor Q3 eine Spannungseinstufung von 500 Volt aufweisen, während Low-Side-Transistor Q1 eine Spannungseinstufung von 800 Volt aufweisen kann. Die Möglichkeit, Transistoren von unterschiedlichen Typen und/oder unterschiedlichen Spannungseinstufungen zu wählen, ist ein anderer Vorteil der vorliegenden Offenbarung, wie oben mit Bezugnahme auf 1 besprochen. Bei anderen Ausführungsformen sind der High-Side-Transistor Q3 und der Low-Side-Transistor Q3 der gleiche Transistortyp und/oder weisen ähnliche oder die gleichen Spannungseinstufungen auf.
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Wie in 3 veranschaulicht, beinhaltet Schaltkreis 300 einen Low-Side-Treiber, der zwischen das Gate des Low-Side-Transistors Q1 und eine Spannungsquelle gekoppelt ist, wobei die Spannungsquelle ein PWM sein kann. Der Low-Side-Treiber umfasst bei manchen Ausführungsformen einen Transistor Q2, einen Kondensator C1, eine Diode D1 und Widerstände R1, R2, R3, R4 und R5. Der Transistor Q2 kann zum Beispiel ein BJT-Transistor sein. Ein Betrieb des Kaskodenschalters in 3 ist ähnlich zu dem oben besprochenen aus 1, wie einem Fachmann sogleich klar ist.
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4 veranschaulicht ein Flussdiagramm eines Verfahrens zum Schalten eines Leistungsschaltkreises gemäß manchen Ausführungsformen. Es versteht sich, dass die in 4 gezeigte Ausführungsform ein Beispiel vieler möglicher Ausführungsformen ist. Ein Durchschnittsfachmann würde viele Variationen, Alternativen und Modifikationen erkennen. Zum Beispiel können verschiedene, wie in 4 veranschaulichte Schritte hinzugefügt, entfernt, ersetzt, umgestellt und wiederholt werden.
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Unter Bezugnahme auf 4 wird bei Schritt 1010 ein erster Schalttransistor ausgeschaltet. Der erste Schalttransistor ist mit einem zweiten Schalttransistor zwischen eine Referenzspannung und eine Primärwicklung eines Transformators in Reihe geschaltet. Der zweite Schalttransistor ist zwischen die Primärwicklung und den ersten Schalttransistor gekoppelt. Bei Schritt 1020 wird eine Spannung an einem Drain des ersten Schalttransistors an eine Busspannung geklemmt, die an die Primärwicklung geliefert wird. Bei Schritt 1030 wird ein zweiter Schalttransistor ausgeschaltet, nachdem die Spannung an dem Drain des ersten Schalttransistors oberhalb einer vorbestimmten Schwelle liegt.
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Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind hier zusammengefasst. Andere Ausführungsformen können auch aus der Gesamtheit der Beschreibung und den hier eingereichten Ansprüchen verstanden werden. Ein allgemeiner Aspekt beinhaltet einen Schaltkreis einschließlich eines ersten Schalttransistors mit einer ersten Source, die an einen ersten Referenzspannungsanschluss gekoppelt ist, und eines zweiten Schalttransistors mit einer zweiten Source, die mit an einen ersten Drain des ersten Schalttransistors gekoppelt ist, und einem zweiten Drain, der dazu konfiguriert ist, an einen Transformator gekoppelt zu werden. Der Schaltkreis beinhaltet außerdem eine erste Diode, die zwischen den ersten Drain des ersten Schalttransistors und einen ersten Eingangsanschluss gekoppelt ist. Die erste Diode ist dazu konfiguriert, eine Spannung des ersten Drains des ersten Schalttransistors an eine Spannung des ersten Eingangsanschlusses zu klemmen. Der Schaltkreis beinhaltet ferner eine Schalt-Schaltung, die zwischen den zweiten Schalttransistor und den ersten Eingangsanschluss gekoppelt ist. Die Schalt-Schaltung ist dazu konfiguriert, die zweite Source des zweiten Schalttransistors mit einem zweiten Gate des zweiten Schalttransistors zu verbinden, wenn eine Spannung der zweiten Source des zweiten Schalttransistors die Spannung des ersten Eingangsanschlusses überschreitet.
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Implementierungen können eines oder mehrere der folgenden Merkmale beinhalten. Der Schalttransistor beinhaltet ferner einen dritten Transistor mit einem ersten Anschluss, der an das zweite Gate des zweiten Schalttransistors gekoppelt ist, und mit einem zweiten Anschluss, der an die zweite Source des zweiten Schalttransistors gekoppelt ist. Der Schalttransistor kann auch einen ersten Widerstand und eine zweite Diode beinhalten, die zwischen einen dritten Anschluss des dritten Transistors und den ersten Eingangsanschluss in Reihe geschaltet sind. Bei manchen Ausführungsformen ist der dritte Transistor ein Bipolartransistor (BJT: Bipolar Junction Transistor), ist der erste Anschluss ein Emitter des BJT, ist der zweite Anschluss ein Kollektor des BJT und ist der dritte Anschluss eine Basis des BJT. Bei manchen Ausführungsformen beinhaltet der Schaltkreis ferner eine dritte Diode, die zwischen die Basis und den Emitter des BJT gekoppelt ist, und eine vierte Diode, die zwischen die dritte Diode und einen ersten Spannungsanschluss gekoppelt ist. Der Schaltkreis kann ferner eine Gleichspannungsquelle beinhalten, die an den ersten Spannungsanschluss gekoppelt ist. Der Schaltkreis kann ferner einen Pulsbreitenmodulator beinhalten, der an den ersten Spannungsanschluss gekoppelt ist.
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Bei manchen Ausführungsformen beinhaltet der Schaltkreis ferner einen ersten Treiberschaltkreis, der an ein erstes Gate des ersten Schalttransistors gekoppelt ist. Der erste Treiberschaltkreis kann einen Widerstand umfassen. Bei manchen Ausführungsformen kann der Schaltkreis ferner einen Pulsbreitenmodulator beinhalten, der an den ersten Treiberschaltkreis gekoppelt ist.
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Bei verschiedenen Ausführungsformen beinhaltet der Schaltkreis einen zweiten Widerstand, der zwischen das zweite Gate des zweiten Schalttransistors und den Emitter des BJT gekoppelt ist. Der Schaltkreis kann ferner einen dritten Widerstand beinhalten, der zwischen den Emitter des BJT und den ersten Eingangsanschluss gekoppelt ist. Der Schaltkreis kann ferner eine Anlaufzelle beinalten, die an die zweite Source des zweiten Schalttransistors gekoppelt ist.
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Gemäß manchen Ausführungsformen sind der erste Schalttransistor und der zweite Schalttransistor unterschiedliche Transistortypen. Bei anderen Ausführungsformen ist ein erster des ersten und des zweiten Schalttransistors ein Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MOSFET: Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor) und ein zweiter des ersten und des zweiten Schalttransistors ist ein Galliumnitrid-Feldeffekttransistor (GaN-FET). Bei noch anderen Ausführungsformen beinhaltet der Schaltkreis den Transformator.
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Ein anderer allgemeiner Aspekt beinhaltet einen Schaltkreis einschließlich eines ersten Schalttransistors und eines zweiten Schalttransistors, wobei ein Drain des ersten Schalttransistors an eine Source des zweiten Schalttransistors gekoppelt ist, eine Source des ersten Schalttransistors an einen Referenzspannungsanschluss gekoppelt ist und ein Drain des zweiten Schalttransistors dazu konfiguriert ist, an einen ersten Anschluss einer Primärwicklung eines Transformators gekoppelt zu werden. Der Schaltkreis beinhaltet außerdem eine erste Diode, die zwischen den Drain des ersten Schalttransistors und einen zweiten Anschluss der Primärwicklung gekoppelt ist, wobei die erste Diode dazu konfiguriert ist, eine Spannung an dem Drain des ersten Schalttransistors auf eine vorbestimmte Spannung zu beschränken. Der Schaltkreis beinhaltet ferner eine Schalt-Schaltung, die zwischen den zweiten Schalttransistor und den zweiten Anschluss der Primärwicklung gekoppelt ist, wobei die Schalt-Schaltung dazu konfiguriert ist, einen Gate-Source-Kondensator des zweiten Schalttransistors zu entladen, wenn die Spannung an dem Drain des ersten Schalttransistors die vorbestimmte Spannung erreicht.
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Implementierungen können eines oder mehrere der folgenden Merkmale beinhalten. Die Schalt-Schaltung kann einen Bipolartransistor (BJT: Bipolar Junction Transistor), der einen Emitter, der an ein Gate des zweiten Schalttransistors gekoppelt ist, und einen Kollektor, der an die Source des zweiten Schalttransistors gekoppelt ist, umfasst, und einen ersten Widerstand und eine zweite Diode, die zwischen eine Basis des BJT und den zweiten Anschluss der Primärwicklung in Reihe geschaltet sind, beinhalten. Der Schaltkreis kann ferner eine dritte Diode beinhalten; und eine vierte Diode, wobei die vierte Diode und die dritte Diode zwischen den Emitter des BJT und einen ersten Spannungsanschluss in Reihe geschaltet sind. Die erste Spannung kann an eine Gleichspannungsquelle gekoppelt sein. Der erste Spannungsanschluss kann an einen Pulsbreitenmodulator gekoppelt sein. Der Schaltkreis kann einen Treiberschaltkreis beinhalten, der zwischen ein Gate des ersten Schalttransistors und einen Pulsbreitenmodulator gekoppelt ist.
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Bei manchen Ausführungsformen beinhaltet der Schaltkreis auch einen zweiten Widerstand, der zwischen den Emitter des BJT und das Gate des zweiten Schalttransistors gekoppelt ist. Der Schaltkreis kann ferner einen dritten Widerstand beinhalten, der zwischen den Emitter des BJT und den zweiten Anschluss der Primärwicklung gekoppelt ist. Der Schaltkreis kann ferner eine Anlaufzelle beinalten, die an die Source des zweiten Schalttransistors gekoppelt ist.
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Bei manchen Ausführungsformen weisen der erste Schalttransistor und der zweite Schalttransistor unterschiedliche Spannungseinstufungen auf. Bei anderen Ausführungsformen beinhaltet der Schaltkreis ferner den Transformator.
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Ein weiterer allgemeiner Aspekt beinhaltet ein Verfahren zum Schalten eines Leistungsschaltkreises einschließlich Ausschaltens eines ersten Schalttransistors, wobei der erste Schalttransistor mit einem zweiten Schalttransistor zwischen eine Referenzspannung und eine Primärwicklung eines Transformators in Reihe geschaltet ist, wobei der zweite Schalttransistor zwischen die Primärwicklung und den ersten Schalttransistor gekoppelt ist. Das Verfahren beinhaltet auch Klemmen einer Spannung an einem Drain des ersten Schalttransistors an eine Busspannung, die an die Primärwicklung geliefert wird, und Ausschalten des zweiten Schalttransistors, nachdem die Spannung an dem Drain des ersten Schalttransistors oberhalb einer vorbestimmten Schwelle liegt.
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Implementierungen können eines oder mehrere der folgenden Merkmale beinhalten. Bei manchen Ausführungsformen wird das Klemmen von einer Diode durchgeführt, die zwischen den Drain des ersten Schalttransistors und die Primärwicklung gekoppelt ist. Das Ausschalten des zweiten Schalttransistors kann Einschalten eines dritten Transistors und Entladen eines Gate-Source-Kondensators des zweiten Schalttransistors über einen leitfähigen Pfad, der den dritten Transistor, einen Widerstand und eine zweite Diode beinhaltet, beinhalten. Bei einer Ausführungsform ist der dritte Transistor ein Bipolartransistor (BJT: Bipolar Junction Transistor).
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Vorteile von Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung enthalten eine Ausschaltzeit für High-Side-Transistoren, die unabhängig von einem Laststrom ist, und die Möglichkeit, Transistoren unterschiedlicher Typen und/oder unterschiedlicher Spannungseinstufungen für den High-Side-Transistor und den Low-Side-Transistor zu verwenden. Des Weiteren ist es möglich, den High-Side-Transistor als einen Teil einer Anlaufzelle zu verwenden. Falls ein quasiresonanter Betriebsmodus verwendet wird, können sowohl der Low-Side-Transistor als auch der High-Side-Transistor schnell ausgeschaltet werden, was folglich den Ausschaltverlust minimiert.
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Während diese Erfindung mit Bezugnahme auf veranschaulichende Ausführungsformen beschrieben wurde, soll diese Beschreibung nicht in einem einschränkenden Sinn ausgelegt werden. Verschiedene Modifikationen und Kombinationen der veranschaulichenden Ausführungsformen, wie auch anderer Ausführungsformen der Erfindung, werden sich für einen Fachmann unter Bezugnahme auf die Beschreibung ergeben.