DE102016119649A1

DE102016119649A1 - Schalteransteuervorrichtung und Schalteransteuerverfahren

Info

Publication number: DE102016119649A1
Application number: DE102016119649.5A
Authority: DE
Inventors: Kazuki Iwaya
Original assignee: TDK Corp
Current assignee: TDK Corp
Priority date: 2015-10-15
Filing date: 2016-10-14
Publication date: 2017-04-20
Also published as: JP2017077112A; CN106877634B; JP6610154B2; US9973188B2; US20170111040A1; CN106877634A

Abstract

Es werden eine Schalteransteuervorrichtung und ein Schalteransteuerverfahren bereitgestellt, die in der Lage sind, ein Phänomen des Selbst-Einschaltens zu verhindern. Die Schalteransteuervorrichtung umfasst: eine erste Signalausgabeeinheit, die konfiguriert ist, ein gepulstes erstes Treibersignal an einem ersten Ausgabeanschluss der ersten Signalausgabeeinheit auszugeben; eine zweite Signalausgabeeinheit, die konfiguriert ist, ein gepulstes zweites Treibersignal an einem zweiten Ausgabeanschluss der zweiten Signalausgabeeinheit an einen Steueranschluss eines Schaltelements auszugeben; und eine Einheit zum Erzeugen einer negativen Spannungsversorgung, die konfiguriert ist, negative Spannung bezüglich einer Massespannung zu erzeugen und einen niedrigen Pegel des zweiten Treibersignals vermittels der negativen Spannung zu einer negativen Seite hin vorzuspannen. Die Einheit zum Erzeugen einer negativen Spannungsversorgung umfasst: einen ersten Kondensator, der konfiguriert ist, Ladung durch das erste Treibersignal zu speichern; und einen zweiten Kondensator, der konfiguriert ist, die negative Spannung über den Anschlüssen des Kondensators durch die Übertragung der Ladung von dem ersten Kondensators zu erzeugen.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schalteransteuervorrichtung und ein Schalteransteuerverfahren zum Ansteuern eines Schaltelements in einer Spannungsversorgungseinrichtung wie etwa einem DC-DC-Konverter.
2. Beschreibung der technischen Gebiets
Als Spannungsversorgungseinrichtungen, wie etwa DC-DC-Konverter, werden weitverbreitet schaltbare Spannungsversorgungseinrichtungen verwendet, in denen ein Schaltelement (Halbleiter-Schalter), wie etwa ein Metall-Oxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor (MOSFET) oder ein Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode (IGBT), durch eine Schalteransteuervorrichtung (Treiberschaltung) angesteuert wird, um so Spannung zu wandeln.
In einer derartigen schaltbaren Spannungsversorgungseinrichtung kann das Problem eines Phänomens des Selbst-Einschaltens auftreten, bei dem ein Schaltelement in einem AUS-Zustand irrtümlicherweise in einen EIN-Zustand geschaltet wird, wenn zum Beispiel das Schaltelement mit hoher Schaltfrequenz angesteuert wird. Bei diesem Phänomen des Selbst-Einschaltens steigt eine Drain-Source-Spannung in einem AUS-Zustand zum Beispiel zusammen mit der Schaltfrequenz einer Ansteuerung des Schaltelements stark an. Ladung wird über eine Drain-Gate-Rückkopplungskapazität in eine Gate-Source-Kapazität eingespeist (d. h. die Gate-Source-Kapazität wird geladen), wodurch eine Gate-Spannung auf eine Grenzwertspannung oder mehr erhöht wird und so das Schaltelement in den EIN-Zustand geschaltet wird. Das Auftreten des Phänomens des Selbst-Einschaltens führt nicht nur zu verschlechterter Spannungswandlungseffizienz, sondern in manchen Fällen beispielsweise auch zu einer Beschädigung oder einer thermischen Zerstörung des Schaltelements.
Eine bekannte Technik, ein solches Phänomen des Selbst-Einschaltens zu verhindern, ist das Anlegen von negativer Spannung an einem Gate-Anschluss eines Schaltelements in einem AUS-Zustand, um so eine Gate-Spannung zu der negativen Seite hin vorzuspannen (vgl. zum Beispiel Patentliteratur 1 oder 2). Das Vorspannen der Gate-Spannung zu der negativen Seite hin erlaubt es, die Gate-Spannung unterhalb eines Spannungsgrenzwerts zu halten, selbst wenn der Betrag an über die Rückkopplungs-Kapazität eingespeister Ladung groß ist. So kann das Auftreten des Phänomens des Selbst-Einschaltens effektiv verhindert werden.
Zitierungen
Patentliteratur

Patentliteratur 1: Japanisches Patent Nr. 4945218
Patentliteratur 2: Japanisches Patent Nr. 4916964

DARSTELLUNG DER ERFINDUNG
Die in der oben genannten Patenliteratur 1 beschriebene Schalteransteuervorrichtung verwendet allerdings einen Transformator, um die an den Gate-Anschluss des Schaltelements anzulegende negative Spannung zu erzeugen. Dies bewirkt nachteilig eine größere Dimensionierung der gesamten Vorrichtung und erhöhte Kosten. Außerdem erfordert die in der oben genannten Patenliteratur 2 beschriebene Schalteransteuervorrichtung separat Schaltelemente (einen p-Kanal MOSFET 107, einen n-Kanal MOSFET 108 und einen n-Kanal MOSFET 109) zum Steuern des Ladens und Entladens (die Speicherung und Abgabe von Ladung) eines Kondensators 104, der negative Spannung hervorbringt. Dies verursacht Probleme einer komplizierten Schaltungskonfiguration und erhöhte Kosten.
Darüber hinaus ist es schwierig, an der High-Seite eine negative Spannung erzeugende Schaltung bereitzustellen, die der auf der Low-Seite ähnlich ist, da eine Treiberspannung auf einem High-Side MOSFET 102 durch eine Bootstrap-Schaltung (eine Bootdiode 113 und einen Bootkondensator 127) in der in der obengenannten Patenliteratur 2 beschriebenen Schalteransteuervorrichtung erzeugt wird. Daher muss eine isolierte negative Spannungsversorgung mit einem Transformator oder dergleichen separat bereitgestellt werden, um das Phänomen des Selbst-Einschaltens in dem High-Side MOSFET 102 zu verhindern.
Die Schaltelemente der neuesten Generation, die Halbleiter wie SiC oder GaN anstelle von herkömmlich verwendetem Si verwenden, werden in den letzten Jahren allgegenwärtig. Diese Elemente weisen aufgrund ihrer Eignung für hochfrequentes Schalten und ihrem niedrigen Spannungsgrenzwert sowie niedriger Eingangs- und Ausgangskapazität eine höhere Rate für das Auftreten des Phänomens des Selbst-Einschaltens auf. Dementsprechend wird eine Schalteransteuervorrichtung, die in der Lage ist, das Phänomen des Selbst-Einschaltens mit einer einfachen und kompakten Konfiguration zu verhindern, auch für den Zweck der effektiven Verwendung dieser Schaltelemente der neuesten Generation gefordert.
Die vorliegende Erfindung erfolgte im Hinblick auf die vorgenannten Probleme. Es ist eine Aufgabe der Erfindung, eine Schalteransteuervorrichtung und ein Schalteransteuerverfahren bereitzustellen, die in der Lage sind, das Phänomen des Selbst-Einschaltens mit einer einfachen und kompakten Konfiguration zu verhindern.

(1) Ein Aspekt der vorliegenden Erfindung stellt eine Schalteransteuervorrichtung bereit, umfassend: eine erste Signalausgabeeinheit, die konfiguriert ist, ein gepulstes erstes Treibersignal an einem ersten Ausgabeanschluss der ersten Signalausgabeeinheit auszugeben; eine zweite Signalausgabeeinheit, die konfiguriert ist, ein gepulstes zweites Treibersignal an einem zweiten Ausgabeanschluss der zweiten Signalausgabeeinheit an einen Steueranschluss eines Schaltelements basierend auf dem ersten Treibersignal auszugeben; und eine Einheit zum Erzeugen einer negativen Spannungsversorgung, die konfiguriert ist, negative Spannung bezüglich einer Massespannung zu erzeugen und einen niedrigen Pegel des zweiten Treibersignals durch die negative Spannung zu einer negativen Seite hin vorzuspannen. Die Einheit zum Erzeugen einer negativen Spannungsversorgung umfasst: einen ersten Kondensator, der konfiguriert ist, Ladung vermittels des ersten Treibersignals zu speichern; und einen zweiten Kondensator, der konfiguriert ist, die negative Spannung über dessen Anschlüsse durch Übertragung der Ladung von dem ersten Kondensator zu erzeugen.
(2) Bei der oben in (1) beschriebenen Schalteransteuervorrichtung umfasst die erste Signalausgabeeinheit einen ersten Transistor, der einen Stromaustrittsanschluss und einen Stromeintrittsanschluss aufweist, der mit dem ersten Ausgabeanschluss verbunden ist, wobei der erste Kondensator ein Ende besitzt, das mit dem Stromeintrittsanschluss des ersten Transistors über den ersten Ausgabeanschluss verbunden ist, und wobei der zweite Kondensator ein Ende besitzt, das mit dem Stromaustrittsanschluss des ersten Transistors verbunden ist.
(3) Bei der oben in (2) beschriebenen Schalteransteuervorrichtung umfasst die Einheit zum Erzeugen einer negativen Spannungsversorgung eine erste Diode und eine zweite Diode, wobei die erste Diode eine Anode besitzt, die mit dem anderen Ende des ersten Kondensators verbunden ist und eine Kathode besitzt, die mit dem Masseanschluss bzw. Bezugspotential verbunden ist; die zweite Diode besitzt eine Anode, die mit dem anderen Ende des zweiten Kondensators verbunden ist und eine Kathode, die mit dem anderen Ende des ersten Kondensators verbunden ist, wobei ein Mittelpunkt zwischen dem zweiten Kondensator und dem ersten Transistor mit dem Masseanschluss verbunden ist.
(4) Bei der oben in (3) beschriebenen Schalteransteuervorrichtung umfasst die zweite Signalausgabeeinheit einen zweiten Transistor, der einen Stromaustrittsanschluss und einen Stromeintrittsanschluss besitzt, der mit dem zweiten Ausgabeanschluss verbunden ist, wobei ein Mittelpunkt zwischen dem zweiten Kondensator und der zweiten Diode mit dem Stromaustrittsanschluss des zweiten Transistors verbunden ist.
(5) Bei der oben unter (2) bis (4) beschriebenen Schalteransteuervorrichtung umfasst die Einheit zum Erzeugen einer negativen Spannungsversorgung einen Begrenzungswiderstand, der zwischen dem ersten Kondensator und dem zweiten Kondensator bereitgestellt ist.
(6) Ein anderer Aspekt der vorliegenden Erfindung stellt ein Schalteransteuerverfahren bereit, das in einer Schalteransteuervorrichtung durchgeführt wird, umfassend: eine erste Signalausgabeeinheit, die konfiguriert ist, ein gepulstes erstes Treibersignal an einem ersten Ausgabeanschluss der ersten Signalausgabeeinheit auszugeben; und eine zweite Signalausgabeeinheit, die konfiguriert ist, ein gepulstes zweites Treibersignal an einen Steueranschluss eines Schaltelements an einem zweiten Ausgabeanschluss der zweiten Signalausgabeeinheit basierend auf dem ersten Treibersignal auszugeben. Das Schalteransteuerverfahren umfasst: Speichern von Ladung in einem ersten Kondensator vermittels des ersten Treibersignals; Erzeugen von negativer Spannung bezüglich einer Massespannung über Anschlüssen eines zweiten Kondensators durch Übertragen der Ladung von dem ersten Kondensator an den zweiten Kondensator; und Vorspannen eines niedrigen Pegels des zweiten Treibersignals zu einer negativen Seite hin durch die negative Spannung.

Die Schalteransteuervorrichtung und das Schalteransteuerverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung können einen vorteilhaften Effekt des Verhinderns des Phänomens des Selbst-Einschaltens mit einer einfachen und kompakten Konfiguration bereitstellen.
KURZBESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
1 ist ein Schaltdiagramm, das eine Konfiguration einer Schalteransteuervorrichtung gemäß einer Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
2 ist ein Schaltdiagramm, das den Stromfluss in einem Betriebszustand der Schalteransteuervorrichtung zeigt;
3 ist ein Schaltdiagramm, das den Stromfluss in einem Betriebszustand der Schalteransteuervorrichtung zeigt;
4 ist ein Schaltdiagramm, das den Stromfluss in einem Betriebszustand der Schalteransteuervorrichtung zeigt;
5 ist ein Schaltdiagramm, das den Stromfluss in einem Betriebszustand der Schalteransteuervorrichtung zeigt;
6 ist ein Schaltdiagramm, das ein anderes Konfigurationsbeispiel der Schalteransteuervorrichtung zeigt;
7 ist ein Schaltdiagramm, das noch ein weiteres Konfigurationsbeispiel der Schalteransteuervorrichtung zeigt; und
8 ist ein Schaltdiagramm, das noch ein weiteres Konfigurationsbeispiel der Schalteransteuervorrichtung zeigt.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER BEVORZUGTEN AUSFÜHRUNGSFORMEN
Eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung wird nun untenstehend unter Bezugnahme auf die beigefügten Zeichnungen beschrieben. Es sei angemerkt, dass die Darstellung einiger Komponenten zum besseren Verständnis weggelassen oder vereinfacht wurde.
1 ist ein Schaltdiagramm, das eine Konfiguration der Schalteransteuervorrichtung 1 gemäß der vorliegenden Ausführungsform zeigt. Die Schalteransteuervorrichtung 1 gemäß der vorliegenden Ausführungsform wird für schaltbare Spannungsversorgungseinrichtungen wie etwa einer breiten Vielfalt von Wandlern oder Invertern bereitgestellt. Die Schalteransteuervorrichtung 1 ist konfiguriert, ein Schaltelement 200 durch eine Eingangsspannung Vcc anzusteuern (d. h. zwischen AN und AUS zu schalten), die von einer DC Spannungsversorgung 100 eingespeist wird, deren negative Seite mit dem Masseanschluss GND verbunden ist, wobei das Schaltelement 200 aus einem MOSFET aufgebaut ist. Wie in 1 veranschaulicht, umfasst die Schalteransteuervorrichtung 1 einen Eingangskondensator 10, eine Pulsgenerator-Einheit 20, eine erste Signalausgabeeinheit 30, eine zweite Signalausgabeeinheit 40 und eine Einheit 50 zum Erzeugen einer negativen Spannungsversorgung.
Der Eingangskondensator 10 ist zur DC-Spannungsversorgung 100 parallel geschaltet und konfiguriert, die Eingangsspannung Vcc zu stabilisieren. Die Pulsgenerator-Einheit 20 ist konfiguriert, ein gepulstes Referenzsignal P0 aus der Eingangsspannung Vcc in Übereinstimmung mit einem Befehl von beispielsweise einer externen Steuervorrichtung (nicht gezeigt) zu erzeugen und dann das gepulste Referenzsignal P0 an die erste Signalausgabeeinheit 30 auszugeben. Obwohl die Pulsgenerator-Einheit 20 in der vorliegenden Ausführungsform aus einem Pulsweitenmodulationsgenerator (PWM) aufgebaut ist, der das Referenzsignal P0 in Übereinstimmung mit einem PWM-Verfahren erzeugt, kann das Referenzsignal P0 beispielsweise in Übereinstimmung mit anderen Verfahren, wie etwa dem Pulsfrequenzmodulationsverfahren (PFM) erzeugt werden.
Die erste Signalausgabeeinheit 30 ist konfiguriert, ein erstes Treibersignal P1 zu erzeugen, das ein gepulstes Signal auf Basis des von der Pulsgenerator-Einheit 20 eingespeisten Referenzsignals P0 ist, und dann das erste Treibersignal P1 an die zweite Signalausgabeeinheit 40 auszugeben. Konkret ist die erste Signalausgabeeinheit 30 aus einer Gegentaktschaltung eines NPN Transistors 31 und eines PNP Transistors 32 aufgebaut. Die erste Signalausgabeeinheit 30 umfasst auch einen ersten Eingabeanschluss 33 und einen ersten Ausgabeanschluss 34.
Die Basen des NPN Transistors 31 und des PNP Transistors 32 sind miteinander verbunden, und der Mittelpunkt dazwischen ist mit dem ersten Eingabeanschluss 33 verbunden. Die Emitter des NPN Transistors 31 und des PNP Transistors 32 sind miteinander verbunden, und der Mittelpunkt dazwischen ist mit dem ersten Ausgabeanschluss 34 verbunden. Ein Kollektor des NPN Transistors 31 ist mit einer positiven Elektrode der DC-Spannungsversorgung 100 verbunden, und ein Kollektor des PNP Transistors 32 ist mit dem Masseanschluss GND verbunden. Der erste Eingabeanschluss 33 ist mit der Pulsgenerator-Einheit 20 verbunden, so dass das Referenzsignal P0 von der Pulsgenerator-Einheit 20 dorthin eingegeben wird. Der erste Ausgabeanschluss 34 ist mit der zweiten Signalausgabeeinheit 40 verbunden.
Mit solchen Konfigurationen befindet sich der NPN Transistor 31 in einem EIN-Zustand und der PNP Transistor 32 befindet sich in einem AUS-Zustand in der ersten Signalausgabeeinheit 30, während sich das in den ersten Eingabeanschluss 33 eingegebene gepulste Referenzsignal P0 auf einem hohen Pegel (Spannung Vd0) befindet. Dementsprechend erhält der erste Ausgabeanschluss 34 die Eingangsspannung Vcc, wobei dessen Spannung so zu einer auf der Spannung Vd0 basierenden Spannung Vd1 wird. Während sich das dem ersten Eingabeanschluss 33 eingegebene gepulste Referenzsignal P0 auf einem niedrigen Pegel (annähernd Massespannung V0) befindet, befindet sich der NPN Transistor 31 in einem AUS-Zustand, der PNP Transistor 32 befindet sich in einem EIN-Zustand. Die Spannung des ersten Ausgabeanschlusses 34 wird so zu der Massespannung V0. Das bedeutet, dass das erste Treibersignal P1 auf einem niedrigen Pegel liegt. Folglich wird das auf dem niedrigen Pegel des Referenzsignals P0 basierende erste Treibersignal P1 von dem ersten Ausgabeanschluss 34 an die zweite Signalausgabeeinheit 40 ausgegeben.
Die zweite Signalausgabeeinheit 40 ist konfiguriert, auf Basis des von der ersten Signalausgabeeinheit 30 eingegebenen ersten Treibersignals P1 ein zweites Treibersignal P2 zu erzeugen, das ein gepulstes Signal ist, und dann das zweite Treibersignal P2 an das Schaltelement 200 auszugeben. Insbesondere ist die zweite Signalausgabeeinheit 40 aus einem isolierten Gate-Treiber aufgebaut, der eine Gegentaktschaltung eines NPN Transistors 41 und eines PNP Transistor 42 umfasst, und einem isolierten Gate-Treiber, der einen Optokoppler 45 umfasst. Die zweite Signalausgabeeinheit 40 umfasst auch einen zweiten Eingabeanschluss 43 und einen zweiten Ausgabeanschluss 44.
Die Basen des NPN Transistors 41 und des PNP Transistors 42 sind miteinander und auch mit der Sekundärseite (Lichtempfangende Seite) des Optokopplers 45 verbunden. Die Emitter des NPN Transistors 41 und des PNP Transistors 42 sind miteinander verbunden, und der Mittelpunkt dazwischen ist mit dem zweiten Ausgabeanschluss 44 verbunden. Ein Kollektor des NPN Transistors 41 ist mit einer positiven Elektrode der DC-Spannungsversorgung 100 verbunden, und ein Kollektor des PNP Transistors 42 ist mit der Einheit 50 zum Erzeugen einer negativen Spannungsversorgung verbunden.
Der Optokoppler 45 umfasst eine Licht-emittierende Diode 45a (Licht-emittierendes Element) auf seiner Primärseite (Licht-emittierende Seite). Eine Anode der Licht-emittierenden Diode 45a ist mit dem zweiten Eingabeanschluss 43 verbunden, und eine Kathode der Licht-emittierenden Diode 45a ist mit dem Masseanschluss GND verbunden. So emittiert die Licht-emittierende Diode 45a Licht, wenn das erste an den zweiten Eingabeanschluss 43 eingegebene Treibersignal P1 sich auf dem hohen Pegel befindet. Obwohl ihre Darstellung weggelassen wurde, umfasst die Sekundärseite (Lichtempfangende Seite) des Optokopplers 45 ein Licht-empfangendes Element wie etwa eine Photodiode und ist konfiguriert, bei Erhalt von Licht von der Licht-emittierenden Diode 45a eine vorgegebene Spannung an die Basen des NPN Transistors 41 und des PNP Transistors 42 anzulegen.
Der zweite Eingabeanschluss 43 ist mit dem ersten Ausgabeanschluss 34 der ersten Signalausgabeeinheit 30 über einen ersten Einstellwiderstand 60 verbunden. Dementsprechend wird das erste Treibersignal P1, das eingestellt wurde, um durch den ersten Einstellwiderstand 60 eine Spannung Vd1' zu besitzen, an den zweiten Eingabeanschluss 43 eingegeben. Der zweite Ausgabeanschluss 44 ist mit einem Steueranschluss (Gate) 202 des Schaltelements 200 über einen zweiten Einstellwiderstand 62 verbunden.
Mit solchen Konfigurationen befindet sich der NPN Transistor 41 in einem EIN-Zustand und der PNP Transistor 42 befindet sich in einem AUS-Zustand in der zweiten Signalausgabeeinheit 40, während sich das an den zweiten Eingabeanschluss 43 eingegebene gepulste erste Treibersignal P1 auf einem hohen Pegel (Spannung Vd1') befindet. Dementsprechend empfängt der zweite Ausgabeanschluss 44 die Eingangsspannung Vcc und wird so zu einer auf der Spannung Vd1' basierenden Spannung Vd2. Das heißt, das zweite Treibersignal P2 ist auf einem hohen Pegel. Während sich das erste an den zweiten Eingabeanschluss 43 eingegebene Treibersignal P1 auf einem niedrigen Pegel (annähernd Massespannung V0) befindet, befindet sich der NPN Transistor 41 in einem AUS-Zustand, der PNP Transistor 42 befindet sich in einem EIN-Zustand, und der zweite Ausgabeanschluss 44 ist mit der Einheit 50 zum Erzeugen von negativer Spannungsversorgung über den PNP Transistor 42 verbunden. Folglich wird die Spannung des zweiten Ausgabeanschlusses 44 eine negative Spannung –Vn bezüglich der Massespannung V0 durch die Einheit 50 zum Erzeugen von negativer Spannungsversorgung, obwohl deren Details später näher beschrieben werden. Das heißt, das zweite Treibersignal P2 befindet sich auf einem niedrigen Pegel. Folglich wird das zweite Treibersignal P2 mit dessen hohem Pegel, der durch das erste Treibersignal P1 festgelegt wird, und dessen niedrigem Pegel, der zu der negativen Seite hin durch die Einheit 50 zum Erzeugen von negativer Spannungsversorgung vorgespannt ist, von dem zweiten Ausgabeanschluss 44 an den Steueranschluss 202 des Schaltelements 200 ausgegeben.
Mit anderen Worten wird in der vorliegenden Ausführungsform dadurch, dass die Gate-Spannung des Schaltelements 200 in einem AUS-Zustand zu einer negativeren Seite als das Massepotential V0 vorgespannt wird, das Auftreten des Phänomens des Selbst-Einschaltens verhindert. Der Steueranschluss 202 des Schaltelements 200 ist über einen dritten Einstellwiderstand 64 mit der Massespannung GND verbunden, und der Widerstandswert des dritten Einstellwiderstands 64 wird ausreichend größer angesetzt als der Widerstandswert des zweiten Einstellwiderstands 62. So wird gemäß dem zweiten Treibersignal P2 die Gate-Spannung des Schaltelements 200 durch den zweiten Einstellwiderstand 62 und den dritten Einstellwiderstand 64 geteilt. Wenn sich das zweite Treibersignal P2 auf dem hohen Pegel befindet, wird die Spannung zu einer Spannung Vd2'. Wenn sich andererseits das zweite Treibersignal P2 auf dem niedrigen Pegel befindet, wird die Spannung zu einer negativen Spannung –Vn' bezogen auf das Massepotential V0.
Wie oben beschrieben, ist die Einheit 50 zum Erzeugen von negativer Spannungsversorgung konfiguriert, die negative Spannung –Vn' bezogen auf das Massepotential V0 zu erzeugen und den niedrigen Pegel des zweiten Treibersignals P2 zu der negativen Seite hin vorzuspannen. Mit anderen Worten ist die Einheit 50 zum Erzeugen von negativer Spannungsversorgung konfiguriert, die negative Spannung über den zweiten Ausgabeanschluss 44 an den Steueranschluss 202 anzulegen, wenn sich das Schaltelement 200 in einem AUS-Zustand befindet, um so die Gate-Spannung des Schaltelements 200 in einem AUS-Zustand zu der negativen Seite vorzuspannen. Die Einheit 50 zum Erzeugen von negativer Spannungsversorgung umfasst einen ersten Kondensator 51, einen zweiten Kondensator 52, eine erste Diode 53, eine zweite Diode 54 und einen Begrenzungswiderstand 55.
Der erste Kondensator 51 ist konfiguriert, eine positive primäre Spannung Vp bezogen auf das Massepotential V0 aufgrund von Ladungsspeicherung (d. h. Laden) vermittels des ersten Treibersignals P1 zu erzeugen. Der zweite Kondensator 52 ist konfiguriert, die negativen Spannung –Vn bezogen auf das Massepotential V0 aufgrund von Ladungsübertragung von dem ersten Kondensator 51 zu erzeugen (d. h. durch die Entladung des ersten Kondensators geladen zu werden). Die erste Diode 53 und die zweite Diode 54 sind konfiguriert, den Strom, der während der Ladungsspeicherung zu dem ersten Kondensator 51 und dem zweiten Kondensator 52 fließt, gleichzurichten. Der Begrenzungswiderstand 55 ist konfiguriert, eine in dem zweiten Kondensator 52 gespeicherte Ladungsmenge (d. h. eine Menge, die geladen wird), anzupassen.
Insbesondere ist ein Ende des ersten Kondensators 51 mit dem ersten Ausgabeanschluss 34 der ersten Signalausgabeeinheit 30 über den Begrenzungswiderstand 55 verbunden, und das andere Ende davon ist mit dem Mittelpunkt zwischen der ersten Diode 53 und der zweiten Diode 54 verbunden. Ein Ende des zweiten Kondensators 52 ist mit dem Masseanschluss GND verbunden und das zweite Ende davon ist mit einer Anode der zweiten Diode 54 und dem Kollektor des PNP-Transistors 42 in der zweiten Signalausgabeeinheit 40 verbunden.
Die erste Diode 53 und die zweite Diode 54 sind in Reihe geschaltet, wobei eine Anode der ersten Diode 53 und eine Kathode der zweiten Diode 54 miteinander verbunden sind. Eine Kathode der ersten Diode 53 ist mit dem Masseanschluss GND verbunden, und die Anode der zweiten Diode 54 ist mit dem Mittelpunkt zwischen dem anderen Ende des Kondensators 52 und dem Kollektor des PNP-Transistors 42 in der zweiten Signalausgabeeinheit 40 verbunden. Ein Ende des Begrenzungswiderstands 55 ist mit dem Mittelpunkt zwischen dem ersten Ausgabeanschluss 34 der ersten Signalausgabeeinheit 30 und dem ersten Einstellwiderstand 60 verbunden, und dessen anderes Ende ist mit dem einen Ende des ersten Kondensators 51 verbunden.
Als nächstes werden Betriebssituationen der Schalteransteuervorrichtung 1 im Detail beschrieben. 2 bis 5 sind Schaltdiagramme, die den Stromfluss im Betrieb der Schalteransteuervorrichtung 1 zeigen. Es sei angemerkt, dass der Stromfluss in diesen Figuren durch eine abwechselnd lang und kurz gestrichelte Linie angezeigt ist.
Wie oben beschrieben, erzeugt die Pulsgenerator-Einheit 20 das Referenzsignal P0, das eine Pulsweite besitzt, die in Übereinstimmung mit einem Befehl von beispielsweise einer externen Steuervorrichtung moduliert ist, und gibt dann das Referenzsignal P0 an den ersten Eingabeanschluss 33 der ersten Signalausgabeeinheit 30 aus. Wenn die Pulsgenerator-Einheit 20 erst einmal das Referenzsignal P0 veranlasst hat, von dem niedrigen Pegel zu dem hohen Pegel zu steigen, und so ein Strom I0 von der Pulsgenerator-Einheit 20 in den ersten Eingabeanschluss fließt wie in 2 veranschaulicht, wird die Spannung Vd0 an den ersten Eingabeanschluss 33 angelegt. Dies versetzt den NPN-Transistor 31 in den EIN-Zustand und den PNP-Transistor 32 in den AUS-Zustand. So fließt ein Strom I1 zuerst durch den NPN-Transistor 31.
Insbesondere fließt, wie in 2 veranschaulicht, der Strom I1 von der positiven Elektrode der DC-Spannungsversorgung 100 und einem Ende des Eingangskondensators 10 in das eine Ende des ersten Kondensators 51 über den NPN-Transistor 31, den ersten Ausgabeanschluss 34 und den Begrenzungswiderstand 55, und kehrt dann zurück zu einer negativen Elektrode der DC-Spannungsversorgung 100 und dem anderen Ende des Eingangskondensators 10 vom anderen Ende des ersten Kondensators 51 über die erste Diode 53 und den Masseanschluss GND. Folglich besitzt das eine Ende (der Anschluss, der näher am Begrenzungswiderstand 55 ist) des ersten Kondensators 51 ein positives Potenzial, und das andere Ende davon (der Anschluss, der näher an der ersten Diode 53 ist) besitzt ein negatives Potenzial. So wird eine vorgegebene Menge an Ladung in dem ersten Kondensator 51 gespeichert (geladen). Eine Spannung über den Anschlüssen des ersten Kondensators 51 ist eine primäre Spannung Vp, die auf der Spannung Vd1 an dem ersten Ausgabeanschluss 34 und dem Widerstandswert des Begrenzungswiderstands 55 basiert. Es sei angemerkt, dass diese primäre Spannung Vp bezogen auf das Massepotential V0 positiv ist.
Sobald die Ladung in dem ersten Kondensator 51 gespeichert ist, stoppt der Stromzufluss in den ersten Kondensator 51. Folglich fließt annähernd der gesamte Strom, der durch den NPN-Transistor 31 gelangt ist und aus dem ersten Ausgabeanschluss 34 geflossen ist, in den zweiten Eingabeanschluss 43 der zweiten Signalausgabeeinheit 40 über den ersten Einstellwiderstand 60. Mit anderen Worten fließt ein Strom I2 von der positiven Elektrode der DC-Spannungsversorgung 100 und dem einen Ende des Eingangskondensators 10 über den NPN-Transistor 31 in den zweiten Eingabeanschluss 43, den ersten Ausgabeanschluss 34 und den Einstellwiderstand 60 wie in 3 veranschaulicht. Dies veranlasst das erste Treibersignal P1 von dem niedrigen Pegel auf den hohen Pegel anzusteigen, wodurch die Spannung Vd1 an den zweiten Eingabeanschluss 43 angelegt wird. Mit anderen Worten ist die Einheit 50 zum Erzeugen von negativer Spannungsversorgung derart konfiguriert, dass Ladung in dem ersten Kondensator 51 vermittels der Energie gespeichert wird, die durch das Potenzial mit hohem Pegel des ersten Treibersignals P1 entladen wird, wobei die steigende Flanke des ersten Treibersignals P1 als Auslöser dient.
Der in den zweiten Ausgabeanschluss 43 geflossene Strom I2 gelangt durch die Licht-emittierende Diode 45a und kehrt dann über den Masseanschluss GND zurück zu der negativen Elektrode der DC-Spannungsversorgung 100 und dem anderen Ende des Eingangskondensators 10, und erleuchtet dabei die Licht-emittierende Diode 45a. Dies versetzt den NPN-Transistor 41 in der zweiten Signalausgabeeinheit 40 in den EIN-Zustand und den PNP-Transistor 32 in den AUS-Zustand. Folglich fließt wie in 3 veranschaulicht, ein Strom I3 von der positiven Elektrode der DC-Spannungsversorgung 100 und dem einen Ende des Eingangskondensators 10 in den Steueranschluss 202 des Schaltelements 200 über den NPN-Transistor 41, den zweiten Ausgabeanschluss 44 und den zweiten Einstellwiderstand 62. Das heißt, dies veranlasst das zweite Treibersignal P2 von dem niedrigen Pegel auf den hohen Pegel zu steigen, wodurch die Spannung Vd2 an den Steueranschluss 202 angelegt wird. Folglich wird das Schaltelement 200 EIN geschaltet und so fließt der Strom I4 durch Drain und Source des Schaltelements 200.
Der EIN-Zustand des Schaltelements 200 hält für annähernd den gleichen Zeitraum an, wie der Zeitraum, in dem sich das Referenzsignal P0 auf dem hohen Pegel befindet. Sobald die Pulsgenerator-Einheit 20 das Referenzsignal P0 veranlasst hat, in Übereinstimmung mit einem Befehl von beispielsweise einer externen Steuervorrichtung von dem hohen Pegel auf den niedrigen Pegel zu fallen, und der Stromfluss I0 daher stoppt, wird die Spannung des ersten Eingabeanschlusses 33 in der ersten Signalausgabeeinheit 30 annähernd zur Massespannung V0, wie in 4 veranschaulicht. Dies versetzt den NPN-Transistor 31 in der ersten Signalausgabeeinheit 30 in den AUS-Zustand und den PNP-Transistor 32 in den EIN-Zustand. Folglich fließt kein Strom I2, und somit werden die Spannungen des ersten Ausgabeanschlusses 34 und des zweiten Eingabeanschlusses 43 annähernd das Massepotential V0. Das heißt, das erste Treibersignal P1 ist auf dem niedrigen Pegel.
Zu dieser Zeit ist der PNP-Transistor 32 der ersten Signalausgabeeinheit 30 EIN geschaltet, und der erste Kondensator 51 und der zweite Kondensator 52 in der Einheit 50 zum Erzeugen von negativer Spannungsversorgung sind dadurch über den Begrenzungswiderstand 55 kurzgeschlossen und bilden eine geschlossene Schaltung. Folglich wird Ladung von dem ersten Kondensator 51 an den zweiten Kondensator 52 (der erste Kondensator 51 wird entladen und der zweite Kondensator 52 geladen) übertragen. Zusammen mit der Ladungsübertragung fließt ein Strom I5. Insbesondere fließt der Strom I5 von dem einen Ende des ersten Kondensators 51 in das eine Ende des zweiten Kondensators 52 über den Begrenzungswiderstand 55, den ersten Ausgabeanschluss 34, den PNP-Transistor 32 und den Masseanschluss GND, und kehrt dann von dem anderen Ende des zweiten Kondensators 52 über die zweite Diode 54 zurück zu dem anderen Ende des ersten Kondensators 51. Folglich besitzt das eine Ende (der Anschluss, der näher an dem Masseanschluss ist) des zweiten Kondensators 52 ein positives Potenzial, und das andere Ende davon (der Anschluss, der näher an der zweiten Diode 54 ist) besitzt ein negatives Potenzial. Ladung wird so in dem zweiten Kondensator 52 gespeichert (geladen). Mit anderen Worten ist die Einheit 50 zum Erzeugen von negativer Spannungsversorgung konfiguriert, so dass die von dem ersten Kondensator 51 emittierte Ladung in dem zweiten Kondensator 52 aufgrund der elektrischen Kraft durch das niedrig-level Potenzial des ersten Treibersignals P1 gespeichert wird, wobei die fallende Flanke des ersten Treibersignals P1 als Auslöser dient.
Aufgrund des zwischen dem ersten Kondensator 51 und dem zweiten Kondensator 52 gelegenen Masseanschlusses GND wird eine Spannung über den Anschlüssen des zweiten Kondensators 52 zur negativen Spannung –Vn, wobei das Massepotential V0 ein hohes Potenzial besitzt. Ferner ist die Größe der negativen Spannung –Vn abhängig von dem Widerstandswert des Begrenzungswiderstands 55, der dem ersten Kondensator 51 und dem zweiten Kondensator 52 zwischengeschaltet ist. Mit anderen Worten kann die Größe der negativen Spannung –Vn in der vorliegenden Ausführungsform entsprechend durch den Widerstandswert des Begrenzungswiderstands 55 angepasst werden.
Sobald das erste Treibersignal P1 auf den niedrigen Pegel gewechselt hat und so die Spannung des zweiten Eingabeanschlusses 43 in der zweiten Signalausgabeeinheit 40 annähernd zur Massespannung V0 wird, wird der NPN-Transistor 41 in der zweiten Signalausgabeeinheit 40 AUS geschaltet und der PNP-Transistor 42 EIN geschaltet. Folglich fließt kein Strom I3. Außerdem veranlasst der in dem EIN-Zustand befindliche PNP-Transistor 42 den zweiten Ausgabeanschluss 44 und dem Steueranschluss 202 des Schaltelements 200, mit dem zweiten Kondensator 52 verbunden zu werden. So werden der zweite Kondensator 52 und die Gate-Source-Kapazität 204, die die Parasitärkapazität des Schaltelements 200 ist, über den zweiten Einstellwiderstand 62 kurzgeschlossen und bilden wie in 5 veranschaulicht eine geschlossene Schaltung.
Die Spannung über den Anschlüssen des zweiten Kondensators 52 ist die negative Spannung –Vn, wobei das Massepotential V0 ein hohes Potenzial besitzt und wobei die Polarität der in dem zweiten Kondensator 52 gespeicherten Ladung entgegengesetzt zu der Polarität der Ladung ist, die in der Gate-Source-Kapazität 204 während des EIN-Zeitraums des Schaltelementes 200 gespeichert ist. Dementsprechend fließt, wenn die geschlossene Schaltung gebildet ist, ein Strom I6 in einer in 5 angegebenen Richtung zusammen mit der Ladungsübertragung. Ferner, da die Gate-Source-Kapazität 204 eine Parasitärkapazität des Elements ist, besitzt die Gate-Source-Kapazität 204 verglichen mit dem zweiten Kondensator 52 einen ausreichend kleinen Kapazitätswert und eine darin gespeicherte Menge an Ladung ist ausreichend kleiner als die Menge an in dem zweiten Kondensator 52 gespeicherter Ladung. Daher verschwindet die in der Gate-Source-Kapazität 204 gespeicherte Ladung zusammen mit der Erzeugung des durch die geschlossene Schaltung fließenden Stroms I6. Die Energie einer solchen Ladung wird durch den zweiten Einstellwiderstand 62 oder dergleichen verbraucht, wenn sie verschwunden ist. Nach dem Verschwinden der in der Gate-Source-Kapazität 204 gespeicherten Ladung, wird die negative Spannung –Vn annähernd durch eine ausreichend große Menge an in dem zweiten Kondensator 52 verbliebener Ladung an den zweiten Ausgabeanschluss 44 angelegt, und gleichzeitig besitzt der Steueranschluss 202 die angelegte negative Spannung –Vn'. Mit anderen Worten, das zweite Treibersignal P2 besitzt den niedrigen Pegel, der zu der negativen Seite hin vorgespannt ist, und so wird das Schaltelement 200 AUS geschaltet.
Wenn das Schaltelement 200 AUS geschaltet ist, steigt eine Drain-Source-Spannung des Schaltelements 200 in dem EIN-Zeitraum von annähernd der Massespannung V0 stark an. Dies veranlasst, dass Ladung über die Drain-Gate-Kapazität 206, die die Parasitärkapazität ist, in die Gate-Source-Kapazität 204 eingespeist wird (die Gate-Source-Kapazität 204 wird geladen). Die Polarität der aufgrund der Ladungseinspeisung über die Drain-Gate-Kapazität 206 in der Gate-Source-Kapazität 204 gespeicherten Ladung besteht in einer Richtung, um die Spannung des Steueranschlusses 202 (Gate) anzuheben (um eine solche Spannung hin zu der positiven Seite vorzuspannen). Diese Polarität ist entgegengesetzt zu der Polarität der in dem zweiten Kondensator 52 gespeicherten Ladung, welcher die negative Spannung –Vn' an dem Steueranschluss 202 anlegt. Deshalb fließt der von der Ladungsübertragung begleitete Strom I6 auch für die Ladungseinspeisung über die Drain-Gate-Kapazität 206 in der Gate-Source-Kapazität 204 in der in 5 angegebenen Richtung. Folglich, verschwindet die über die Drain-Gate-Kapazität 206 eingespeiste Ladung aufgrund von Kopplung, wodurch Ladungsspeicherung in der Gate-Source-Kapazität 204 verhindert wird.
Obwohl der AUS-Zustand des Schaltelements 200 für annähernd den gleichen Zeitraum anhält wie der Zeitraum, in dem das Referenzsignal P0 auf dem niedrigen Pegel ist, wird der PNP-Transistor 32 der ersten Signalausgabeeinheit 30 während solch einem Zeitraum in dem EIN-Zustand gehalten. So werden der erste Kondensator 51 und der zweite Kondensator 52 durch den PNP-Transistor 32 in dem kurzgeschlossenen Zustand gehalten. Insbesondere hält die Ladungsübertragung von dem ersten Kondensator 51 auf den zweiten Kondensator 52 während des AUS-Zeitraums des Schaltelements 200 an. Dadurch, dass der Kapazitätswert des ersten Kondensators 51 ausreichend größer angesetzt wird als der Kapazitätswert des zweiten Kondensators 52, kann die Spannung über den Anschlüssen des zweiten Kondensators 52 durch die Ladungsübertragung von dem ersten Kondensator 51 auf annähernd der negativen Spannung –Vn gehalten werden, selbst wenn die Ladungsmenge in dem zweiten Kondensator 52 erheblich vermindert wird.
Mit anderen Worten, kann die Spannung des Steueranschlusses 202, d. h. die Gate-Spannung, in der vorliegenden Ausführungsform stabil auf der negativen Spannung –Vn gehalten werden, weil der zweite Kondensator 52 während des AUS-Zeitraums des Schaltelements 200 konstant von dem ersten Kondensator 51 gestützt wird. Dies erlaubt es der Gate-Spannung, stabil unter einem Spannungsgrenzwert gehalten zu werden, wodurch das Phänomen des Selbst-Einschaltens in dem Schaltelement 200 verlässlich verhindert werden kann.
Anschließend wiederholt die Schalteransteuervorrichtung 1 den oben beschriebenen Betrieb, so dass das Schaltelement 200 in einem Zeitverhältnis in Übereinstimmung mit einem Befehl von beispielsweise einer externen Steuervorrichtung EIN und AUS geschaltet wird.
In der vorliegenden Ausführungsform wird Ladung durch das erste Treibersignal P1 in dem ersten Kondensator 51 gespeichert (geladen) und Ladung durch die Ladungsübertragung (Entladung) von dem ersten Kondensator 51, der die Ladung wie oben beschrieben gespeichert hat, in dem zweiten Kondensator 52 gespeichert (geladen). Dies erlaubt die Erzeugung der negativen Spannung –Vn ohne Isolierung von der DC-Spannungsversorgung 100 durch einen Transformator oder dergleichen. Ferner kann die Verbindung und Trennung des ersten Kondensators 51 und des zweiten Kondensators 52 durch EIN und AUS des PNP-Transistors 32 in der ersten Signalausgabeeinheit 30 und durch EIN und AUS des PNP-Transistors 42 in der zweiten Signalausgabeeinheit 40 geschaltet werden. Dies erlaubt, dass die negative Spannung –Vn erzeugt wird, ohne dass gesondert zum Beispiel ein zugeordneter Schalter bereitgestellt wird, und erlaubt, dass der niedrige Pegel des zweiten Treibersignals P2 zu der negativen Seite hin vorgespannt wird. Mit anderen Worten ermöglicht die vorliegende Ausführungsform, dass das Phänomen des Selbst-Einschaltens in dem Schaltelement 200 trotz der einfachen und kompakten Konfiguration verlässlich verhindert werden kann.
Als nächstes werden andere Konfigurationen der Schalteransteuervorrichtung 1 beschrieben. 6 und 8 sind Schaltdiagramme, die weitere Konfigurationsbeispiele der Schalteransteuervorrichtung 1 zeigen.
6 zeigt ein Beispiel, in dem die erste Signalausgabeeinheit 30 aus einer offenen Kollektorschaltung aufgebaut ist. Die erste Signalausgabeeinheit 30 weist in diesem Beispiel anstelle des NPN-Transistors 31 einen Widerstand 36 auf. Ein Ende des Widerstands 36 ist mit der positiven Elektrode der DC-Spannungsversorgung 100 verbunden und dessen anderes Ende ist mit dem Emitter des PNP-Transistors 35 verbunden. Die Basis des PNP-Transistors 35 ist mit dem ersten Eingabeanschluss 33 verbunden, der Emitter des PNP-Transistors 35 und das andere Ende des Widerstands 36 sind mit dem ersten Signalausgabeanschluss 34 verbunden, und der Kollektor des PNP-Anschlusses 35 ist mit dem Masseanschluss GND verbunden. Ähnliche Effekte wie die oben beschriebenen können auch erzielt werden, wenn die erste Signalausgabeeinheit 30 in einer solchen Weise aufgebaut ist. Es sei angemerkt, dass die Gegentaktschaltung in der zweiten Signalausgabeeinheit 40 durch eine offene Kollektorschaltung ersetzt werden kann.
7 zeigt ein Beispiel, in dem eine Pegelverschiebungsschaltung 46 anstelle des Optokopplers 45 in der zweiten Signalausgabeeinheit 40 bereitgestellt ist. In diesem Fall wird eine an den zweiten Signaleingabeanschluss 43 angelegte Spannung an die Basen des NPN-Transistors 41 und des PNP-Transistors 42 aufgebracht, nachdem deren Signalpegel durch die Pegelverschiebungsschaltung 46 konvertiert wurde. Wie gerade beschrieben, muss die zweite Signalausgabeeinheit 40 nicht notwendigerweise von dem ersten Treibersignal P1 isoliert sein. Dieser Fall ermöglicht die Erzielung der Effekte, die den oben beschriebenen ähnlich sind. Obwohl die erste Signalausgabeeinheit 30 aus einer in dem Beispiel in 7 gezeigten offenen Kollektorschaltung aufgebaut ist, kann die erste Signalausgabeeinheit 30 aus einer Gegentaktschaltung aufgebaut sein.
Ferner können die erste Signalausgabeeinheit 30 und die zweite Signalausgabeeinheit 40 andere Transistoren wie etwa FETs oder IGBTs anstelle der NPN-Transistoren 31 und 41 und der PNP-Transistoren 32, 42 und 35 umfassen, obwohl ihre Abbildung weggelassen wurde. Der Begrenzungswiderstand 55 kann zwischen dem zweiten Kondensator 52 und den PNP-Transistoren 32 und 35 bereitgestellt sein, oder er kann zwischen dem ersten Kondensator 51 und dem ersten Signalausgabeanschluss 34 als auch zwischen dem zweiten Kondensator 52 und den PNP-Transistoren 32 und 35 bereitgestellt sein. Als Alternative kann das eine Ende des ersten Kondensators 51 mit dem Mittelpunkt zwischen dem ersten Einstellwiderstand 60 und dem zweiten Signaleingabeanschluss 43 verbunden sein, so dass der erste Einstellwiderstand 60 sich mit dem Begrenzungswiderstand 55 verdoppelt. Die Schalteransteuervorrichtung 1 kann abgesehen von schaltbaren Spannungsversorgungsvorrichtungen in verschiedenen Vorrichtungen bereitgestellt sein. Natürlich kann das von der Schalteransteuervorrichtung 1 angesteuerte Schaltelement 200 abgesehen von MOSFETs eines von verschiedenen Schaltelementen sein.
8 zeigt ein Beispiel, in dem die Schalteransteuervorrichtung 1 sowohl an einer Low-Seite als auch einer High-Seite in einer schaltbaren Spannungsversorgungsvorrichtung bereitgestellt ist, die ein erstes Schaltelement 200a auf der Low-Seite und ein zweites Schaltelement 200b auf der High-Seite umfasst. In diesem Beispiel sind Komponenten auf der Low-Seite mit dem ersten Masseanschluss GND1 verbunden, und Komponenten auf der High-Seite sind mit dem zweiten Masseanschluss GND2 verbunden. Das Potenzial des ersten Masseanschlusses GND1 (erste Massespannung V01) kann sich unterscheiden von oder gleich sein mit dem Potenzial des zweiten Masseanschlusses GND2 (zweite Massespannung V02).
In diesem Beispiel wird eine erste Eingangsspannung Vcc1 von der DC-Spannungsversorgung 100 auf der Low-Seite eingegeben, und eine zweite Eingangsspannung Vcc2, die höher als die erste Eingangsspannung Vcc1 ist, wird von der DC-Spannungsversorgung 100 über eine Bootstrap-Schaltung 70 auf der High-Seite eingegeben. Mit anderen Worten, dieses Beispiel ist so konfiguriert, dass Energie von der DC-Spannungsversorgung 100 sowohl an die High-Seite als auch an die Low-Seite zugeführt wird. Die Bootstrap-Schaltung 70 ist aus einer Bootdiode 72 und einem Bootkondensator 74 aufgebaut. Eine Anode der Bootdiode 72 ist mit der positiven Elektrode der DC-Spannungsversorgung 100 verbunden, und eine Kathode der Bootdiode 72 ist mit einem Ende des Bootkondensators 74 verbunden. Das andere Ende des Bootkondensators 74 ist mit dem zweiten Masseanschluss GND2 verbunden.
Ferner wird in diesem Beispiel das Referenzsignal P0 von der auf der Low-Seite bereitgestellten einzelnen Pulsgenerator-Einheit 20 sowohl an die erste Signalausgabeeinheit 30 auf der Low-Seite, als auch an die erste Signalausgabeeinheit 30 auf der High-Seite ausgegeben. Es sei angemerkt, dass eine Pegelverschiebungsschaltung 22 zwischen der Pulsgenerator-Einheit 20 und der ersten Signalausgabeeinheit 30 auf der High-Seite bereitgestellt wird, so dass das Referenzsignal P0 in die erste Signalausgabeeinheit 30 auf der High-Seite eingespeist wird, nachdem dessen Signalpegel durch die Pegelverschiebungsschaltung 22 konvertiert wurde.
Da die negative Spannung –Vn durch die Verwendung des ersten Treibersignals P1 in der Schalteransteuervorrichtung 1 der vorliegenden Ausführungsform erzeugt wird, kann die Schalteransteuervorrichtung 1 nicht nur sowohl auf der High-Seite als auch auf der Low-Seite angewandt werden, sondern auch auf der High-Seite, in der Strom durch die Bootstrap-Schaltung 70 zugeführt wird. Mit anderen Worten erlaubt es die Schalteransteuervorrichtung 1, ungeachtet der Konfiguration der schaltbaren Spannungsversorgungsvorrichtung, dass die negative Spannung –Vn' an Steueranschlüsse 202a und 202b in dem ersten Schaltelement 200a auf der Low-Seite und dem zweiten Schaltelement 200b auf der High-Seite mit einer einfachen und kompakten Konfiguration angelegt wird. So kann das Auftreten des Phänomens des Selbst-Einschaltens auf zuverlässige Weise verhindert werden.
Wie oben beschrieben, umfasst die Schalteransteuervorrichtung 1 der vorliegenden Ausführungsform: die erste Signalausgabeeinheit 30, die konfiguriert ist, das gepulste erste Treibersignal P1 an dem ersten Ausgabeanschluss 34 auszugeben; die zweite Signalausgabeeinheit 40, die konfiguriert ist, das gepulste zweite Treibersignal P2 an einem zweiten Ausgabeanschluss 44 an einen Steueranschluss 202 des Schaltelements 200 basierend auf dem ersten Treibersignal P1 auszugeben; die Einheit 50 zum Erzeugen von negativer Spannungsversorgung, die konfiguriert ist, die negative Spannung –Vn bezüglich der Massespannung V0 zu erzeugen und den niedrigen Pegel des zweiten Treibersignals P2 vermittels der negativen Spannung –Vn zu der negativen Seite hin vorzuspannen. Die Einheit 50 zum Erzeugen von negativer Spannungsversorgung umfasst: den ersten Kondensator 51, der konfiguriert ist, Ladung durch das erste Treibersignal P1 zu speichern; den zweiten Kondensator 52, der konfiguriert ist, die negative Spannung –Vn über dessen Anschlüsse durch Übertragung der Ladung von dem ersten Kondensator 51 zu erzeugen.
In der Schalteransteuervorrichtung 1 umfassend: die erste Signalausgabeeinheit 30, die konfiguriert ist, das gepulste erste Treibersignal P1 von dem ersten Ausgabeanschluss 34 auszugeben; und die zweite Signalausgabeeinheit 40, die konfiguriert ist, das gepulste zweite Treibersignal P2 von einem zweiten Ausgabeanschluss 44 an einen Steueranschluss 202 des Schaltelements 200 basierend auf dem ersten Treibersignal P1 auszugeben, umfasst das Schalteransteuerverfahren der vorliegenden Ausführungsform: Speichern von Ladung in dem ersten Kondensator 51 durch das erste Treibersignal P1; Erzeugen der negativen Spannung –Vn bezogen auf das Massepotential V0 über den Anschlüssen des zweiten Kondensators 52 durch Übertragen der Ladung von dem ersten Kondensator 51 an den zweiten Kondensator 52; und Vorspannen des niedrigen Pegels des zweiten Treibersignals P2 zu einer negativen Seite hin durch die negative Spannung –Vn.
Solch eine Konfiguration erlaubt es, dass die negative Spannung –Vn ohne beispielsweise das Bereitstellen eines Transformators oder eines für die Erzeugung der negativen Spannung Vn zugeordneten Schalters erzeugt wird und erlaubt, dass der niedrige Pegel des zweiten Treibersignals P2 zu der negativen Seite hin vorgespannt wird. So kann das Auftreten des Phänomens des Selbst-Einschaltens bei dem Schaltelement 200 trotz einer derartigen einfachen und kompakten Konfiguration zuverlässig verhindert werden.
Die erste Signalausgabeeinheit 30 umfasst den ersten Transistor (PNP-Transistor 32) mit dem Stromeintrittsanschluss (Emitter), der mit dem ersten Ausgabeanschluss 34 verbunden ist. Das eine Ende des ersten Kondensators 51 ist mit dem Stromeintrittsanschluss des ersten Transistors über den ersten Ausgabeanschluss 34 verbunden, und das eine Ende des zweiten Kondensators 52 ist mit dem Stromaustrittsanschluss (Kollektor) des ersten Transistors verbunden. Solch eine Konfiguration ermöglicht das Schalten zwischen dem Vorgang des Speicherns (Ladens) in dem ersten Kondensator 51 durch Verwenden des ersten Transistors, der konfiguriert ist, das erste Treibersignal P1 zu erzeugen und dem Vorgang des Übertragens der Ladung von dem ersten Kondensator 51 an den zweiten Kondensator 52. Dies erlaubt die einfache und kompakte Konfiguration der Einheit 50 zum Erzeugen von negativer Spannungsversorgung.
Die Einheit 50 zum Erzeugen von negativer Spannungsversorgung umfasst die erste Diode 53 und die zweite Diode 54. Die Anode der ersten Diode 53 ist mit dem anderen Ende des ersten Kondensators 51 verbunden und die Kathode der ersten Diode 53 ist mit dem Masseanschluss GND verbunden. Die Anode der zweiten Diode 54 ist mit dem anderen Ende des zweiten Kondensators 52 verbunden und die Kathode der zweiten Diode 54 ist mit dem anderen Ende des ersten Kondensators 51 verbunden. Der Mittelpunkt zwischen dem zweiten Kondensator 52 und dem ersten Transistor (PNP-Transistor 32) ist mit dem Masseanschluss GND verbunden. Solch eine Konfiguration erlaubt, dass die Spannung über den Anschlüssen des ersten Kondensators 51, in dem Ladung vermittels des ersten Treibersignals P1 gespeichert (geladen) ist, die positive primäre Spannung Vp ist, und erlaubt, dass die Spannung über den Anschlüssen des zweiten Kondensators 52, zu dem die Ladung von dem ersten Kondensator 51 übertragen wurde, die negative Spannung –Vn ist. So kann die negative Spannung –Vn mit solch einer einfachen und kompakten Konfiguration erzeugt werden.
Die zweite Signalausgabeeinheit 40 umfasst den zweiten Transistor (PNP-Transistor 42) mit dem Stromeintrittsanschluss (Emitter), der mit dem zweiten Ausgabeanschluss 44 verbunden ist, wobei der Mittelpunkt zwischen dem zweiten Kondensator 52 und der zweiten Diode 54 mit dem Stromaustrittsanschluss (Kollektor) des zweiten Transistors verbunden ist. Solch eine Konfiguration erlaubt, zwischen Verbindung und Trennung des zweiten Kondensators 52 mit und von dem Steueranschluss 202 des Schaltelements 200 durch Verwendung des zweiten Transistors zu schalten, der konfiguriert ist, das zweite Treibersignal P2 zu erzeugen. Dies erlaubt die einfache und kompakte Konfiguration der Einheit 50 zum Erzeugen einer negativen Spannungsversorgung.
Die Einheit 50 zum Erzeugen von negativer Spannungsversorgung umfasst den Begrenzungswiderstand 55, der zwischen dem ersten Kondensator 51 und dem zweiten Kondensator 52 bereitgestellt ist. Solch eine Konfiguration erlaubt eine Anpassung der Größe der negativen Spannung –Vn durch den Widerstandswert des Begrenzungswiderstands 55. So kann das Auftreten des Phänomens des Selbst-Einschaltens in dem Schaltelement 200 zuverlässig verhindert werden und die Vielseitigkeit der Schalteransteuervorrichtung 1 kann verbessert werden.
Obgleich die Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung obenstehend beschrieben wurden, sei angemerkt, dass die Schalteransteuervorrichtung und das Schalteransteuerverfahren gemäß der vorliegenden Erfindung nicht auf die vorgenannten Ausführungsformen beschränkt sind und verschiedene Modifizierungen daran vorgenommen werden können, ohne vom Schutzumfang der vorliegenden Erfindung abzuweichen. Die in den vorgenannten Ausführungsformen beschriebenen Funktionen und Effekte sind nur die Wiedergabe der am meisten bevorzugten Funktionen und Effekte, die durch die vorliegende Erfindung erhalten werden können sind lediglich Zitierungen der am meisten bevorzugten Funktionen und Wirkungen, die durch die vorliegende Erfindung erhalten werden können. Funktionen und Effekte der vorliegenden Erfindung sind nicht darauf beschränkt.
Die Schalteransteuervorrichtung und das Schalteransteuerverfahren der vorliegenden Erfindung können auf dem Gebiet verschiedener elektrischer und elektronischer Vorrichtungen verwendet werden.
Die gesamte Offenbarung der japanischen Patentanmeldung Nr. 2015-203827 , die am 15. Oktober 2015 eingereicht wurde, umfassend Beschreibung, Ansprüche, Zeichnungen und Zusammenfassung, ist hierin durch Bezugnahme in ihrer Gesamtheit aufgenommen.
ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

JP 2015-203827 [0067]

Claims

Schalteransteuervorrichtung aufweisend: eine erste Signalausgabeeinheit, die konfiguriert ist, ein gepulstes erstes Treibersignal an einem ersten Ausgabeanschluss der ersten Signalausgabeeinheit auszugeben; eine zweite Signalausgabeeinheit, die konfiguriert ist, ein gepulstes zweites Treibersignal an einem zweiten Ausgabeanschluss der zweiten Signalausgabeeinheit an einen Steueranschluss eines Schaltelements basierend auf dem eingegebenen ersten Treibersignal auszugeben; und eine Einheit zum Erzeugen einer negativen Spannungsversorgung, die konfiguriert ist, eine negative Spannung bezüglich einer Massespannung zu erzeugen und einen niedrigen Pegel des zweiten Treibersignals durch die negative Spannung zu einer negativen Seite hin vorzuspannen, wobei die Einheit zum Erzeugen einer negativen Spannungsversorgung umfasst: einen ersten Kondensator, der konfiguriert ist, Ladung durch das erste Treibersignal zu speichern; und einen zweiten Kondensator, der konfiguriert ist, die negative Spannung über dessen Anschlüssen durch Übertragung der Ladung von dem ersten Kondensator zu erzeugen.
Schalteransteuervorrichtung nach Anspruch 1, wobei die erste Signalausgabeeinheit einen ersten Transistor umfasst, der einen Stromaustrittsanschluss und einen Stromeintrittsanschluss aufweist, der mit dem ersten Ausgabeanschluss verbunden ist, der erste Kondensator ein Ende besitzt, das mit dem Stromeintrittsanschluss des ersten Transistors über den ersten Ausgabeanschluss verbunden ist, und der zweite Kondensator ein Ende besitzt, das mit dem Stromaustrittsanschluss des ersten Transistors verbunden ist.
Schalteransteuervorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Einheit zum Erzeugen einer negativen Spannungsversorgung eine erste Diode und eine zweite Diode umfasst, die erste Diode eine Anode, die mit dem anderen Ende des ersten Kondensators verbunden ist, und eine Kathode, die mit einem Masseanschluss verbunden ist, aufweist, die zweite Diode eine Anode, die mit dem anderen Ende des zweiten Kondensators verbunden ist, und eine Kathode, die mit dem anderen Ende des ersten Kondensators verbunden ist, aufweist, und ein Mittelpunkt zwischen dem zweiten Kondensator und dem ersten Transistor mit dem Masseanschluss verbunden ist.
Schalteransteuervorrichtung nach Anspruch 3, wobei die zweite Signalausgabeeinheit einen zweiten Transistor umfasst, der einen Stromaustrittsanschluss und einen Stromeintrittsanschluss aufweist, der mit dem zweiten Ausgabeanschluss verbunden ist, und ein Mittelpunkt zwischen dem zweiten Kondensator und der zweiten Diode mit dem Stromaustrittsanschluss des zweiten Transistors verbunden ist.
Schalteransteuervorrichtung nach Anspruch 2, wobei die Einheit zum Erzeugen einer negativen Spannungsversorgung einen Begrenzungswiderstand umfasst, der zwischen dem ersten Kondensator und dem zweiten Kondensator bereitgestellt ist.
Schalteransteuervorrichtung nach Anspruch 3, wobei die Einheit zum Erzeugen einer negativen Spannungsversorgung einen Begrenzungswiderstand umfasst, der zwischen dem ersten Kondensator und dem zweiten Kondensator bereitgestellt ist.
Schalteransteuervorrichtung nach Anspruch 4, wobei die Einheit zum Erzeugen einer negativen Spannungsversorgung einen Begrenzungswiderstand umfasst, der zwischen dem ersten Kondensator und dem zweiten Kondensator bereitgestellt ist.
Schalteransteuerverfahren, das in einer Schalteransteuervorrichtung durchgeführt wird, umfassend: eine erste Signalausgabeeinheit, die konfiguriert ist, ein gepulstes erstes Treibersignal an einem ersten Ausgabeanschluss der ersten Signalausgabeeinheit auszugeben; und eine zweite Signalausgabeeinheit, die konfiguriert ist, ein gepulstes zweites Treibersignal an einen Steueranschluss eines Schaltelements an einem zweiten Ausgabeanschluss der zweiten Signalausgabeeinheit basierend auf dem ersten eingegeben Treibersignal auszugeben, wobei das Schalteransteuerverfahren umfasst: Speichern von Ladung in einem ersten Kondensator durch das erste Treibersignal; Erzeugen einer negativen Spannung bezüglich einer Massespannung über Anschlüssen eines zweiten Kondensators durch Übertragen der Ladung von dem ersten Kondensator an den zweiten Kondensator; und Vorspannen eines niedrigen Pegels des zweiten Treibersignals zu einer negativen Seite hin vermittels der negativen Spannung.