DE102018126779A1 - Gate-Treiber-Schaltung mit Spannungsinvertierung für einen Leistungshalbleiterschalter - Google Patents

Gate-Treiber-Schaltung mit Spannungsinvertierung für einen Leistungshalbleiterschalter Download PDF

Info

Publication number
DE102018126779A1
DE102018126779A1 DE102018126779.7A DE102018126779A DE102018126779A1 DE 102018126779 A1 DE102018126779 A1 DE 102018126779A1 DE 102018126779 A DE102018126779 A DE 102018126779A DE 102018126779 A1 DE102018126779 A1 DE 102018126779A1
Authority
DE
Germany
Prior art keywords
gate driver
connection
switch
voltage
driver circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
DE102018126779.7A
Other languages
English (en)
Other versions
DE102018126779B4 (de
Inventor
Jan Kacetl
Tomas Kacetl
Stefan Götz
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Dr Ing HCF Porsche AG
Original Assignee
Dr Ing HCF Porsche AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Dr Ing HCF Porsche AG filed Critical Dr Ing HCF Porsche AG
Priority to DE102018126779.7A priority Critical patent/DE102018126779B4/de
Publication of DE102018126779A1 publication Critical patent/DE102018126779A1/de
Application granted granted Critical
Publication of DE102018126779B4 publication Critical patent/DE102018126779B4/de
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/04—Modifications for accelerating switching
    • H03K17/041—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit
    • H03K17/0412—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit
    • H03K17/04123—Modifications for accelerating switching without feedback from the output circuit to the control circuit by measures taken in the control circuit in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/06—Modifications for ensuring a fully conducting state
    • H03K17/063—Modifications for ensuring a fully conducting state in field-effect transistor switches
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0045—Converters combining the concepts of switch-mode regulation and linear regulation, e.g. linear pre-regulator to switching converter, linear and switching converter in parallel, same converter or same transistor operating either in linear or switching mode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/44—Circuits or arrangements for compensating for electromagnetic interference in converters or inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
    • H02M3/07—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps
    • H02M3/071—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider using capacitors charged and discharged alternately by semiconductor devices with control electrode, e.g. charge pumps adapted to generate a negative voltage output from a positive voltage source
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
    • H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/10—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/156—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of output voltage or current, e.g. switching regulators
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/49—Combination of the output voltage waveforms of a plurality of converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K17/00—Electronic switching or gating, i.e. not by contact-making and –breaking
    • H03K17/06—Modifications for ensuring a fully conducting state
    • H03K2017/066—Maximizing the OFF-resistance instead of minimizing the ON-resistance
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K2217/00—Indexing scheme related to electronic switching or gating, i.e. not by contact-making or -breaking covered by H03K17/00
    • H03K2217/0081—Power supply means, e.g. to the switch driver

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Power Conversion In General (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Gate-Treiber-Schaltung (100) zu einem durch ein Steuergerät angesteuerten Gate-Treiber (102), welcher durch ein Schaltsignal einen Leistungshalbleiterschalter (101) ansteuert, wobei die Schaltung einen Spannungsinverter (110) aufweist, dem als ein erstes Eingangssignal (107) eine positive Eingangsspannung und als ein zweites Eingangssignal (108) das Schaltsignal des Gate-Treibers zur Verfügung steht, und bei dem über mit dem Schaltsignal getaktete Schalter(111, 112) mindestens ein Kondensator (133) des Spannungsinverters entweder aufgeladen wird und/oder ein negatives Spannungspotential als Ausgangssignal (109) dem Gate-Treiber bereitgestellt wird.

Description

  • Die vorliegende Erfindung betrifft eine Gate-Treiber-Schaltung für einen Leistungshalbleiterschalter, wie er bspw. in einem modularen Multilevelkonverter, welcher als Wechselstrombatterie in einem Elektrofahrzeug eingesetzt wird, vorkommt. Dabei kommt eine Spannungsinvertierung zum Einsatz.
  • Moderne Leistungshalbleiterschalter benötigen an einem Gate eine positive Spannung größer als eine Schwellenspannung, um auf einen angeschalteten bzw. durchleitenden Zustand zu schalten. Für einen Ausschaltvorgang muss eine Gate-Source-Spannung VGS, d. h. die Spannungsdifferenz aus der am Gate anliegenden Spannung und der an der Source anliegenden Spannung, unterhalb der Schwellenspannung geschaltet werden. Dazu würde VGS = 0 V schon ausreichen, jedoch wird in vielen Fällen eine negative Gate-Spannung angewendet. Typischerweise ist der Grund für die negative Gate-Spannung, dass der Leistungshalbleitertransistor möglichst schnell ausgeschaltet werden soll, was durch eine negative Spannung beschleunigt werden kann, da dies einem Entladungsvorgang gleichkommt. Zusätzlich sorgt eine negative Spannung dafür, dass der Leistungshalbleitertransistor selbst bei Einwirkungen elektromagnetischer Interferenzen ausgeschaltet bleibt, da durch die negative Spannung ein Toleranzbereich gegenüber der Schwellenspannung vergrößert wird.
  • Negative Gate-Spannungen sind weiter auch in Bezug auf parasitäre Vorgänge hilfreich. Solche parasitären Vorgänge, hervorgerufen bspw. durch parasitäre Spannungen und/oder Induktionen in bspw. einem MOSFET, können zusammen mit parasitären Vorgängen auf der Platine zu einer Kopplung zwischen einem auf einer Platine angeordnetem Leistungsschaltkreis und einer ferner auf der Platine vorgesehenen Gate-Schaltung führen. Diese Kopplung kann unerwünschte Anschaltpulse, welche kurzeitig die Gate-Spannung über die Schwellenspannung heben, während des Ausschaltvorgangs hervorrufen. Falls ein solcher interferierender Anschaltpuls die Schwellenspannung bspw. des MOSFETs erreicht, wird das MOSFET fälschlicherweise eingeschaltet. Während eines Einschaltvorganges kann es zu einem gleichen störenden Effekt kommen. Beide Effekte führen zu zusätzlichen unerwünschten Schaltverlusten.
  • Weiterhin sind als zwei wesentliche Gründe für unerwünschte Pulse in der Gate-Spannung eine induktive und ein kapazitive Kopplung zu nennen. Die induktive Kopplung hängt dabei von einer zeitlichen Variation dl/dt eines Stromes, die kapazitive Kopplung von einer zeitlichen Variation dUDS/dt einer Drain-Source-Spannung am Leistungshalbleiterschalter ab. Beide Kopplungen können durch Optimierungen in einem Layout der Platine, auf welchem der jeweilige Leistungshalbleiterschalter angeordnet bzw. verbaut ist, zwar vermindert, aber nicht gänzlich unterdrückt werden. Jedenfalls schafft aber ein Anlegen einer negativen Spannung am Gate bspw. des MOSFETS während eines Ausschaltvorgangs bzw. eines Einschaltvorgangs einen Abstand zur Schwellenspannung, der bspw. den MOSFET von einem unerwünschten (Wieder-)Anschalten bzw. Ausschalten abhält.
  • Im Stand der Technik werden Gleichspannungswandler eingesetzt, um Gate-Treiber mit positiven und/oder negativen Spannungen zu versorgen. Allerdings sind Gleichspannungswandler, welche isoliert sind vom übrigen Schaltungsaufbau, in welchem ein jeweiliger Gate-Treiber verbaut ist, in der Anwendung teuer und sperrig, da sie gemeinhin einen Transformator aufweisen. Darüber hinaus benötigt ein Schaltungsaufbau mit Halbbrücken jeweils zwei isolierte Gleichspannungswandler, und zwar einen für den Gate-Treiber auf einer Niedervoltseite und einen zweiten für den Gate-Treiber auf einer Hochvoltseite. Ein aus dem Stand der Technik bekanntes Bootstrapping rein über Dioden ist nicht einsetzbar, da dies eine Verwendung negativer Spannungen ausschließt.
  • Weiter bekannt sind aber auch Lösungen, welche ohne Gleichspannungswandler auskommen. So offenbart die Druckschrift US 2009/0033377 A1 einen Gate-TreiberSchaltkreis, der in der Lage ist, eine zur Ansteuerung des Gates verwendete Spannung zu invertieren. Hierzu werden mehrere gesteuerte Schalter, eine Spannungsquelle und ein Kondensator eingesetzt, wobei dann aber ein Steuergerät für die Schalter von Nöten ist.
  • Die US-amerikanische Druckschrift US 2011/0228564 A1 stellt einen Gate-TreiberSchaltkreis zur Verfügung, der eine Energiequelle zur Ansteuerung des Gates eines jeweiligen Transistors, eine Gegentaktschaltung, und einen Schaltkreis zur Bereitstellung einer negativen Spannung umfasst. Die Ausgangsspannung der Gegentaktschaltung wird abhängig von einem an einer Basis des Transistors anliegenden Signal umgepolt.
  • Auch die US-amerikanische Druckschrift US 2012/0075890 A1 offenbart einen Gate-Treiber-Schaltkreis, der zumindest für den Ausschaltvorgang eine negative Spannung einsetzt. Allerdings werden hierbei zusätzlich ein Transformator und ein Spannungsmesser verwendet.
  • Vor diesem Hintergrund ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Gate-Treiber-Schaltung für modulare Multilevelkonverter zur Verfügung zu stellen, bei der eine keinerlei magnetische Bauelemente, wie bspw. Spulen oder Transformatoren, benötigt werden, um eine negative Spannung zu bereitzustellen. Zudem soll bei hoher Effizienz eine separate Steuerung oder gar ein Oszillator zu der Bereitstellung der negativen Spannung nicht notwendig sein.
  • Zur Lösung der voranstehend genannten Aufgabe wird eine Gate-Treiber-Schaltung zu einem Leistungshalbleiterschalter bereitgestellt, bei der ein Gate-Treiber den Leistungshalbleiterschalter durch ein Schaltsignal ansteuert, bei der ein Steuergerät des Leistungshalbleiterschalters den Gate-Treiber ansteuert, bei der am Gate-Treiber ein Bootstrap-Kondensator angeordnet ist und bei der ein Source-Potential des Leistungshalbleiterschalters als ein Null-Potential bezeichnet ist und Spannungspotentiale der Gate-Treiber-Schaltung auf das Null-Potential bezogen sind. Die erfindungsgemäße Gate-Treiber-Schaltung umfasst einen Spannungsinverter, der einen Anschluss seines Ausgangssignals aufweist, der einen Anschluss des Null-Potentials aufweist, der als ein erstes Eingangssignal an einem ersten Anschluss ein positives Spannungspotential vorbestimmter Amplitude aufweist und der als ein zweites Eingangssignal an einem zweiten Anschluss das Schaltsignal des Gate-Treibers aufweist. Ferner weist der Spannungsinverter mindestens zwei Kondensatoren, einen ersten und einen zweiten Schalter, ein erstes elektronisches Bauelement, das dazu konfiguriert ist, entsprechend einer geöffneten Schalterstellung des ersten Schalters eine Stromleitung zu sperren, und ein zweites elektronisches Bauelement, das dazu konfiguriert ist, entsprechend einer geöffneten Schalterstellung des zweiten Schalters eine Stromleitung zu sperren, auf. Ferner ist bei dem erfindungsgemäß vorgesehenen Spannungsinverter ein erster Kondensator zwischen dem ersten Anschluss des Spannungsinverters und einem Anschluss des Null-Potentials angeordnet und sind der erste und der zweite Schalter mit jeweilig aufeinander bezogen entgegengesetzten Schalterstellungen in Reihe zwischen dem ersten Anschluss und dem Anschluss des Null-Potentials angeordnet. Ferner sind das erste und das zweite elektronische Bauelement in Reihe zwischen dem Anschluss des Null-Potentials und einem Anschluss zu einem Ausgangssignal angeordnet. Ein zweiter Kondensator ist zwischen den beiden Schaltern und den beiden elektronischen Bauelementen angeordnet. Der Spannungsinverter ist dazu ausgelegt, mindestens zwei von dem Schaltsignal abhängige Zustände zu realisieren. Ein erster Zustand der mindestens zwei Zustände wird bzw. ist bei geschlossenem ersten Schalter, offenem zweiten Schalter und damit einhergehend den Strom durchleitendem ersten elektronischem Bauelement und den Strom nicht durchleitendem zweiten elektronischem Bauelement realisiert. Bei diesem ersten Zustand ist ein schalterseitiger Anschluss des zweiten Kondensators mit einem positiven Anschluss des ersten Kondensators verbunden, was zu einer Aufladung des zweiten Kondensators durch den ersten Kondensator über den geschlossenen ersten Schalter und das zweite elektronische Bauelement führt. Ein zweiter Zustand der mindestens zwei Zustände wird bzw. ist bei offenem ersten Schalter und geschlossenem zweiten Schalter und damit einhergehend den Strom nicht durchleitendem ersten elektronischem Bauelement und den Strom durchleitendem zweiten elektronischem Bauelement realisiert. Ein schalterseitiger Anschluss des zweiten Kondensators ist mit dem Anschluss des Null-Potentials verbunden und über das zweite elektronische Bauelement an dem Anschluss zu dem Ausgangssignal ist ein bezogen auf das Null-Potential negatives Spannungspotential bereitgestellt. Der erste Zustand ist dem „An“- und der zweite Zustand ist dem „Aus“-Schaltsignal des Gate-Treibers zugewiesen, und wobei das Ausgangssignal des Spannungsinverters ein Eingangssignal des Gate-Treibers bildet.
  • Die erfindungsgemäße Gate-Treiber-Schaltung stellt damit dem Gate-Treiber sowohl für das „An“-Schaltsignal zum Gate des Leistungshalbleiterschalters mit dem aus dem Stand der Technik bekannten Bootstrap-Kondensator, wie auch mindestens mit dem zweiten Kondensator des erfindungsgemäßen Spannungsinverters für das „Aus“-Schaltsignal ein durch Bootstrapping unterstütztes gegenüber dem Null-Potential positives bzw. negatives Spannungspotential bereit.
  • Da das Schaltsignal am Gate des Leistungshalbleiterschalters als zweites Eingangssignal des Spannungsinverters verwendet wird, ist der Spannungsinverter mit dem Leistungshalbleiterschalter gleichgetaktet und es entfällt eine separate Steuerung der Schalter des Spannungsinverters. Dies vereinfacht die Gate-Treiber-Schaltung enorm, da im Stand der Technik, um die gleiche Funktion zu erreichen, bislang isolierte Gleichspannungswandler mit schweren und raumfüllenden Transformatoren eingesetzt werden.
  • Der Spannungsinverter bezieht an seinem ersten Anschluss als erstes Eingangssignal eine positive Spannung, deren Amplitude je nach Auslegung des Gate-Treibers und des Gates des Leistungshalbleiterschalters vorbestimmt wird, und die durch die erfindungsgemäße Gate-Treiber-Schaltung invertiert wird. Sie kann bspw. aus einer stabilen Spannungsversorgung, welche eine Spannung mit einem geeigneten Absolutbetrag bereitstellt, entnommen werden. Bei der Spannungsversorgung kann es sich um einen linearen Spannungsregler handeln, der aus einer Spannungsquelle, welche Spannungen mit höherem Absolutbetrag bereitstellt, versorgt wird, wobei diese Spannungsquelle auch ansonsten unverträgliche Fluktuationen aufweisen kann. Alternativ kann es sich aber auch um einen Spannungsabgriff von einem Gleichspannungswandler einer anderen Schaltung handeln. Weiter alternativ kann die positive Spannung aus einer Spannungsversorgung wie der zum Gate-Treiber entnommen werden, deren typischer Absolutbetrag bspw. 15 V betragen kann. Die vom Spannungsinverter bereitgestellte negative Spannung beträgt dann -15 V, so dass der Gate-Treiber das Gate des Leistungshalbleiterschalters zwischen -15 V und +15 V schalten kann. In vielen Fällen kann -15 V zu negativ sein, bspw. bei oxidischen oder dielektrischen Gate-Materialien, so dass ein kleinerer Absolutbetrag, bspw. -5 V eher angebracht ist. Die erfindungsgemäße Gate-Treiber-Schaltung kann Spannungen mit dieser Spannungshöhe gleichfalls zur Verfügung stellen.
  • Die beiden Schalter sind vorteilhaft durch das Schaltsignal des Gate-Treibers gesteuert, dem auch der Spannungsinverter die negative Spannung zur Verfügung stellt. Die erfindungsgemäße Gate-Treiber-Schaltung benutzt vorteilhaft im Spannungsinverter und Gate-Treiber ein gleiches Referenzpotential, nämlich das Null-Potential bzw. das Source-Potential des zu steuernden Leistungshalbleiterschalters. Dabei sind die Betrachtungen in der vorliegenden Offenbarung auf einen Leistungshalbleiterschalter vom Typ MOSFET ausgeführt. Die erfindungsgemäße Gate-Treiber-Schaltung ist darauf aber nicht beschränkt, sondern lässt sich in gleicher Weise auf andere Typen von Halbleiterschaltern, bspw. IGBTs, anwenden.
  • Der erste und der zweite Schalter werden mit jeweilig aufeinander bezogen entgegengesetzten Schalterstellungen gemäß dem Schaltsignal des Gate-Treibers geschaltet. Dies wird entweder durch einen Signalinverter, der dem zweiten Schalter ein zum ersten Schalter komplementäres Schaltsignal zuleitet, oder durch zwei komplementäre Schalter, die das gleiche Schaltsignal zugeleitet bekommen, realisiert.
  • In einer Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung sind das erste und das zweite elektronische Bauelement im Spannungsinverter entsprechend durch eine erste und eine zweite Diode realisiert. Die beiden Dioden sind vom Anschluss des Ausgangssignals hin zum Null-Potential in Durchlassrichtung angeordnet. Der Spannungsinverter realisiert damit eine sogenannte asynchrone Schaltung.
  • In einer anderen Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung sind das erste und das zweite elektronische Bauelement entsprechend durch einen dritten und einen vierten Schalter, bspw. Transistoren, realisiert. Der Spannungsinverter realisiert damit eine sogenannte synchrone Schaltung. Der dritte Schalter weist die gleiche Schalterstellung wie der erste Schalter auf, der vierte Schalter weist die gleiche Schalterstellung wie der zweite Schalter auf. Der dritte und der vierte Schalter sind damit jeweilig aufeinander bezogen entgegengesetzt geschaltet. Diese synchrone Schaltung mit Schaltern besitzt zwar gegenüber der asynchronen Schaltung mit Dioden eine höhere Komplexität, zeichnet sich aber vorteilhaft durch eine höhere Effizienz aus.
  • In einer weiteren Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung weist der Spannungsinverter zusätzlich einen dritten Kondensator auf, welcher mit seinem positiven Anschluss mit dem Null-Potential und seinem negativen Anschluss zwischen dem zweiten elektronischen Bauelement und dem Anschluss zum Ausgangsignal angeordnet ist, was im zweiten Zustand zu einer Aufladung des dritten Kondensators durch den zweiten Kondensator über den geschlossenen zweiten Schalter und das entsprechend durchleitende zweite elektronische Bauelement führt. Durch diesen dritten Kondensator wird am Anschluss des Ausgangssignals unabhängig vom Schaltzustand des ersten und des zweiten Schalters des Spannungsinverters ein negatives Spannungspotential zur Verfügung gestellt. Hierdurch wird eine A-Variante begründet. Diese unterscheidet sich zu einer B-Variante, bei der ohne diesen dritten Kondensator die erfindungsgemäße Gate-Treiber-Schaltung im „An“-Zustand kein negatives Spannungspotential am Ausgang des Spannungsinverters bereitstellt.
  • Während der erste Kondensator mit seinem negativen Anschluss mit dem Nullpotential verbunden ist, ist der dritte Kondensator mit seinem positiven Anschluss mit dem Nullpotential verbunden. Durch diesen dritten Kondensator wird unabhängig von den jeweiligen beiden Zuständen ein negatives Spannungspotential als Ausgangssignal bereitgestellt. Aufgeladen werden kann der dritte Kondensator jedoch nur, wenn auch der zweite Kondensator dazugeschaltet ist, also der zweiten Schalter geschlossenen ist und das entsprechend zweite elektronische Bauelement durchleitet.
  • In einer noch weiteren Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung ist zwischen dem Schaltsignal des Gate-Treibers an einem Anschluss zu einem Gate des Leistungshalbleiterschalters und dem zweiten Eingangssignal des Spannungsinverters ein Widerstand nahe zu dem Gate des Leistungshalbleiterschalters, im Folgenden Entkopplungswiderstand genannt, angeordnet. Wird der Spannungsinverter räumlich abseits einer Schaltzelle gebildet aus Gate-Treiber und Leistungshalbleiterschalter angeordnet, kann eben diese Schaltzelle äußerst kompakt gestaltet werden. Eine dadurch bedingte lange Leiterbahn würde jedoch eine Kapazität des Schaltsignals hin zum Nullpotential erhöhen, was nachteilig eine Schaltdynamik des Leistungshalbleiterschalters verzögern würde und den Leistungshalbleiterschalter anfällig für elektromagnetische Einkopplungen machen würde. Durch die erfindungsgemäße Anordnung des Entkopplungswiderstandes in der Leiterbahn nahe zum Gate des Leistungshalbleiterschalters kann jedoch vorteilhaft die Leiterbahn hinter dem Entkopplungswiderstand vom Gate-Treiber entkoppelt werden und die vom Gate-Treiber aus feststellbare Kapazität in den Leiterbahnen mit Schaltsignal wird verringert. Da im Spannungsinverter als erster und zweiter und ggfs. auch dritter und vierter Schalter vornehmlich jeweils ein Kleinleistungstransistor verbaut ist, der in der Regel nur geringe Steuerungsströme benötigt, kann der Wert des Entkopplungswiderstandes mehr als 100 Ohm bzw. sogar mehr als 1000 Ohm betragen.
  • In einer weiteren Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung sind der erste und der zweite Schalter jeweils durch einen Bipolartransistor realisiert.
  • In einer noch weiteren Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung sind der erste und der zweite Schalter jeweils durch einen Feldeffekttransistor mit jeweils einem Steuereingang bzw. Steueranschluss realisiert. Das heißt, dass der erste Schalter durch einen ersten Feldeffekttransistor mit einem ersten Steueranschluss und der zweite Schalter durch einen zweiten Feldeffekttransistor mit einem zweiten Steueranschluss realisiert sind. So können bspw. MOSFETs, und dabei vorzugsweise ein p-Kanal MOSFET als der erste Schalter und ein n-Kanal MOSFET als der zweite Schalter herangezogen werden. Vorteilhaft werden solche Kombinationen gewählt, welche einen Querstrom, auf Englisch auch „shoot through current“ genannt, insbesondere während eines Wechsels der Schalterstellung, vermeiden.
  • In einer fortgesetzt weiteren Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung ist zwischen dem Anschluss des zweiten Eingangssignals und einem jeweiligen Gate der jeweiligen Feldeffekttransistoren eine jeweilige Parallelschaltung aus einem Widerstand und einem Widerstand mit einer in Richtung zu dem jeweiligen Gate der jeweiligen Feldeffekttransistoren sich in Sperrrichtung befindlichen Diode gebildet. Genauer ist zwischen dem Anschluss des zweiten Eingangssignals und einem Gate des ersten Feldeffekttransistors eine erste Parallelschaltung mit einem ersten Widerstand im ersten Zweig der ersten Parallelschaltung und mit einem zweiten Widerstand und einer dritten Diode in einem zweiten Zweig der ersten Parallelschaltung angeordnet. Ferner ist zwischen dem Anschluss des zweiten Eingangssignals und einem Gate des zweiten Feldeffekttransistors eine zweite Parallelschaltung mit einem dritten Widerstand im ersten Zweig der zweiten Parallelschaltung und mit einem vierten Widerstand und einer vierten Diode in einem zweiten Zweig der zweiten Parallelschaltung angeordnet. Die dritte und vierte Diode befinden sich jeweils in Sperrrichtung auf dem jeweiligen Gate des jeweiligen Feldeffekttransistors zu. Ein jeweiliger Steueranschluss des jeweiligen Feldeffekttransistors kann über den zweiten bzw. vierten Widerstand geladen werden und der jeweilige Feldeffekttransistor angeschaltet werden. Über einen jeweiligen Wert des ersten und dritten Widerstandes kann eine jeweilige Ladegeschwindigkeit gesteuert werden. Je höher dabei der jeweilige Wert ist, desto länger dauert es, bis der jeweilige Steueranschluss über eine jeweilige Anschaltschwelle geladen ist und also anschaltet. Bei einer Entladephase bzw. einem Ausschaltvorgang liegt aufgrund der in diesem Fall durchleitenden jeweiligen Diode eine Parallelschaltung des ersten und zweiten Widerstandes, bzw. des dritten und vierten Widerstandes vor, welche jeweilig eine jeweilige Ausschaltgeschwindigkeit, bspw. bis der jeweilige Steueranschluss unter die jeweilige Anschaltschwelle entladen ist, bestimmt. Alternativ kann auch vor dem ersten und dritten Widerstand jeweils eine mit einer in Richtung zu dem jeweiligen Gate der jeweiligen Feldeffekttransistoren sich in Durchlassrichtung befindliche Diode eingefügt werden, um ein Ausschaltverhalten allein über den zweiten und vierten Widerstand zu steuern, und nicht über die jeweilige Parallelschaltung mit dem ersten bzw. dritten Widerstand. Die Ansteuerung der beiden Feldeffekttransistoren erfolgt, wie bekannt, komplementär über das Schaltsignal des Gate-Treibers. Die erfindungsgemäße Parallelschaltung verhindert nun, dass es zu einem Umschaltzeitpunkt vorkommt, dass beide Feldeffekttransistoren gleichzeitig durchleitend sind und damit ein hoher Querstrom, der sogenannte „shoot through current“, auch als Kurzschlussstrom bezeichnet, fließen kann. Über eine Verlangsamung einer Einschaltdynamik der beiden Feldeffekttransistoren wird vermieden, dass bei einem Übergang des Schaltsignals vom „Aus“-Schaltsignal zum „An“-Schaltsignal beide Feldeffekttransistoren gleichzeitig durchleitend sind. Der jeweilig einzuschaltende Feldeffekttransistor wird derart langsam über seinen jeweiligen ersten bzw. dritten Widerstand angeschaltet, dass der jeweilig komplementär dazu geschaltete Feldeffekttransistor genug Zeit hatte, über die jeweilige Parallelschaltung aus drittem und viertem Widerstand bzw. erstem und zweitem Widerstand auszuschalten.
  • In einer fortgesetzt noch weiteren Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung, in der der erste Schalter durch einen ersten Feldeffekttransistor mit einem ersten Steueranschluss und der zweite Schalter durch einen zweiten Feldeffekttransistor mit einem zweiten Steueranschluss realisiert ist, wird im Spannungsinverter über zusätzliche elektronische Bauelemente, welche zwischen dem Anschluss des zweiten Eingangssignals und dem jeweiligen Gate der jeweiligen Feldeffekttransistoren angeordnet sind, wobei mindestens eines der zusätzlichen Bauelemente dazu konfiguriert ist, eine feste Vorwärtsspannung aufzuweisen, zusammen mit eingeprägten Strömen, welche über einen mit dem Anschluss des ersten Eingangssignals verbundenen zusätzlichen Widerstand und über einen mit dem Anschluss des Null-Potentials verbundenen weiteren zusätzlichen Widerstand gebildet sind, ein fester Spannungsversatz zwischen den jeweiligen Steuereingängen der beiden Feldeffekttransistoren gebildet. Genauer sind zwischen dem Anschluss des zweiten Eingangssignals und dem Gate des ersten Feldeffekttransistors eine sechste Diode und ein sechster Widerstand angeordnet, wobei sich die sechste Diode auf das Gate des ersten Feldeffekttransistors zu in Durchlassrichtung befindet. Weiter sind zwischen dem Anschluss des zweiten Eingangssignals und dem Gate des zweiten Feldeffekttransistors eine fünfte Diode und ein siebter Widerstand angeordnet, wobei sich die fünfte Diode auf das Gate des zweiten Feldeffekttransistors zu in Sperrrichtung befindet. Zusätzlich ist ein achter Widerstand mit seinem ersten Anschluss zwischen der sechsten Diode und dem sechsten Widerstand angeschlossen, und mit seinem zweiten Anschluss mit dem Anschluss des Null-Potentials verbunden. Weiterhin ist ein fünfter Widerstand mit seinem ersten Anschluss zwischen der fünften Diode und einem siebten Widerstand angeschlossen, und mit seinem zweiten Anschluss mit dem Anschluss des ersten Eingangssignals verbunden. Hierbei werden die voranstehend erwähnten elektronischen Bauelemente mit fester Vorwärtsspannung durch die fünfte und sechste Diode gebildet, genauer durch einen jeweiligen p-n-Übergang. Zusammen mit den jeweilig über den fünften oder achten Widerstand eingeprägten Strömen kann ein fester Spannungsversatz zwischen den Steuereingängen der beiden Feldeffekttransistoren erzeugt werden, damit jeder Steuereingang um einen festen, aber unterschiedlichen Wert gegenüber dem ersten Eingangssignal verschoben wird. Vorteilhaft bestehen hierzu die beiden Feldeffekttransistoren aus zueinander komplementären Transistoren, bspw. aus einem p-Kanal- und einem n-Kanal-FET oder aus einem pnp- und einem npn-Transistor. Auf diese Weise kann erreicht werden, dass eine Steuerspannung des ersten Feldeffekttransistors gegenüber einer Steuerspannung des zweiten Feldeffekttransistors verschoben ist und damit in jedem Umschaltzustand eine Zwischenphase durchlaufen wird, in welcher der eine Feldeffekttransistor der beiden Feldeffekttransistoren bereits ausgeschaltet ist, der andere Feldeffekttransistor der beiden Feldeffekttransistoren aber noch nicht eingeschaltet ist. Vorteilhaft kann diese Zwischenphase auch statisch eingenommen werden, wenn die jeweilige Steuerspannung einen dezidierten Zwischenwert zwischen einem „high“- und einem „low“-Zustand des jeweiligen Feldeffekttransistors hält.
  • In einer weiteren Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung ist die Gate-Treiber-Schaltung jeweilig an den beiden Leistungshalbleiterschaltern einer Halbbrücke angeordnet. Das bedeutet, dass an je einem der beiden Leistungshalbleiterschalter der Halbbrücke je eine erfindungsgemäße Gate-Treiber-Schaltung angeordnet bzw. anordenbar ist.
  • In einer noch weiteren Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung ist die Gate-Treiber-Schaltung jeweilig an den Leistungshalbleiterschaltern eines modularen Multilevelkonverters angeordnet. Das bedeutet, dass an je einem der Leistungshalbleiterschalter des Multilevelkonverters je eine erfindungsgemäße Gate-Treiber-Schaltung angeordnet bzw. anordenbar ist. Vorzugsweise wird an jedem Leistungshalbleiterschalter des Multilevelkonverters je eine Gate-Treiber-Schaltung angeordnet. Der modulare Multilevelkonverter stellt einen Spezialfall einer Anwendung von Halbbrücken dar, da er eine große Zahl von Halbbrücken mit unterschiedlichen Spannungspotentialen umfasst. Die erfindungsgemäße Gate-Treiber-Schaltung ermöglicht hier eine kostengünstige Versorgung des jeweiligen Gate-Treibers mit negativer Spannung für jeden einzelnen Leistungshalbleiterschalter des Multilevelkonverters.
  • Generell ist anzumerken, dass das Schaltsignal des Gate-Treibers für das Gate des Leistungshalbleiterschalters über eine ausreichende Kapazität verfügt, um zusätzlich die vergleichsweise kleinen Transistoren des Spannungsinverters zu schalten. Der erfindungsgemäße Spannungsinverter weist keine zusätzlichen Anforderungen an eine Spannungsversorgung auf, die über die Anforderungen des Gate-Treibers oder des Bootstrap-Kondensators hinausgehen würden. Zudem kann er mit der Bootstrap-Methode kombiniert werden. Er kann aus kleinen, einfachen und kostengünstigen elektronischen Bauteilen aufgebaut werden. Schließlich sind keine zusätzlichen Anforderungen an eine Steuerung notwendig.
  • Weitere Vorteile und Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung und den beiliegenden Zeichnungen.
  • Es versteht sich, dass die voranstehend genannten und die nachstehend noch zu erläuternden Merkmale nicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern auch in anderen Kombinationen oder in Alleinstellung verwendbar sind, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen.
  • Die Figuren werden zusammenhängend und übergreifend beschrieben, gleichen Komponenten sind dieselben Bezugszeichen zugeordnet.
    • 1 zeigt ein Schaltbild einer Ausgestaltung einer erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung.
    • 2 zeigt ein Schaltbild einer Ausgestaltung einer erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung mit einem Entkopplungswiderstand.
    • 3 zeigt ein Schaltbild eines Spannungsinverters in asynchroner A-Variante in Ausgestaltung einer erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung.
    • 4 zeigt ein Schaltbild eines Spannungsinverters in asynchroner B-Variante in Ausgestaltung einer erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung.
    • 5 zeigt ein Schaltbild eines Spannungsinverters in synchroner A-Variante in Ausgestaltung einer erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung.
    • 6 zeigt ein Schaltbild eines Spannungsinverters in synchroner B-Variante in Ausgestaltung einer erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung.
    • 7 zeigt ein Schaltbild eines Spannungsinverters mit unterschiedlichen Anschalt- und Abschaltgeschwindigkeiten von Feldeffekttransistoren in einer Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung.
    • 8 zeigt ein Schaltbild eines Spannungsinverters mit einem festen Spannungsversatz in Steuereingängen zu Feldeffekttransistoren in einer Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung.
    • 9 zeigt ein Schaltbild einer Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung in einer Anwendung in einer Halbbrücke.
    • 10 zeigt ein Schaltbild einer Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung in einer Anwendung in einer Halbbrücke mit je zwei Bipolartransistoren in jedem der zwei hier zum Einsatz kommenden Spannungsinvertern.
    • 11 zeigt ein Schaltbild einer Ausgestaltung eines Gleichspannungswandlers für die Spannungsversorgung des Spannungsinverters einer erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung.
    • 12 zeigt ein Schaltbild einer Ausgestaltung eines Linearreglers für die Spannungsversorgung des Spannungsinverters einer erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung.
    • 13 zeigt ein Schaltbild einer Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung in einer Anwendung in einer Halbbrücke mit unterschiedlicher Spannungsversorgung von Spannungsinverter und Gate-Treiber.
    • 14 zeigt ein Schaltbild einer Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung in einer Anwendung in einer Halbbrücke mit derselben Spannungsversorgung von Spannungsinverter und Gate-Treiber.
    • 15 zeigt ein Schaltbild einer Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung in einer Anwendung in einer Halbbrücke mit einem Linearregler zur Spannungsversorgung von Spannungsinverter und Gate-Treiber.
    • 16 zeigt ein Schaltbild einer Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung in einer Anwendung in einer Halbbrücke mit einem Schaltnetzteil zur Spannungsversorgung von Spannungsinverter und Gate-Treiber.
  • In 1 wird in einem Schaltbild eine Ausgestaltung einer erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung 100 gezeigt. Ein Gate-Treiber 102 steuert einen Leistungshalbleiterschalter 101 durch ein Schaltsignal an, wobei am Gate-Treiber 102 ein Bootstrap-Kondensator 103 angeordnet ist. Im Folgenden ist ein Source-Potential an einer Source 105 des Leistungshalbleiterschalters 101 als ein Null-Potential bezeichnet und Spannungspotentiale der Gate-Treiber-Schaltung 100 sind auf das Null-Potential bezogen. Die erfindungsgemäße Gate-Treiber-Schaltung 100 umfasst einen Spannungsinverter 110, der einen Anschluss 109 seines Ausgangssignals aufweist, der einen Anschluss 106 des Null-Potentials aufweist, der als ein erstes Eingangssignal an einem ersten Anschluss 107 ein positives Spannungspotential vorbestimmter Amplitude aufweist und der als ein zweites Eingangssignal an einem zweiten Anschluss 108 das Schaltsignal des Gate-Treibers 102 aufweist. Das positive Spannungspotential wird in der hier gezeigten Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung 100 durch einen Gleichspannungswandler 121 bereitgestellt. Ferner weist der Spannungsinverter drei Kondensatoren 131, 132, und 133 auf, einen npn-Bipolartransistor als ersten Schalter 111 und einen pnp-Bipolartransistor als zweiten Schalter 112, eine erste Diode 161 und eine zweite Diode 162 auf. Das Schaltsignal des Gate-Treibers 102 ist an einem Anschluss 104 rückgekoppelt zum Spannungsinverter 110, durch welches die mit komplementärem Schaltverhalten gestalteten Bipolartransistoren der beiden Schalter 111 und 112 gesteuert werden. Am Anschluss 109 des Ausgangssignals wird ein bezogen auf das Null-Potential negatives Spannungspotential bereitgestellt, welches eine negative Versorgung des Gate-Treibers 102 darstellt. Eine positive Versorgung des Gate-Treibers 102 wird durch einen Gleichspannungswandler 122 und einen Bootstrap-Kondensator 103 zur Verfügung gestellt
  • In 2 wird in einem Schaltbild eine Ausgestaltung einer erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung 200 mit einem Entkopplungswiderstand 240 gezeigt. Die Gate-Treiber-Schaltung 200 weist gleiche Bauelemente zu 1 auf. Sie unterscheidet sich jedoch in dem nahe zu einem Ausgang des Gate-Treibers 102 am Anschluss 104 angeschlossenen Entkopplungswiderstand 240, an welchen eine Leiterbahn 204 das Schaltsignal des Gate-Treibers 102 zum Spannungsinverter 110 führt. Je länger dabei eine Leiterbahn 204 gestaltet ist, umso größer ist deren Kapazität, welche sich schließlich störend auf das Schaltsignal auswirkt. Durch den Entkopplungswiderstand 240 wird eine vom Gate-Treiber 102 sichtbare Leitungskapazität der Leiterbahn 204 verringert, um so das Schaltsignal zu einem Gate des Leistungshalbleiterschalters 101 nicht zu beeinflussen. Vorteilhaft können dadurch Gate-Treiber 102 und Leistungshalbleiterschalter 101 zu einer kompakten Schaltzelle zusammengefasst werden und der Spannungsinverter 110 an geeigneter Stelle, räumlich vom Gate-Treiber 102 entfernt, platziert werden.
  • In 3 wird in einem Schaltbild ein Spannungsinverter 300 in der asynchronen A-Variante in einer Ausgestaltung einer erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung gezeigt. Der Spannungsinverter 300 hat einen Anschluss 303 des Null-Potentials, einen Anschluss 301 eines positiven Spannungspotentials, durch das sich zum Null-Potential 303 eine positive Spannung 304 mit vorbestimmter Amplitude ergibt, und einen Anschluss 302 eines negativen Spannungspotentials, durch das sich zum Null-Potential eine negative Spannung 305 ergibt. In der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung wird diese negative Spannung 305 dem Gate-Treiber zugeführt. Ferner weist der Spannungsinverter 300 zum Anschluss 301 einen Kondensator 131 auf, der mit der positiven Spannung 304 aufgeladen wird. Weiter weist der Spannungsinverter 300 einen Kondensator 132, der je nach Schalterstellung eines ersten Schalters 311 und eines zweiten Schalter 312 von dem Kondensator 131 und der positiven Spannung 304 aufgeladen wird, oder die negative Spannung 305 am Anschluss 302 bereitstellt und dabei auch Kondensator 133 auflädt. Kondensator 133 stellt unabhängig von der Schalterstellung der Schalter 311 und 312 eine negative Spannung 305 am Anschluss 302 bereit und definiert damit die A-Variante, während er bei einer B-Variante fehlt. Die erste Diode 161 und die zweite Diode 162 bilden die sogenannte asynchrone Variante, im Gegensatz zur synchronen Variante, die mit Schalter, d. h. Transistoren gestaltet wird. Über das zum Spannungsinverter 300 geleitete Schaltsignal wird der erste Schalter 311 und der zweite Schalter 312 gesteuert und damit die Zustände des Spannungsinverters 300 bestimmt. Die Steuerung wird in dem kleinen Schaubild 321 dargelegt: je nach ankommendem Signal öffnet oder schließt der Schalter 311, während der Schalter 312 eine komplementäre Schalterstellung hierzu einnimmt - angedeutet durch das Invertierelement in 321. Dies lässt sich bspw. durch Transistoren entgegengesetzten Typs oder durch einen Signalinverter erreichen, und geschieht im gleichen Takt, wie auch der von der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung geschaltete Leistungshalbleiterschalter sperrt oder durchleitet. Ist im Spannungsinverter 300 der Schalter 311 geschlossen, so ist der Schalter 312 offen. In diesem ersten Zustand ist der obere Anschluss des Kondensators 132 mit dem positiven Anschluss des Kondensators 131 verbunden, wodurch der Kondensator 132 von dem Kondensator 131 geladen wird. Ist im Spannungsinverter 300 der Schalter 311 offen, so ist der Schalter 312 geschlossen. In diesem zweiten Zustand ist der obere Anschluss des Kondensators 312 mit dem Anschluss 303 des Null-Potentials verbunden. Jetzt wird der Kondensator 133 von dem Kondensator 132 geladen. Eine Polarität des Kondensators 133 ist der Polarität des Kondensators 131 entgegengesetzt.
  • In 4 wird ein Schaltbild eines Spannungsinverters 400 in asynchroner B-Variante in Ausgestaltung einer erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung gezeigt. Der Spannungsinverter 400 in asynchroner B-Variante unterscheidet sich vom Spannungsinverter 300 in asynchroner A-Variante durch das Fehlen des dritten Kondensators (Bezugszeichen 133 in 3). Damit wird am Anschluss 302 nur dann ein negatives Spannungspotential und damit zum Null-Potential eine negative Spannung 305 bereitgestellt, wenn der erfindungsgemäße Gate-Treiber ein „Aus“-Schaltsignal aufweist und damit der Schalter 311 offen ist und der Schalter 312 geschlossen ist, also der Spannungsinverter 400 sich im zweiten Zustand befindet.
  • In 5 wird ein Schaltbild eines Spannungsinverters 500 in synchroner A-Variante in Ausgestaltung einer erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung gezeigt. Der Spannungsinverter 500 in synchroner A-Variante unterscheidet sich vom Spannungsinverter 300 aus 3 in asynchroner A-Variante, dass nun ein dritter Schalter 513 und ein vierter Schalter 514 anstatt der beiden Dioden angeordnet sind. Die beiden Schalter 513 und 514 werden genauso wie die beiden Schalter 311 und 312 komplementär geschaltet, und zwar weist Schalter 513 jeweils die gleiche Schalterstellung wie Schalter 311 auf, und Schalter 514 weist jeweils die gleiche Schalterstellung wie Schalter 312 auf. Diese Steuerung ist auch in dem kleinen Schaubild 521 dargelegt: Das jeweilige Steuersignal zu den Schaltern 311 und 312 wird auch zu den Schaltern 513 und 514 geführt. Zwar weist der Spannungsinverter 500 im Vergleich zu der gleichen Schaltung mit Dioden eine höhere Komplexität auf, verfügt aber vorteilhaft über eine bessere Effizienz.
  • In 6 wird ein Schaltbild eines Spannungsinverters 600 in synchroner B-Variante in Ausgestaltung einer erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung gezeigt. Der Spannungsinverter 600 in synchroner B-Variante unterscheidet sich vom Spannungsinverter 500 aus 5 in synchroner A-Variante durch das Fehlen des dritten Kondensators (Bezugszeichen 133 in 5). Damit wird am Anschluss 302 nur dann ein negatives Spannungspotential und damit eine negative Spannung 305 zum Null-Potential bereitgestellt, wenn der erfindungsgemäße Gate-Treiber ein „Aus“-Schaltsignal aufweist und damit der Schalter 311 offen ist und der Schalter 312 geschlossen ist, also der Spannungsinverter 600 sich im zweiten Zustand befindet.
  • In 7 wird ein Schaltbild eines Spannungsinverters 700 mit unterschiedlichen Anschalt- und Abschaltgeschwindigkeiten von Feldeffekttransistoren in einer Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung gezeigt. Der Spannungsinverter 700 weist als ersten und zweiten Schalter jeweils einen Feldeffekttransistor 711 und 712 mit jeweils einem Steuereingang auf. Zwischen einem Anschluss 707 des Schaltsignals mit einer Amplitudenhöhe 706 und einem Gate des ersten Feldeffekttransistors 711 ist eine erste Parallelschaltung mit einem ersten Widerstand 741 im ersten Zweig der ersten Parallelschaltung und mit einem zweiten Widerstand 742 und einer dritten Diode 763 in einem zweiten Zweig der ersten Parallelschaltung vorgesehen. Ferner ist zwischen dem Anschluss 707 des Schaltsignals und einem Gate des zweiten Feldeffekttransistors 712 eine zweite Parallelschaltung mit einem dritten Widerstand 743 im ersten Zweig der zweiten Parallelschaltung und mit einem vierten Widerstand 744 und einer vierten Diode 764 in einem zweiten Zweig der zweiten Parallelschaltung angeordnet. Die dritte und vierte Diode befinden sich jeweils in Sperrrichtung auf dem jeweiligen Gate des jeweiligen Feldeffekttransistors zu. Ein jeweiliger Steueranschluss des jeweiligen Feldeffekttransistors 711 bzw. 712 kann über den zweiten Wiederstand 742 bzw. vierten Widerstand 744 geladen werden und der jeweilige Feldeffekttransistor 711 bzw. 712 dadurch angeschaltet werden. Über einen jeweiligen Wert des ersten Widerstandes 741 und des dritten Widerstandes 743 kann eine jeweilige Ladegeschwindigkeit gesteuert werden. Je höher dabei der jeweilige Wert des ersten Widerstandes 741 und des dritten Widerstandes 743 ist, desto länger dauert es, bis der jeweilige Steueranschluss über eine jeweilige Anschaltschwelle geladen ist und also anschaltet. Bei einer Entladephase bzw. einem Ausschaltvorgang liegt aufgrund der in diesem Fall durchleitenden jeweiligen Diode 763 bzw. 764 eine Parallelschaltung des ersten Widerstandes 741 und des zweiten Widerstandes 742, bzw. des dritten Widerstandes 743 und des vierten Widerstandes 744 vor, welche jeweilig eine jeweilige Ausschaltgeschwindigkeit, bspw. bis der jeweilige Steueranschluss unter die jeweilige Anschaltschwelle entladen ist, bestimmt. Alternativ kann auch vor dem ersten Widerstand 741 und dritten Widerstand 743 jeweils eine mit einer in Richtung zu dem jeweiligen Gate der jeweiligen Feldeffekttransistoren 711 bzw. 712 sich in Durchlassrichtung befindliche Diode eingefügt werden, um ein Ausschaltverhalten allein über den zweiten Widerstand 742 und vierten Widerstand 744 zu steuern, und nicht über die jeweilige Parallelschaltung mit dem ersten Widerstand 741 bzw. dritten Widerstand 743. Die Ansteuerung der beiden Feldeffekttransistoren 711 und 712 erfolgt, wie bekannt, komplementär über das Schaltsignal 707 des Gate-Treibers (Bezugszeichen 102, bspw. in 1). Über eine Verlangsamung einer Einschaltdynamik der beiden Feldeffekttransistoren 711 und 712 wird vermieden, dass bei einem Übergang des Schaltsignals vom „Aus“-Schaltsignal zum „An“-Schaltsignal beide Feldeffekttransistoren 711 und 712 gleichzeitig durchleitend sind und damit ein hoher Querstrom, der sogenannte „shoot through current“, auch als Kurzschlussstrom bezeichnet, fließen kann. Der jeweilig einzuschaltende Feldeffekttransistor 711 bzw. 712 wird derart langsam über seinen jeweiligen ersten Widerstand 741 bzw. dritten Widerstand 743 angeschaltet, dass der jeweilig komplementär dazu geschaltete Feldeffekttransistor 712 bzw. 711 genug Zeit hatte, über die jeweilige Parallelschaltung aus drittem Widerstand 743 und viertem Widerstand 744 bzw. erstem Widerstand 741 und zweitem Widerstand 742 auszuschalten.
  • In 8 wird ein Schaltbild eines Spannungsinverters 800 mit einem festen Spannungsversatz in den Steuereingängen zu den Feldeffekttransistoren 711 und 712 in einer Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung gezeigt. Zwischen dem Anschluss des Schaltsignals 707 und dem Gate des ersten Feldeffekttransistors 711 ist eine sechste Diode 866 und ein sechster Widerstand 846 angeordnet. Weiter sind zwischen dem Anschluss des Schaltsignals und dem Gate des zweiten Feldeffekttransistors 712 eine fünfte Diode 865 und ein siebter Widerstand 847 angeordnet. Zusätzlich ist ein achter Widerstand 848 mit seinem ersten Anschluss zwischen der sechsten Diode 866 und dem sechsten Widerstand 846 angeschlossen, und mit seinem zweiten Anschluss mit dem Anschluss 303 des Null-Potentials verbunden. Weiterhin ist ein fünfter Widerstand 845 mit seinem ersten Anschluss zwischen der fünften Diode 865 und dem siebten Widerstand 847 angeschlossen, und mit seinem zweiten Anschluss mit dem Anschluss 301 des ersten Eingangssignals verbunden. Hierbei weisen die Dioden 865 und 866 durch ihren jeweiligen p-n-Übergang eine fester Vorwärtsspannung auf, womit zusammen mit den jeweilig über den fünften Widerstand 845 oder achten Widerstand 848 eingeprägten Strömen ein fester Spannungsversatz zwischen den Steuereingängen der beiden Feldeffekttransistoren 711 und 712 erzeugt werden kann, damit jeder Steuereingang um einen festen, aber unterschiedlichen Wert gegenüber dem ersten Eingangssignal verschoben wird. Vorteilhaft bestehen hierzu die beiden Feldeffekttransistoren 711 und 712 aus zueinander komplementären Transistoren, bspw. aus einem p-Kanal- und einem n-Kanal-FET oder aus einem pnp- und einem npn-Transistor. Auf diese Weise kann erreicht werden, dass eine Steuerspannung des ersten Feldeffekttransistors 711 gegenüber einer Steuerspannung des zweiten Feldeffekttransistors 712 verschoben ist und damit in jedem Umschaltzustand eine Zwischenphase durchlaufen wird, in welcher der eine Feldeffekttransistor, bspw. 711, bereits ausgeschaltet ist, der andere Feldeffekttransistor, bspw. 712, aber noch nicht eingeschaltet ist. Vorteilhaft kann diese Zwischenphase auch statisch eingenommen werden, wenn die jeweilige Steuerspannung 706 einen dezidierten Zwischenwert zwischen einem „high“- und einem „low“-Zustand des jeweiligen Feldeffekttransistors 711 bzw. 712 hält.
  • In 9 wird ein Schaltbild 900 einer Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung in einer Anwendung in einer Halbbrücke gezeigt. Dabei umfasst ein jeweiliger Spannungsinverter 903 bzw. 908 einer jeweiligen der zwei hier verbauten Gate-Treiber-Schaltungen je zwei MOSFETs 909. Wegen seiner einfachen Gestaltung kann jedem der zwei Gate-Treiber ein erfindungsgemäßer Spannungsinverter 903 bzw. 908 bereitgestellt werden, der auf das jeweilige durch eine Source des jeweiligen Leistungshalbleiterschalters 911 bzw. 912 vorgegebene Null-Potential referenziert wird. Bei der Halbbrücke, die durch einen low-side Leistungshalbleiterschalter 911 und einen high-side Leistungshalbleiterschalter 912 gebildet wird, bedeutet dies, dass ein erster Spannungsinverter 908 auf der low-side, kontrolliert vom low-side Gate-Treiber, und ein zweiter Spannungsinverter 903 auf der high-side, kontrolliert vom high-side Gate-Treiber angeordnet wird. Die Halbbrücke verfügt über eine Bootstrap Versorgungsspannung 902, welche von den Bootstrap-Kondensatoren 931 und 932, abgesichert über eine Diode 961, bereitgestellt wird. Das Schaltsignal 901 für den Spannungsinverter 903 wird vom Gate-Treiber abgegriffen und zu Gate-Widerständen 905 der jeweiligen komplementär verschalteten MOSFETs 909 geleitet. Anstatt der Gate-Widerstände 905 könnten bspw. auch die Parallelschaltungen aus 7 angeordnet sein. In den jeweiligen low- und high-side Spannungsinvertern 908 und 903 kommt die asynchrone A-Variante zum Einsatz, mit dem jeweilig dritten Kondensator 935 bzw. 936 als stabilisierender Puffer. Eine stabile, positive Spannung mit geeigneter Amplitude wird von einer Spannungsquelle am Anschluss 907 des low-side Spannungsinverters 908 bereitgestellt und lädt einen Kondensator 933 auf, wobei die Source des low-side Leistungshalbleiterschalters 911 als Null-Potential referenziert wird. Der high-side Spannungsinverter 903 wird von einer Spannungsquelle versorgt, die auf die Source des high-side Leistungshalbschalter 912 referenziert wird. Auf der linken Seite findet dann als erster Schritt zu einer Bereitstellung einer negativen Spannung durch die Spannungsinverter 903 eine Bootstrap-Spannungsverschiebung 904 über eine Diode 962 und eine Aufladung des Kondensators 934 statt.
  • In 10 wird ein Schaltbild 1000 einer Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung in einer Anwendung in einer Halbbrücke mit je zwei Bipolartransistoren 1009 in jedem der zwei hier zum Einsatz kommenden Spannungsinvertern gezeigt. Im Vergleich mit 9 wurden die MOSFETs (909 in 9) durch Bipolartransistoren 1009 ersetzt. Am Eingang zum Spannungsinverter auf der low-side ist ein Gleichspannungswandler 1021 angeordnet, der eine stabile positive Spannung mit geeignetem Absolutbetrag bereitstellt.
  • In 11 wird ein Schaltbild einer Ausgestaltung eines Gleichspannungswandlers 1100 für die Spannungsversorgung des Spannungsinverters einer erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung gezeigt. Der beispielhaft gezeigte Gleichspannungswandler verfügt über zwei Kondensatoren 1131 und 1132, eine Diode 1161, eine Spule 1171, einen Halbleiterschalter 1111, hier als MOSFET ausgeführt, und ein Steuergerät 1121, welches je nach an Kondensator 1132 anliegender Spannung den Halbleiterschalter 1111 steuert, um eine vorbestimmte Spannung, bspw. 3 V, 5 V oder 15 V, zu erzeugen. Dies kann mit geringen Verlusten bzw. hoher Effizienz aus einer beliebigen, auch instabilen und/oder schwankenden Versorgungsspannung erfolgen. Vorzugsweise ist eine solche Spannungsversorgung mittels des Gleichspannungswandlers 1100, welche das erste Eingangssignal zu dem erfindungsgemäßen Spannungsinverter bildet, bspw. durch das Steuergerät 1121 geregelt.
  • In 12 wird ein Schaltbild einer Ausgestaltung eines Linearreglers 1200 für die Spannungsversorgung des Spannungsinverters einer erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung gezeigt. Alternativ zu dem Gleichspannungswandler in 11 kann die Spannungsversorgung bspw. auch durch einen Linearregler 1200 erfolgen. Dieser verfügt über einen Kondensator 1231, eine Diode 1262, zwei Widerstände 1241 und 1242, und einen Transistor 1211. Der Transistor 1211 sperrt, sobald eine Ausgangsspannung höher als eine Durchbruchspannung der Diode 1242 abzüglich einer Schwellenspannung des Transistor 1211, welche typischerweise um 650 mV liegt, ist. Dem folgend ist die Diode 1262 bspw. als Zener- oder TVS-Diode ausgeführt und weist als Durchbruchspannung die gewünschte Ausgangsspannung plus 650 mV auf. Der Widerstand 1241 hat dabei die Funktion eines Pull-up-Widerstandes. Der Linearregler 1200, der bspw. als „low-dropout“-Regler oder kurz „LDO“ ausgeführt sein kann, erzeugt die Ausgangsspannung aus einer notwendig höheren positiven Spannung, die auch Instabilitäten und/oder Fluktuationen aufweisen kann. Bei geringen Spannungsunterschieden zwischen Eingangs- und Ausgangsspannung des Linearreglers 1200 besteht eine hohe Effizienz, welche allerdings bei wachsenden Unterschieden abnimmt.
  • In 13 wird ein Schaltbild 1300 einer Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung in einer Anwendung in einer Halbbrücke mit unterschiedlicher Spannungsversorgung von Spannungsinverter 1301, 1302 und Gate-Treiber 102, 1312 gezeigt. Der Spannungsinverter 1301, 1302 ist in Anwendungen, welche Bootstrapping erfordern, besonders vorteilhaft, was aus dem Umstand folgt, dass sowohl die Spannungsversorgung 1321 des Gate-Treibers 102 wie auch die Spannungsversorgung 1322 des Spannungsinverters 1302 das an der Source des Leistungshalbleiterschalters 911 vorhandene Spannungspotential als Referenz, d. h. als Null-Potential besitzen, bzw. nutzen. Generell ist Bootstrapping vorteilhaft in Anwendungen, wie bspw. die high-side Gate-Treiber-Schaltung, die ansonsten isolierte Spannungsversorgungen benötigen würden. Im Schaltbild 1300 wird die positive Spannungsversorgung des low-side Gate-Treibers 102 vorteilhaft durch einen nicht-isolierten Gleichspannungswandler 1321 bereitgestellt. Davon unabhängig wird die Spannungsversorgung des Spannungsinverters 1301 durch einen weiteren Gleichspannungswandler 1322 bereitgestellt. Der high-side Gate-Treiber 1312 wird an seinem positiven Spannungseingang durch eine Bootstrap-Schaltung 1304, welche ein Spannungsniveau der Spannungsversorgung aus dem Gleichspannungswandler 1321 verschiebt, versorgt, während der high-side Spannungsinverter 1301 durch eine Bootstrap-Schaltung 1303, welches ein Spannungsniveau der Spannungsversorgung aus dem Gleichspannungswandler 1322 verschiebt, versorgt wird. Eine solche unabhängige Spannungsversorgung ist bspw. in Anwendungen vorteilhaft, welche unterschiedliche positive wie negative Spannungsniveaus benötigen, bspw. bei MOSFET-Treibern.
  • In 14 wird ein Schaltbild 1400 einer Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung in einer Anwendung in einer Halbbrücke mit derselben Spannungsversorgung von Spannungsinverter 1301 und 1302 und jeweiligem Gate-Treiber gezeigt. Im Vergleich mit 13 fällt die unabhängige Spannungsversorgung (Bezugszeichen 1322 in 13) der Spannungsinverter 1301 und 1302, und damit auch die eigene Bootstrapschaltung (Bezugszeichen 1303 in 13), weg. Eine solche gleiche Spannungsversorgung von Spannungsinverter 1301 und 1302 und jeweiligem Gate-Treiber ist bspw. in Anwendungen vorteilhaft, welche gleiche positive und/oder negative Spannungsniveaus benötigen, bspw. bei IGBT-Treibern.
  • In 15 wird ein Schaltbild 1500 einer Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung in einer Anwendung in einer Halbbrücke mit einem jeweiligem Linearregler bzw. LDO 1501, 1502 zur Spannungsversorgung von einem jeweiligen Spannungsinverter 1503, 1504 und einem jeweiligen Gate-Treiber 102, 1312 gezeigt. Der low-side Gate-Treiber 102 wird durch einen nicht-isolierten Gleichspannungswandler, hier ein LDO 1501 versorgt. Mittels Bootstrapping wird die positive Spannung von dem low-side Kondensator 1531 über die Diode 1561 auf den high-side Kondensator 1532 hochgezogen. Ein Versorgungskondensator 1533 des low-side Spannungsinverters 1503 wird durch über den LDO 1501 übertragene Spannung vom Kondensator 1531 versorgt. Der Versorgungskondensator 1534 des high-side Spannungsinverters 1504 wird durch über den LDO 1502 übertragene Spannung vom Kondensator 1532 versorgt.
  • In 16 wird ein Schaltbild 1600 einer Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Gate-Treiber-Schaltung in einer Anwendung in einer Halbbrücke mit einem jeweiligen Schaltnetzteil 1601, 1602 zur Spannungsversorgung von einem jeweiligen Spannungsinverter 1503, 1504 und einem jeweiligen Gate-Treiber gezeigt. Im Unterschied zu dem Schaltbild 1500 aus 15 werden hier Schaltnetzteile 1601 und 1602 anstatt LDOs 1501 und 1502 verwendet. Die Schaltnetzteile 1601 und 1602 werden vorzugsweise durch einen Abwärtswandler realisiert.
  • ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
  • Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
  • Zitierte Patentliteratur
    • US 2009/0033377 A1 [0006]
    • US 2011/0228564 A1 [0007]
    • US 2012/0075890 A1 [0008]

Claims (11)

  1. Gate-Treiber-Schaltung (100, 200) zu einem Leistungshalbleiterschalter (101, 911, 912), bei der ein Gate-Treiber (102) den Leistungshalbleiterschalter durch ein Schaltsignal ansteuert, bei der ein Steuergerät des Leistungshalbleiterschalters den Gate-Treiber ansteuert, bei der am Gate-Treiber ein Bootstrap-Kondensator (103, 931, 932, 1531, 1532) angeordnet ist und bei der ein Source-Potential (105) des Leistungshalbleiterschalters als ein Null-Potential bezeichnet ist und Spannungspotentiale der Gate-Treiber-Schaltung auf das Null-Potential bezogen sind, wobei die Gate-Treiber-Schaltung einen Spannungsinverter (110, 300, 400, 500, 600, 700, 800, 903, 908, 1301, 1302, 1503, 1504) umfasst, der einen Anschluss seines Ausgangssignals (109) aufweist, der einen Anschluss des Null-Potentials (106) aufweist, der als ein erstes Eingangssignal an einem ersten Anschluss (107) ein positives Spannungspotential vorbestimmter Amplitude aufweist, der als ein zweites Eingangssignal an einem zweiten Anschluss (108) das Schaltsignal des Gate-Treibers aufweist, der mindestens zwei Kondensatoren (131, 132, 133, 933, 934, 935, 936, 1533, 1534, 1535, 1536) aufweist, der einen ersten und einen zweiten Schalter (111, 112, 311, 312, 711, 712, 909, 1009) aufweist, der ein erstes elektronisches Bauelement (161, 513) aufweist, das dazu konfiguriert ist, entsprechend einer geöffneten Schalterstellung des ersten Schalters (111, 311, 711) eine Stromleitung zu sperren, und der ein zweites elektronisches Bauelement (162, 514) aufweist, das dazu konfiguriert ist, entsprechend einer geöffneten Schalterstellung des zweiten Schalters (112, 312, 712) eine Stromleitung zu sperren, bei dem ein erster Kondensator (131, 933, 934, 1533, 1534) zwischen dem ersten Anschluss des Spannungsinverters und einem Anschluss des Null-Potentials angeordnet ist, bei dem der erste und der zweite Schalter mit jeweilig aufeinander bezogen entgegengesetzten Schalterstellungen in Reihe zwischen dem ersten Anschluss und dem Anschluss des Null-Potentials angeordnet sind, bei dem das erste und das zweite elektronische Bauelement in Reihe zwischen dem Anschluss des Null-Potentials und einem Anschluss zu einem Ausgangssignal angeordnet sind, und bei dem ein zweiter Kondensator (132) zwischen den beiden Schaltern und den beiden elektronischen Bauelementen angeordnet ist, wobei der Spannungsinverter dazu ausgelegt ist, mindestens zwei von dem Schaltsignal abhängige Zustände zu realisieren, wovon bei geschlossenem ersten Schalter, offenem zweiten Schalter und damit einhergehend den Strom durchleitendem ersten elektronischem Bauelement und den Strom nicht durchleitendem zweiten elektronischem Bauelement ein erster Zustand realisiert ist, bei dem ein schalterseitiger Anschluss des zweiten Kondensators mit einem positiven Anschluss des ersten Kondensators verbunden ist, was zu einer Aufladung des zweiten Kondensators durch den ersten Kondensator über den geschlossenen ersten Schalter und das zweite elektronische Bauelement führt, wobei bei offenem ersten Schalter und geschlossenem zweiten Schalter und damit einhergehend den Strom nicht durchleitendem erstem elektronischen Bauelement und den Strom durchleitendem zweitem elektronischen Bauelement ein zweiter Zustand realisiert ist, bei dem ein schalterseitiger Anschluss des zweiten Kondensators mit dem Anschluss des Null-Potentials verbunden ist und über das zweite elektronische Bauelement an dem Anschluss zu dem Ausgangssignal ein bezogen auf das Null-Potential negatives Spannungspotential bereitgestellt ist, wobei der erste Zustand dem „An“- und der zweite Zustand dem „Aus“-Schaltsignal des Gate-Treibers zugewiesen ist, und wobei das Ausgangssignal des Spannungsinverters ein Eingangssignal des Gate-Treibers bildet.
  2. Gate-Treiber-Schaltung (100, 200) nach Anspruch 1, bei der die beiden elektronischen Bauelemente jeweils durch Dioden (161, 162) realisiert sind, welche vom Anschluss zum Ausgangssignal hin zum Anschluss des Null-Potentials in Durchlassrichtung angeordnet sind und damit eine sogenannte asynchrone Schaltung darstellen.
  3. Gate-Treiber-Schaltung nach Anspruch 1, bei der die beiden elektronischen Bauelemente jeweils durch Schalter (513, 614) realisiert sind und damit eine sogenannte synchrone Schaltung darstellen.
  4. Gate-Treiber-Schaltung (100, 200) nach einem der voranstehenden Ansprüche, bei der der Spannungsinverter zusätzlich einen dritten Kondensator (133, 935, 936, 1535, 1636) aufweist, welcher mit seinem positiven Anschluss mit dem Anschluss des Null-Potentials verbunden ist und mit seinem anderen Anschluss zwischen dem zweiten elektronischen Bauelement und dem Anschluss zum Ausgangsignal angeordnet ist, was im zweiten Zustand zu einer Aufladung des dritten Kondensators durch den zweiten Kondensator über den geschlossenen zweiten Schalter und das entsprechend durchleitende zweite elektronische Bauelement führt.
  5. Gate-Treiber-Schaltung (200) nach einem der voranstehenden Ansprüche, bei der zwischen dem Schaltsignal des Gate-Treibers an einem Anschluss zu einem Gate des Leistungshalbleiterschalters und dem zweiten Eingangssignal des Spannungsinverters ein Widerstand (240) nahe zu dem Gate des Leistungshalbleiterschalters angeordnet ist.
  6. Gate-Treiber-Schaltung (100, 200, 1000) nach einem der voranstehenden Ansprüche, bei der der erste und der zweite Schalter jeweils durch einen Bipolartransistor (11, 112) realisiert sind.
  7. Gate-Treiber-Schaltung (900, 1500, 1600) nach einem der Ansprüche 1 bis 5, bei der im Spannungsinverter (700, 800, 1503, 1504) der erste und der zweite Schalter jeweils durch einen Feldeffekttransistor (711, 712, 909) mit jeweils einem Steuereingang realisiert sind.
  8. Gate-Treiber-Schaltung nach Anspruch 7, bei der im Spannungsinverter (700) zwischen dem Anschluss des zweiten Eingangssignals und einem jeweiligen Gate der jeweiligen Feldeffekttransistoren eine jeweilige Parallelschaltung aus einem Widerstand und einem Widerstand mit einer in Richtung zu dem jeweiligen Gate der jeweiligen Feldeffekttransistoren sich in Sperrrichtung befindliche Diode (763, 764) gebildet ist.
  9. Gate-Treiber-Schaltung nach Anspruch 7, bei der im Spannungsinverter (800) über zusätzliche elektronische Bauelemente, welche zwischen dem Anschluss des zweiten Eingangssignals und einem jeweiligen Gate der jeweiligen Feldeffekttransistoren angeordnet sind, wobei mindestens eines der zusätzlichen Bauelemente dazu konfiguriert ist, eine feste Vorwärtsspannung aufzuweisen, zusammen mit eingeprägten Strömen, welche über einen mit dem Anschluss des ersten Eingangssignals verbundenen zusätzliche Widerstand und über einen mit dem Anschluss des Null-Potentials verbundenen weiteren zusätzlichen Widerstand gebildet sind, ein fester Spannungsversatz zwischen den jeweiligen Steuereingängen der beiden Feldeffekttransistoren gebildet wird.
  10. Gate-Treiber-Schaltung (900, 1000, 1300, 1400, 1500, 1600) nach einem der voranstehenden Ansprüche, welche an einem jeweiligen Leistungshalbleiterschalter einer Halbbrücke angeordnet bzw. anordenbar ist.
  11. Gate-Treiber-Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, welche an einem jeweiligen Leistungshalbleiterschalter eines modularen Multilevelkonverters angeordnet bzw. anordenbar ist.
DE102018126779.7A 2018-10-26 2018-10-26 Gate-Treiber-Schaltung mit Spannungsinvertierung für einen Leistungshalbleiterschalter Active DE102018126779B4 (de)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102018126779.7A DE102018126779B4 (de) 2018-10-26 2018-10-26 Gate-Treiber-Schaltung mit Spannungsinvertierung für einen Leistungshalbleiterschalter

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102018126779.7A DE102018126779B4 (de) 2018-10-26 2018-10-26 Gate-Treiber-Schaltung mit Spannungsinvertierung für einen Leistungshalbleiterschalter

Publications (2)

Publication Number Publication Date
DE102018126779A1 true DE102018126779A1 (de) 2020-04-30
DE102018126779B4 DE102018126779B4 (de) 2020-06-18

Family

ID=70416823

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
DE102018126779.7A Active DE102018126779B4 (de) 2018-10-26 2018-10-26 Gate-Treiber-Schaltung mit Spannungsinvertierung für einen Leistungshalbleiterschalter

Country Status (1)

Country Link
DE (1) DE102018126779B4 (de)

Cited By (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11603001B2 (en) 2019-03-29 2023-03-14 Tae Technologies, Inc. Module-based energy systems having converter-source modules and methods related thereto
US11794599B2 (en) 2020-05-14 2023-10-24 Tae Technologies, Inc. Systems, devices, and methods for rail-based and other electric vehicles with modular cascaded energy systems
US11840150B2 (en) 2018-03-22 2023-12-12 Tae Technologies, Inc. Systems and methods for power management and control
US11881761B2 (en) 2017-06-16 2024-01-23 Tae Technologies, Inc. Multi-level hysteresis voltage controllers for voltage modulators and methods for control thereof
US11888320B2 (en) 2021-07-07 2024-01-30 Tae Technologies, Inc. Systems, devices, and methods for module-based cascaded energy systems configured to interface with renewable energy sources
US11894781B2 (en) 2020-09-28 2024-02-06 Tae Technologies, Inc. Multi-phase module-based energy system frameworks and methods related thereto
US11973436B2 (en) 2017-06-12 2024-04-30 Tae Technologies, Inc. Multi-level multi-quadrant hysteresis current controllers and methods for control thereof

Families Citing this family (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
PE20231279A1 (es) 2020-04-14 2023-08-22 Tae Tech Inc Sistemas de energia en cascada modulares con un aparato de enfriamiento y con capacidad de fuente de energia sustituible
EP4380815A4 (de) 2020-04-14 2024-10-09 Tae Tech Inc Systeme, vorrichtungen und verfahren zum laden und entladen von modularen kaskadierten energiesystemen
KR20230076831A (ko) 2020-09-30 2023-05-31 티에이이 테크놀로지스, 인크. 모듈 기반 캐스케이디드 에너지 시스템에서 위상 내 밸런싱 및 위상 간 밸런싱을 위한 시스템, 디바이스, 및 방법

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090033377A1 (en) 2007-07-12 2009-02-05 Takayuki Hashimoto Drive Circuit and Inverter for Voltage Driving Type Semiconductor Device
DE102007061978A1 (de) * 2007-12-21 2009-07-02 Infineon Technologies Ag Schaltungsanordnung zum Bereitstellen einer Spannungsversorgung für eine Transistor-Treiberschaltung
US20110228564A1 (en) 2010-03-17 2011-09-22 Hitachi, Ltd. Gate drive circuit of the voltage drive type semiconductor element and power converter
US20120075890A1 (en) 2010-09-28 2012-03-29 Sanken Electric Co., Ltd. Gate driver and switching power source apparatus
DE102016119649A1 (de) * 2015-10-15 2017-04-20 Tdk Corporation Schalteransteuervorrichtung und Schalteransteuerverfahren
JP2018074666A (ja) * 2016-10-26 2018-05-10 日立アプライアンス株式会社 電力変換装置

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090033377A1 (en) 2007-07-12 2009-02-05 Takayuki Hashimoto Drive Circuit and Inverter for Voltage Driving Type Semiconductor Device
DE102007061978A1 (de) * 2007-12-21 2009-07-02 Infineon Technologies Ag Schaltungsanordnung zum Bereitstellen einer Spannungsversorgung für eine Transistor-Treiberschaltung
US20110228564A1 (en) 2010-03-17 2011-09-22 Hitachi, Ltd. Gate drive circuit of the voltage drive type semiconductor element and power converter
US20120075890A1 (en) 2010-09-28 2012-03-29 Sanken Electric Co., Ltd. Gate driver and switching power source apparatus
DE102016119649A1 (de) * 2015-10-15 2017-04-20 Tdk Corporation Schalteransteuervorrichtung und Schalteransteuerverfahren
JP2018074666A (ja) * 2016-10-26 2018-05-10 日立アプライアンス株式会社 電力変換装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
KAPAUN, F.; MARQUARDT, R.: Isolated gate driver for high current/ high speed FET-Converters. In: PCIM Europe 2016; International Exhibition and Conference for Power Electronics, Intelligent Motion, Renewable Energy and Energy Management, 2016, S. 1570-1577. *

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US11973436B2 (en) 2017-06-12 2024-04-30 Tae Technologies, Inc. Multi-level multi-quadrant hysteresis current controllers and methods for control thereof
US11881761B2 (en) 2017-06-16 2024-01-23 Tae Technologies, Inc. Multi-level hysteresis voltage controllers for voltage modulators and methods for control thereof
US11840150B2 (en) 2018-03-22 2023-12-12 Tae Technologies, Inc. Systems and methods for power management and control
US11603001B2 (en) 2019-03-29 2023-03-14 Tae Technologies, Inc. Module-based energy systems having converter-source modules and methods related thereto
US11964573B2 (en) 2019-03-29 2024-04-23 Tae Technologies, Inc. Module-based energy systems having converter-source modules and methods related thereto
US11794599B2 (en) 2020-05-14 2023-10-24 Tae Technologies, Inc. Systems, devices, and methods for rail-based and other electric vehicles with modular cascaded energy systems
US11894781B2 (en) 2020-09-28 2024-02-06 Tae Technologies, Inc. Multi-phase module-based energy system frameworks and methods related thereto
US11888320B2 (en) 2021-07-07 2024-01-30 Tae Technologies, Inc. Systems, devices, and methods for module-based cascaded energy systems configured to interface with renewable energy sources
US11942788B2 (en) 2021-07-07 2024-03-26 Tae Technologies, Inc. Systems, devices, and methods for module-based cascaded energy systems configured to interface with renewable energy sources

Also Published As

Publication number Publication date
DE102018126779B4 (de) 2020-06-18

Similar Documents

Publication Publication Date Title
DE102018126779B4 (de) Gate-Treiber-Schaltung mit Spannungsinvertierung für einen Leistungshalbleiterschalter
DE102019102311A1 (de) Gate-Treiber-Schaltung mit Spannungsinvertierung für einen Leistungshalbleiterschalter
DE102018126780A1 (de) Schaltungsanordnung von Gate-Treiber-Schaltungen und Leistungsschaltern mit negativer Sperrspannung
EP1783910B1 (de) Schaltungsanordnung und ein Verfahren zur galvanisch getrennten Ansteuerung eines Halbleiterschalters
DE102015114365B4 (de) System und verfahren zum generieren einer hilfsspannung
DE102016119780B4 (de) Leistungsumwandlungsvorrichtung
EP0060336A2 (de) Verfahren zur Ansteuerung eines Leistungs-Feldeffekt-Schalttransistors und Schaltungsanordnungen zur Durchführung des Verfahrens
DE102015102878B4 (de) Elektronische Ansteuerschaltung
DE102014107815A1 (de) System und Verfahren zum Ansteuern von Transistoren
DE102015104946B4 (de) Elektronische Treiberschaltung und Verfahren
DE102014108576A1 (de) Treiberschaltung mit Miller-Clamping-Funktionalität für Leistungshalbleiterschalter, Leistungshalbleiterschalter und Wechselrichterbrücke
EP3316463A1 (de) Ändern eines schaltzustands einer schalt-halbbrücke
DE2163834A1 (de) Transistorisiertes Netzgerät
EP1050951B1 (de) Schaltungsanordnung für eine getaktete Stromversorgung
DE102014119371B4 (de) Schaltung und verfahren zum betrieb einer halbbrücke
EP2036202B1 (de) Schaltungsanordnung und verfahren zum ansteuern eines elektrischen verbrauchers
EP3317967B1 (de) Schaltungsanordnung zur ansteuerung eines transistors
EP0436778A2 (de) Schaltungsanordnung zum Schutz eines Verbrauchers
EP2945288B1 (de) Schaltungsanordnung und verfahren zum ansteuern eines halbleiterschaltelements
EP2346168A2 (de) Pegelwandlerschaltung
DE102018216595A1 (de) Verpolschutzvorrichtung zum elektrischen Schutz eines Gleichspannungswand-lers, Verfahren zum Bereitstellen eines elektrischen Schutzes eines Gleichspan-nungswandlers und Kraftfahrzeug mit einer Verpolschutzvorrichtung
EP0992114A1 (de) Ansteuerschaltung für ein steuerbares halbleiterbauelement
DE102016223312A1 (de) Leistungshalbleiterbaugruppe für ein Kraftfahrzeug, Kraftfahrzeug und Verfahren zum Betreiben einer Leistungshalbleiterbaugruppe
DE102015114366B4 (de) System und verfahren zum ansteuern eines transistors
DE3509617A1 (de) Anordnung zur potentialfreien positiven ansteuerung von gto-thyristoren hoeherer leistung

Legal Events

Date Code Title Description
R012 Request for examination validly filed
R016 Response to examination communication
R016 Response to examination communication
R018 Grant decision by examination section/examining division
R020 Patent grant now final