DE102007061978A1

DE102007061978A1 - Schaltungsanordnung zum Bereitstellen einer Spannungsversorgung für eine Transistor-Treiberschaltung

Info

Publication number: DE102007061978A1
Application number: DE102007061978A
Authority: DE
Inventors: Uwe Jansen
Original assignee: Infineon Technologies AG
Current assignee: Infineon Technologies AG
Priority date: 2007-12-21
Filing date: 2007-12-21
Publication date: 2009-07-02
Anticipated expiration: 2027-12-22
Also published as: CN101465597B; CN101465597A; US20090160534A1; DE102007061978B4; US7944250B2

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Bereitstellen einer Spannungsversorgung für eine Treiberschaltung zum Ansteuern eines Halbleiterschalters. Die Schaltungsanordnung weist auf: eine erste Bootstrap-Schaltung, der eine erste, auf ein unteres Versorgungspotential bezogene Hilfsspannung zugeführt ist, wobei die Bootstrap-Schaltung einen ersten Kondensator umfasst, der eine Versorgungsspannung für die Treiberschaltung bereitstellt; eine erste Ladungspumpe, die dazu ausgebildet ist, die Ladung auf dem ersten Kondensator zumindest während einer bestimmten Zeitspanne auf oder über einem bestimmten Niveau zu halten; eine zweite Bootstrap-Schaltung, der eine zweite, auf ein oberes Versorgungspotential bezogene Hilfsspannung zugeführt ist, wobei die Bootstrap-Schaltung einen zweiten Kondensator umfasst, der eine Versorgungsspannung für die erste Ladungspumpe bereitstellt; und eine zweite Ladungspumpe, die dazu ausgebildet ist, die zweite Hilfsspannung zu erzeugen.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Schaltungsanordnung zum Bereitstellen einer Spannungsversorgung für eine Transistor-Treiberschaltung, insbesondere die Spannungsversorgung für Treiberschaltungen für IGBT- oder MOSFET-Halbbrücken, die beispielsweise in intelligenten Leistungshalbleitermodulen eingesetzt werden.
Halbleiterschalter, insbesondere Leistungstransistoren zum Schalten hoher Ströme und Spannungen benötigen häufig spezielle Treiberschaltungen zum Erzeugen der Steuersignale, die das Ein- bzw. Ausschalten der Leistungstransistoren kontrollieren. Leistungstransistoren werden als Halbleiterschalter häufig in Transistor-Halbbrücken eingesetzt, die bei Leistungsanwendungen häufig nur aus n-Transistoren (z. B. n-Kanal-MOSFETs, n-Kanal-IGBTs) bestehen. Der Grund dafür liegt in den gegenüber p-Transistoren besseren elektrischen Eigenschaften.
Transistor-Halbbrücken bestehen aus einem High-Side Transistor und einem Low-Side Transistor. Der High-Side Transistor ist dabei zwischen ein oberes Versorgungspotential und dem Ausgang der Halbbrücke geschaltet, der Low-Side Transistor ist zwischen den Ausgang der Halbbrücke und ein unteres Versorgungspotential geschaltet. High-Side Transistoren benötigen Steuersignale, die nicht auf ein konstantes Referenzpotential, beispielsweise das Massepotential, bezogen sind, sondern auf den Ausgang der Halbbrücke, der im Allgemeinen mit dem Emitter bzw. dem Source des High-Side Transistors verbunden ist. Das selbe gilt für Low-Side-Transistoren vom p-Typ. Die Notwendigkeit bezugspotentialfreier ("floating") Steuersignale gestaltet die Spannungsversorgung von Treiberschaltungen für High-Side Transistoren schwierig. Dies ist insbesondere dann der Fall, wenn die Leistungshalbleitertransistoren Sperrspannungen von mehreren hundert Volt aufnehmen müssen, die Treiberschaltung selbst jedoch aus Platzgründen und bedingt durch die Fertigungstechnologie keine oder nur möglichst wenige hochspannungsfeste Halbleiterbauelemente aufweisen soll.
Es sind verschiedene Möglichkeiten zur bezugspotentialfreien Versorgung von Treiberschaltungen für High-Side Transistoren bekannt. Eine davon ist die Verwendung einer Bootstrap-Schaltung. Unter einer Bootstrap-Schaltung wird eine Kombination aus einer Diode und einem Kondensator verstanden, wobei die Treiberschaltung entweder aus dem Kondensator oder über die Diode direkt aus einer Hilfsspannungsquelle versorgt wird. Im letzteren Fall wird auch der Kondensator über die Diode aus der Hilfsspannungsquelle geladen. Die in dem Kondensator gespeicherte Ladung wird je nach Schaltzustand des Transistors dann wieder an die Treiberschaltung abgegeben. Statt Dioden können auch speziell getaktet Transistoren verwendet werden.
Eine weitere Möglichkeit ist die Verwendung einer selbstgetakteten Ladungspumpe. Unter einer Ladungspumpe wird eine Anordnung aus Taktgenerator, Schaltern und Kondensatoren verstanden, die es erlaubt, einen Kondensator an einer Spannungsquelle aufzuladen, dann von dieser Quelle zu trennen und in eine Last zu entladen. Die Schalter können hierbei Transistoren oder Dioden sein, wobei mindestens an einer Stelle Transistoren verwendet werden müssen. Im Weiteren wird unter einer Ladungspumpe immer eine selbstgetaktet Ladungspumpe verstanden, deren Takt unabhängig vom Ansteuersignal der Leistungstransistoren ist.
Die ausschließliche Verwendung einer Bootstrap-Schaltung zur Versorgung der Treiberschaltung für einen High-Side Leistungstransistor reicht häufig nicht aus, da Kondensatoren geeigneter Größe oft nicht in der Lage sind, ausreichend Ladung zu speichern, um die Versorgung der Treiberschaltung lange genug aufrecht erhalten zu können. Eine Vergrößerung des Kondensators ist häufig aus Platzgründen nicht möglich. Aus diesem Zweck kann die Bootstrap-Schaltung durch eine Ladungspumpe ergänzt werden, die den durch die Diode der Bootstrap-Schaltung aufgeladenen Kondensator in einem geladenen Zustand hält. Die Ladungspumpe kann dabei so dimensioniert sein, dass nur die während eines Taktzyklusses (der Ladungspumpe) durch die Treiberschaltung abgeflossene Ladung wieder durch die Ladungspumpe ersetzt wird. Der Taktgenerator einer derartigen Ladungspumpe benötigt jedoch ebenfalls eine bezugspotentialfreie Spannungsversorgung. In einem einfachen Fall kann die Spannungsversorgung für den Taktgenerator mit Hilfe einer Serienschaltung aus einem Widerstand und einer Zenerdiode direkt aus dem oberen Versorgungspotential abgeleitet werden. Dies setzt jedoch eine hochspannungsfesten Widerstand voraus, was aus fertigungstechnischen Gründen unerwünscht sein kann. Darüber hinaus wird in dem Widerstand eine erhebliche Verlustleistung verbraucht. Sofern der Versorgungsstrom des Treibers eine Größenordnung von beispielsweise 1 mA übersteigt ist eine derartige Lösung trotz ihrer Einfachheit unattraktiv.
Es ist also die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltungsanordnung zum Bereitstellen einer Versorgungsspannung für eine Transistortreiberschaltung zur Verfügung zu stellen, die möglichst ohne hochspannungsfeste Halbleiterbauelemente auskommt, in der die verbrauchte Verlustleistung möglichst gering ist und die ohne zeitliche Begrenzung in der Lage ist die Treiberschaltung zu Versorgen.
Diese Aufgabe wird durch einen Schaltungsanordnung gemäß Patentanspruch 1 gelöst. Beispielhafte Ausführungsformen und Weiterentwicklungen sind Gegenstand der abhängige Ansprüche.
Gemäß einer beispielhaften Ausführungsform der Erfindung umfasst die Schaltungsanordnung zum Bereitstellen einer Span nungsversorgung für eine Treiberschaltung zum Ansteuern eines Halbleiterschalters eine erste Bootstrap-Schaltung, der eine erste, auf ein unteres Versorgungspotential bezogene Hilfsspannung zugeführt ist. Die erste Bootstrap-Schaltung umfasst einen ersten Kondensator, der eine Versorgungsspannung für die Treiberschaltung bereitstellt, und eine erste Ladungspumpe, die dazu ausgebildet ist, die Ladung auf dem Kondensator zumindest während einer bestimmten Zeitspanne auf oder über einem bestimmten Niveau zu halten.
Die Schaltungsanordnung kann darüber hinaus eine zweite Bootstrap-Schaltung aufweisen, der eine zweite, auf ein oberes Versorgungspotential bezogene Hilfsspannung zugeführt ist. Die zweite Bootstrap-Schaltung umfasst einen zweiten Kondensator, der einen Versorgungsspannung für die erste Ladungspumpe bereitstellt, und eine zweite Ladungspumpe, die dazu ausgebildet ist, die zweite Hilfsspannung zu erzeugen.
Ein weiteres Beispiel der Schaltungsanordnung umfasst einen ersten Schaltungsknoten zum Zuführen des unteren Versorgungspotentials, einen zweiten Schaltungsknoten zum Zuführen des oberen Versorgungspotentials, einen dritten Schaltungsknoten zum Zuführen der ersten, auf das untere Versorgungspotential bezogenen Hilfsspannung, und einen vierten Schaltungsknoten zum Bereitstellen der auf das obere Versorgungspotential bezogenen Hilfsspannung. Dabei ist die zweite Ladungspumpe mit allen vier Schaltungsknoten verbunden und dazu ausgebildet, die zweite Hilfsspannung aus der ersten Hilfsspannung zu erzeugen.
Die Schaltungsanordnung kann des Weiteren einen fünften Schaltungsknoten zum Anschluss an einen Ausgangsanschluss (z. B. Sourceanschluss oder Emitteranschluss) des durch den Transistortreiber anzusteuernden Transistors aufweisen. Der fünfte Schaltungsknoten ist dabei über eine Serienschaltung des ersten Kondensators und der ersten Diode mit dem dritten Schaltungsknoten verbunden. Der erste Kondensator und die erste Diode bilden dabei die erste Bootstrap-Schaltung. Der fünfte Schaltungsknoten kann des Weiteren über eine Serienschaltung des zweiten Kondensators und der zweiten Diode mit dem vierten Schaltungsknoten verbunden sein. Der zweite Kondensator und die zweite Diode bilden dabei die zweite Bootstrap-Schaltung.
Die erste Ladungspumpe kann dazu ausgebildet sein, Ladung von dem zweiten Kondensator auf den ersten Kondensator zu übertragen. Der erste Kondensator stellt so die Versorgungsspannung für die Treiberschaltung zur Verfügung. Je nachdem ob die Treiberschaltung unipolar oder bipolar versorgt wird, ist die erste Ladungspumpe für einen unidirektionalen oder bidirektionalen Betrieb ausgelegt.
Die Erfindung wird im Folgenden anhand von Figuren näher erläutert.
1a zeigt beispielhaft ein Schaltbild einer Ladungspumpe mit 4 Schaltern.
1b zeigt beispielhaft ein Schaltbild einer Ladungspumpe, wobei Transistoren zum Schalten des Pump-Kondensators verwendet werden.
1c zeigt ein vereinfachtes Schaltbild der Ladungspumpe aus 1a.
2 zeigt eine Ladungspumpe bei der zwischen dem Eingangsspannungskreis und dem Ausgangsspannungskreis eine Gleichspannung überlagert ist.
3a zeigt eine unidirektionale Ladungspumpe, die ähnlich aufgebaut ist wie die Ladungspumpe aus
1a, bei der jedoch die Schalter im Ausgangsspannungskreis durch Dioden realisiert sind.
3b zeigt ein vereinfachtes Schaltbild der Ladungspumpe aus 3a.
4a zeigt eine Treiberschaltung zum Ansteuern eines Transistors mit einem Level-Shifter und einem Treiber.
4b zeigt eine vereinfachte Darstellung der Treiberschaltung aus 4a.
5 zeigt eine als erstes Beispiel der Erfindung eine Schaltungsanordnung zur Versorgung von Transistortreiberschaltungen mit zwei Treiberschaltungen und zwei Bootstrap-Schaltungen.
6 zeigt ein weiteres Beispiel der Erfindung, wobei die Transistoren mit bipolaren Signalen ansteuerbar sind.
7 zeigt als weiteres Beispiel der Erfindung eine Schaltungsanordnung zur Versorgung von Transistortreiberschaltungen für eine aus zwei komplementären Transistoren aufgebaute Transistor-Halbbrücke.
In den Figuren bezeichnen – sofern nicht anders angegeben – gleiche Bezugszeichen gleiche Komponenten oder gleiche Signale mit gleicher Bedeutung.
Die 1a zeigt ein Beispiel einer Ladungspumpe, die einen ersten Kondensator C₁, einen zweiten Kondensator C₂, einen Taktgenerator 101, einen Pump-Kondensator C_CP und vier gesteuerten Schaltern S₁, S₂, S₃ und S₄ zum Schalten des Pump-Kondensators aufweist. Die vier Schalter S₁ bis S₄ weisen je einen Steueranschluss auf, der mit dem Taktgenerator verbunden ist, wobei der Taktgenerator die Steuersignale für die gesteuerten Schalter S₁ bis S₄ erzeugt. Die Schaltung weist einen Referenz-Schaltungsknoten auf, dem ein Referenzpotenti al, beispielsweise ein Massepotential GND, zugeführt ist. Einem ersten Schaltungsknoten liegt eine gegenüber dem Referenzpotential positive erste Spannung V+ an, wobei diese erste Spannung durch den ersten Kondensator C₁ gepuffert wird. Der erste Kondensator ist daher zwischen den ersten Schaltungsknoten und den Referenz-Schaltungsknoten geschaltet. An einem zweiten Schaltungsknoten wird eine gegenüber dem Referenzpotential GND negative zweite Spannung V– bereitgestellt. Diese Spannung wird durch den zweiten Kondensator C₂ gepuffert, der zwischen den Referenz-Schaltungsknoten und den zweiten Schaltungsknoten geschaltet ist.
Zwischen dem ersten Schaltungsknoten und dem Referenz-Schaltungsknoten liegt eine Serienschaltung aus dem ersten Schalter S₁ und dem zweiten Schalter S₂, zwischen dem Referenz-Schaltungsknoten und dem zweiten Schaltungsknoten liegt eine Serienschaltung aus dem dritten Schalter S₃ und dem vierten Schalter S₄. Der Pump-Kondensator C_CP verbindet den gemeinsamen Schaltungsknoten der Schalter S₁ und S₂ mit dem gemeinsamen Schaltungsknoten der Schalter S₃ und S₄. Der Schalter S₁ kann einen ersten Anschluss des Pump-Kondensators C_CP mit dem ersten Schaltungsknoten verbinden, der Schalter S₂ kann den ersten Anschluss des Pump-Kondensators C_CP mit dem Referenz-Schaltungsknoten verbinden. Der Schalter S₃ kann einen zweiten Anschluss des Pump-Kondensators C_CP mit dem Referenz-Schaltungsknoten verbinden und der Schalter S₄ kann den zweiten Anschluss des Pump-Kondensators C_CP mit dem zweiten Schaltungsknoten verbinden. Die Schalter werden von dem Taktgenerator 101 derart angesteuert, dass der Pump-Kondensator C_CP entweder zwischen dem Referenz-Schaltungsknoten und dem ersten Schaltungsknoten, oder zwischen dem zweiten Schaltungsknoten und dem Referenz-Schaltungsknoten liegt.
Angenommen, an dem ersten Schaltungsknoten liegt eine gegenüber dem Referenzpotential GND positive erste Spannung V+ an und der Pump-Kondensator C_CP wird vom Taktgenerator zwischen den ersten Schaltungsknoten und den ReferenzSchaltungsknoten geschaltet, dann kann der Kondensator C_CP aufgeladen werden, bis er maximal die erste Spannung V+ erreicht. Wird dann der Pump-Kondensator umgeschaltet, dann liegt er zwischen dem Referenz-Schaltungsknoten und dem zweiten Schaltungsknoten, und die Ladung des Pump-Kondensators C_CP wird auf den zweiten Kondensator C₂ transferiert. Dieser zweite Kondensator C₂ stellt dann die zweite Spannung V– zur Verfügung, die gegenüber dem Referenzpotential GND negativ ist. Wird der Pump-Kondensator C_CP regelmäßig zwischen den zwei beschriebenen Zuständen umgeschalten, kann die zweite Spannung V– betragsmäßig maximal den gleichen Wert annehmen wie die erste Spannung V+.
Bei obiger Beschreibung der Funktion der Ladungspumpe aus 1 wurde ein Energiefluss von dem Eingangsspannungskreis mit positiver Eingangsspannung V+ in den Ausgangsspannungskreis mit negativer Ausgangsspannung V– angenommen. Es ist jedoch offensichtlich, dass ein Energiefluss auch in umgekehrter Richtung stattfinden kann.
Die Schalter S₁ bis S₄ können beispielsweise als MOSFETs T₁ bis T₄ realisiert sein, wie dies z. B. in der 1b dargestellt ist. Struktur und Funktion der in 1b dargestellten Schaltung sind jedoch identisch mit der Schaltung aus 1a.
Die 1c zeigt ein vereinfachtes Schaltbild der Ladungspumpen aus den 1a oder 1b. Die Bezeichnung GND für das Referenzpotential des Referenz-Schaltungsknotens muss nicht zwangsläufig ein konstantes (Masse-)Potential sein, sondern kann mit einem beliebigen – auch potentialfreien – Schaltungsknoten verbunden sein. Die erste und die zweite Spannung V+ bzw. V– beziehen sich dann auf das Potential dieses Schaltungsknotens. Des Weiteren muss die Ladungspumpe 101 nicht zwangsläufig durch die erste Spannung V+ und die zweite Spannung V– versorgt sein, wie dies in den 1a und 1b dargestellt ist. Die Ladungspumpe erfüllt ihre Funktion, so lange nur das Oszillieren des Taktgenerators 101 und damit das Schalten der Schalter S₁ bis S₄ bzw. T₁ bis T₄ sichergestellt ist.
Die 2 zeigt eine weitere Variante der Ladungspumpe aus 1a. Die Ladungspumpe aus 2 ist weitgehend identisch mit der aus 1a, jedoch existieren zwei Referenz-Schaltungsknoten GND₁ und GND₂. Der erste Kondensator C₁ (mit einer positiven ersten Spannung V+) ist zwischen den ersten Schaltungsknoten und den ersten Referenz-Schaltungsknoten GND₁ geschaltet, der zweite Kondensator C₂ (mit einer negativen zweiten Spannung V–) ist zwischen den zweiten Referenz-Schaltungsknoten GND₂ und den zweiten Schaltungsknoten geschaltet. Die erste Spannung V+ ist auf das erstes Referenz potential GND₁ des Referenz-Schaltungsknotens bezogen. Die zweite (negative) Spannung V– ist auf ein zweites Referenzpotential GND₂ des zweiten Referenz-Schaltungsknotens bezogen. Die Potentialdifferenz zwischen dem ersten Referenzpotential GND₁ und dem zweiten Referenzpotential GND₂ ist mit V_DC be zeichnet und durch die Spannungsquelle 102 symbolisiert. Der erste Schaltungsknoten und der erste Referenz-Schaltungsknoten ist durch eine Serienschaltung der Schalter S₁ und S₂. der zweite Referenz-Schaltungsknoten und der zweite Schaltungsknoten durch eine Serienschaltung der Schalter S₃ und S₄ verbunden. Der gemeinsame Knoten der Schalter S₁ und S₂ ist mit einem ersten Anschluss des Pump-Kondensators C verbunden, der gemeinsame Knoten der Schalter S₃ und S₄ mit einem zweiten Anschluss des Pump-Kondensators C_CP.
Die Funktion der Schaltung aus 2 ist identisch mit der aus 1a. Eine durch die erste Spannung V+ auf den ersten Kondensator C₁ aufgebrachte Ladung wird durch den Pump-Kondensator C_CP auf den zweiten Kondensator C₂ übertragen. Dies geschieht in gleicher Weise wie bei der Ladungspumpe aus 1a. Wird an den ersten Schaltungsknoten eine erste Spannung V+ angelegt, dann wird durch die Ladungspumpe eine zweite Spannung V– an dem zweiten Schaltungsknoten bereitge stellt. Analog zu 1a funktioniert die Ladungspumpe auch in umgekehrter Richtung.
Die in 3a dargestellte Ladungspumpe entspricht im Wesentlichen der Ladungspumpe aus 1a, wobei der Schalter S₁ und der Schalter S₂ durch Dioden D₁ und D₂ realisiert sind. Die Funktionsweise der in 3a dargestellten Schaltung deckt sich mit der Schaltung aus 1a, jedoch ist nur mehr ein unidirektionaler Energiefluss von dem zweiten Schaltungsknoten, dem eine zweite Spannung V– zugeführt ist, zu dem ersten Schaltungsknoten, an dem eine erste Spannung V+ bereitgestellt wird, möglich. Die in 3b gezeigte Schaltung ist als vereinfachte Darstellung der Ladungspumpe aus 3a zu verstehen. Der Taktgenerator 101' der Ladungspumpe aus 3b umfasst auch die Funktion des Taktgenerators 101 und der Schalter S₃ und S₄ aus 3a.
Die 4 zeigt beispielhaft eine Treiberschaltung zum Ansteuern eines Leistungstransistors. Im vorliegenden Beispiel ist ein n-Kanal-IGBT M₁ dargestellt. Der Schaltzustand des Transistors M₁ wird durch das Steuersignal S bestimmt, das einem Level-Shifter 201, Übertrager (Trafo), Optokoppler oder einem sonstigen potenzialtrennendes Bauelement zugeführt ist. Das Ausgangssignal des Level-Shifters ist dem Treiber 202 zugeführt. Der Treiber 202 stellt dann das tatsächliche Treibersignal OUT zur Verfügung, das dem Steueranschluss des Transistors M₁, im vorliegenden Fall dem Gate des IGBT, zugeführt ist. Ein Level-Shifter 201 ist immer dann notwendig, wenn das Treibersignal OUT nicht auf ein konstantes Referenzpotential bezogen ist, sondern auf ein massefreies Referenzpotential. Auch in diesem Beispiel darf die Bezeichnung GND für das Referenzpotential nicht so verstanden werden, dass es sich dabei zwangsläufig um ein konstantes Massepotential handelt. Typischerweise ist ein Lastanschluss (z. B. ein Emitter-Anschluss eines IGBT oder ein Source-Anschluss eines MOSFET) des Transistors M₁ mit dem Anschluss für das Referenzpotential GND verbunden. Im vorliegenden Fall ist der Emitter des IGBTs mit dem Anschluss für das Referenzpotential GND verbunden.
Die 4b zeigt ein vereinfachtes Schaltsymbol für den Treiber aus 4a. Bei diesem Schaltsymbol ist der Anschluss für das Steuersignal S aus Gründen der Übersichtlichkeit nicht mehr dargestellt. Alternativ zu der in 4a gezeigten Variante einer unipolaren Versorgung des Treibers 202 kann der Treiber auch bipolar versorgt sein (gestrichelter Anschluss in 4b), wenn ein bipolares Steuersignal OUT für den Steueranschluss des Transistors M₁ erzeugt werden sollen. Unter einem bipolaren Steuersignal wird ein Steuersignal verstanden das gegenüber dem Referenzpotential GND positive und negative Spannungswerte annehmen kann.
5 zeigt als erstes Beispiel der Erfindung eine Schaltungsanordnung zum Bereitstellen einer Spannungsversorgung für eine Treiberschaltung 13 zum Ansteuern eines Halbleiterschalters M₁. Der Halbleiterschalter M₁, im vorliegenden Beispiel ein n-Kanal IGBT, ist Teil einer IGBT-Halbbrücke bestehend aus dem High-Side Halbleiterschalter M₁ und einem Low-Side Halbleiterschalter M₂. Zum Ansteuern des Low-Side Halbleiterschalters ist eine weitere Treiberschaltung 16 vorgesehen. Der High-Side Halbleiterschalter M₁ ist ein n-Kanal-IGBT, folglich ist zur Versorgung der Treiberschaltung 13 eine potentialfreie Spannungsversorgung notwendig, wobei die Versorgungsspannungen für die Treiberschaltung 13 auf das Ausgangspotential V_OUT der Halbbrücke, d. h. auf das Emitterpotential des High-Side Halbleiterschalters M₁, bezogen sind.
Die Schaltungsanordnung umfasst einen ersten Schaltungsknoten K₁, dem ein unteres Versorgungspotential V– zugeführt ist, einen zweiten Schaltungsknoten K₂, dem ein oberes Versorgungspotential V+ zugeführt ist, einen dritten Schaltungsknoten K₃, dem eine erste, auf das untere Versorgungspotential V– bezogene Hilfsspannung U_H– zugeführt ist, und einen vierten Schaltungsknoten K₄, an dem eine zweite, auf das obere Versorgungspotential bezogene Hilfsspannung U_H+ anliegt, welche von der Schaltung selbst erzeugt und bereitgestellt wird. Die Potentialdifferenz zwischen dem unteren Versorgungspotential V– und dem oberen Versorgungspotential V+ kann mehrere hundert Volt betragen. Die erste, auf das untere Versorgungspotential V– bezogene Hilfsspannung U_H– beträgt im Gegensatz dazu nur rund +15 V. Die zweite, auf das obere Versorgungspotential V+ bezogene Hilfsspannung U_H+, die an dem vierten Schaltungsknoten K₄ anliegt, ist negativ (daher ist der Pfeil in 5 vom Knoten K₂ zum Knoten K₄ gezeichnet) und liegt in einem Bereich von 3 V bis 20 V. Die erste und die zweite Hilfsspannung U_H–, U_H+ sind typischerweise dem Betrag nach gleich groß. Es ist zu beachten, dass die zweite Hilfsspannung U_H+ nicht von Außen zur Verfügung gestellt werden muss, sondern von der Schaltungsanordnung erzeugt wird.
Im vorliegenden Beispiel wird die Versorgungsspannung für den Treiber 13, der das Treibersignal OUT₁ für den High-Side Transistor M₁ erzeugt, zum Einen durch eine erste Bootstrap-Schaltung BS1 und zum Anderen durch eine erste Ladungspumpe CP1 bereitgestellt. Die erste Bootstrap-Schaltung BS1 umfasst dabei einen ersten Kondensator 12, dessen Kondensatorspannung U_BS1 die Treiberschaltung 13 mit Spannung versorgt. Ein erster Anschluss des ersten Kondensators 12 ist mit einem fünften Schaltungsknoten K₅ verbunden, der wiederum über den Treiber 13 mit dem Ausgangsanschluss der Halbbrücke (M₁, M₂), d. h. mit dem Emitteranschluss des Transistors M₁ verbunden ist. Die Versorgungsspannung des Treibers 13 (Kondensatorspannung U_BS1 des ersten Kondensators 12) ist also auf das Potential V_OUT des fünften Schaltungsknotens K₅ bezogen. Ein zweiter Anschluss des ersten Kondensators 12 ist einerseits mit der Treiberschaltung 13 und andererseits mit der Kathode einer ersten Diode 6 verbunden, deren Anode mit dem dritten Schaltungsknoten K3 verbunden ist. Das heißt, der erste Kondensator 12 wird über die erste Diode 6 aus der ersten Hilfsspannung U_H– geladen, wenn das Potential des fünften Schaltungsknoten K₅ (d. h. das Ausgangspotential V_OUT der Halbbrücke) einen entsprechend niedrigen Wert hat. Im vorliegenden Beispiel ist dies dann der Fall, wenn der Low-Side Transistor M₂ leitet. Das Ausgangspotential V_OUT (und damit das Potential des fünften Schaltungsknotens K5) entspricht dann ungefähr dem unteren Versorgungspotential V–. Steigt das Ausgangspotential V_OUT am Ausgang der Halbbrücke, beispielsweise dann wenn der High-Side Transistor M₁ leitet und der Low-Side Transistor M₂ sperrt, dann verhindert die erste Diode 6 die Entladung des ersten Kondensators 12 und der Kondensator 12 kann mit seiner gespeicherten Ladung die Treiberschaltung 13 auch in diesem Zustand versorgen.
In manchen Fällen reicht jedoch die in dem ersten Kondensator 12 gespeicherte Ladung nicht aus, um die Treiberschaltung 13 eine vorgegebene Zeit lang mit Spannung zu versorgen. Um einen Einbruch der Kondensatorspannung U_BS1 und damit einen Einbruch der Versorgungsspannung für die Treiberschaltung 13 zu verhindern, kann der erste Kondensator 12 mit Hilfe einer ersten Ladungspumpe CP1 nachgeladen werden. Das heißt, die erste Ladungspumpe ist dazu ausgebildet, die Ladung auf dem ersten Kondensator (und damit die Kondensatorspannung U_BS1) zumindest während einer bestimmten Zeitspanne auf oder über einem vorgegebenen Niveau zu halten und dafür zu sorgen, dass eine ausreichend hohe Versorgungsspannung für die Treiberschaltung 13 zur Verfügung steht. Der Aufbau der Ladungspumpe CP1 entspricht im Wesentlichen dem in der 3b dargestellten Aufbau einer Ladungspumpe.
In dem in 5 gezeigten Beispiel handelt es sich bei der Ladungspumpe CP1 um eine unidirektionale Ladungspumpe bei der die Energie von einem Eingangskreis mit einem zweiten Kondensator 10, an dem eine Kondensatorspannung U_BS2 als Eingangsspannung anliegt, in einen Ausgangskreis bei dem an dem ersten Kondensator 12 die Kondensatorspannung U_BS1 als Ausgangsspannung bereitgestellt wird, transportiert wird. Der Referenz-Schaltungsknoten der Ladungspumpe aus 3b entspricht dem fünften Schaltungsknoten K5 bzw. dem Ausgang der Halbbrücke (M₁, M₂) und das Referenzpotential GND der Ladungspumpe aus 3b entspricht dem Ausgangspotential der Halbbrücke V_OUT bzw. dem Potential des fünften Schaltungsknotens K₅. Die Dioden D₁ und D₂ und der Pump-Kondensator C_CP der Ladungspumpe aus 3b entsprechen den Dioden 9 und 8 und dem Pump-Kondensator 11 der Ladungspumpe CP1 in 5. Wie der Taktgenerator 101' aus 3b wird der Taktgenerator 14 der Ladungspumpe CP1 in 5 von der Spannung über dem Kondensator im Eingangskreis, das ist im vorliegenden Fall die Kondensatorspannung U_BS2 über dem zweiten Kondensator 10, versorgt. Als Kondensator im Ausgangskreis (C1 in 3b) dient im Beispiel der 5 der erste Kondensator 12, an dem als Ausgangsspannung die Kondensatorspannung U_BS1 über dem ersten Kondensator 12 bereitgestellt wird. Der erste Kondensator 12 ist praktisch gleichzeitig Bestandteil der ersten Bootstrap-Schaltung BS1 und der ersten Ladungspumpe CP1, wobei er in der in 5 dargestellten Gliederung der Übersichtlichkeit halber lediglich der Bootstrap-Schaltung BS1 zugeordnet ist.
Die bisherigen Erläuterungen zur 5 betreffen die erste Bootstrap-Schaltung BS1, die eine Versorgungsspannung für die Treiberschaltung 13 mit Hilfe des ersten Kondensators 12 bereitstellt, und die erste Ladungspumpe CP1, die dazu ausgebildet ist, die Ladung in dem ersten Kondensator 12 auf oder über einem bestimmten Niveau zu halten, um eine Versorgungsspannung in einer bestimmten Höhe für die Treiberschaltung 13 zumindest über einen bestimmten vorgegebenen Zeitraum zu garantieren. In den bisherigen Erläuterungen blieb noch offen, wie die Versorgungsspannung der ersten Ladungspumpe CP1 bereitgestellt wird, d. h. wie die Kondensatorspannung U_BS2 über dem zweiten Kondensator 10 erzeugt wird, so dass die erste Ladungspumpe CP1 bestimmungsgemäß arbeiten kann. Im Folgenden werden also jene Schaltungskomponenten erläutert, die zur Erzeugung der Kondensatorspannung U_BS2 des zweiten Kondensators 10, d. h. zum Laden des zweiten Kondensators 10, und somit für das Funktionieren der ersten Ladungspumpe CP1 notwendig sind.
Der zweite Kondensator 10 ist nicht nur Bestandteil der ersten Ladungspumpe CP1, sondern bildet auch gemeinsam mit der zweiten Diode 7 eine zweite Bootstrap-Schaltung BS2. In der Darstellung der 5 ist der zweite Kondensator 10 wieder der Übersichtlichkeit halber nur der zweiten Bootstrap-Schaltung BS2 zugeordnet. Ein erster Anschluss des Kondensators 10 ist mit dem Schaltungsknoten K₅ und ein zweiter Anschluss des Kondensators 10 ist mit der Anode der Diode 7 verbunden. Die Kathode der Diode 7 ist wiederum mit dem vierten Schaltungsknoten K4 verbunden. Bei einem entsprechend hohem Potential des fünften Schaltungsknotens K₅, beispielsweise bei eingeschaltetem High-Side Transistor M₁, wird der zweite Kondensator 10 über die Diode 7 aus der zweiten Hilfsspannung U_H+ geladen. Sobald das Potential des fünften Schaltungsknotens K₅ wieder sinkt, beispielsweise nach dem Einschalten des Low-Side Transistors M₂, sperrt die Diode 7 und die in dem zweiten Kondensator 10 gespeicherte Ladung kann an die erste Ladungspumpe CP1, genauer an den Taktgenerator 14, abgegeben werden. Der Taktgenerator 14 wird also durch die Kondensatorspannung U_BS2 des zweiten Kondensators 10 versorgt.
Zur Erzeugung der zweiten Hilfsspannung U_H+, die an dem vierten Schaltungsknoten K₄ anliegt, ist eine zweite Ladungspumpe CP2 vorgesehen. Diese Ladungspumpe CP2 entspricht in ihrer Funktion und ihrer Struktur der Ladungspumpe aus 2, wobei die vereinfachte Darstellung des Taktgenerators analog zu 3b gewählt wurde. Bei der zweiten Ladungspumpe CP2 entspricht der dritte Schaltungsknoten K3 dem zweiten Referenzschaltungsknoten (zweites Referenzpotential GND₂) in 2 und der zweite Schaltungsknoten K₂ dem ersten Referenzschaltungsknoten (erstes Referenzpotential GND₁) in 2. Der Taktgenerator wird durch die erste Hilfsspannung U_H– versorgt. Die Dioden 3 und 4 und der Pump-Kondensator 2 der Ladungspumpe CP2 entsprechen den Schaltern S₁ und S₂ und dem Pump-Kondensator C_CP in 2. Die Potentialdifferenz V_DC in 2 entspricht der Differenz (V+ – (U_H– + V–)). Der Kon densator 5 ist im Ausgangskreis der Ladungspumpe CP2 parallel zu der Serienschaltung der Dioden 3 und 4 geschaltet. Die Kondensatorspannung über dem Kondensator 5 entspricht der zweiten Hilfsspannung U_H+, welche betragsmäßig ungefähr gleich groß ist wie die erste Hilfsspannung U_H–. Das Potential des vierten Schaltungsknotens K4 ist jedoch niedriger als die obere Versorgungsspannung V+, d. h. die zweite Hilfsspannung U_H+ ist negativ in Bezug auf das obere Versorgungspotential V+.
Die zweite Bootstrap-Schaltung BS2 und die zweite Ladungspumpe CP2 dienen also der Erzeugung einer Eingangsspannung für die erste Ladungspumpe CP1, die wiederum der Aufrechterhaltung der Spannungsversorgung für die Treiberschaltung 13 dient. Dem Low-Side Transistor M₂ ist eine weitere Treiberschaltung 16 vorgeschalten, die direkt mit dem ersten und dem dritten Schaltungsknoten K₁ und K₃ verbunden ist. Die Treiberschaltung 16 wird also direkt durch die erste Hilfsspannung U_H– versorgt. Diese Hilfsspannung ist noch durch einen Kondensator 15 gepuffert, der zwischen den ersten und den dritten Schaltungsknoten K₁ und K₃ geschaltet ist.
Es ist zu bemerken, dass die Schaltungsanordnung bis auf die Bootstrap-Dioden keine hochspannungsfesten Halbleiterbauelemente benötigt. Das einzige weitere Bauteil, das hochspannungsfest sein muss, ist der Pump-Kondensator 2 der zweiten Ladungspumpe CP2. Hochspannungsfest heißt in diesem Zusammenhang, das Bauteil muss für eine Spannung entsprechend der Potentialdifferenz V+ – V– des oberen Versorgungspotentials V+ und des unteren Versorgungspotentials V– ausgelegt sein. Des Weiteren befinden sich in der Schaltungsanordnung keinerlei größeren Verbraucher. Elektrische Verlustleistung wird lediglich in den Umschaltzeitpunkten der Taktgeneratoren 1 und 14 der Ladungspumpen CP2 und CP1 erzeugt. Diese Verlustleistung ist jedoch vernachlässigbar im Vergleich zu der Verlustleistung, die in der eingangs erwähnten Spannungsversorgung aus Zenerdiode mit Vorwiderstand erzeugt wird.
Das in 6 dargestellte Beispiel der Erfindung ist in großen Teilen identisch mit dem in 5 gezeigten Beispiel. Die Ladungspumpe CP1 ist nun durch das vereinfachte Ersatzschaltbild aus 1c dargestellt. Im Gegensatz zu dem in 5 gezeigten Beispiel handelt es sich hierbei um eine bidirektionale Ladungspumpe, wie sie beispielsweise in den 1a oder 1b dargestellt ist. Dadurch ist es möglich, die Treiberschaltung 13 bipolar zu versorgen. Folglich ist die Treiberschaltung 13 in der Lage bipolare Treibersignale OUT₁ für den High-Side Transistor M₁ zu erzeugen. Das heißt, das Treibersignal OUT₁ kann positive und negative Werte (bezogen auf das Potential des Referenzknotens der Treiberschaltung) bereitstellen. In diesem Fall ist auch dem Treiber 16 für den Low-Side Transistor M₂ eine dritte Ladungspumpe CP3 vorgeschaltet, dem im Eingangskreis als Eingangsspannung die erste Hilfsspannung U_H– zugeführt ist und aus dieser eine bipolare Spannungsversorgung für die Treiberschaltung 16 erzeugt. Die dritte Ladungspumpe CP3 kann wiederum eine unidirektionale Ladungspumpe sein (vgl. z. B. 3a).
Die in 7 dargestellte Schaltungsanordnung entspricht als weiteres Beispiel der Erfindung großteils der Schaltungsanordnung aus 6. Im Gegensatz zu dem vorherigen Beispielen wird als Low-Side Transistor M₂ nun ein p-Kanal-IGBT eingesetzt. Die Schaltungsanordnung zur Spannungsversorgung der Transistortreiberschaltung 13 ist identisch mit der Schaltungsanordnung aus 6. Jedoch kann im Gegensatz zu dem in 6 gezeigten Beispiel der Treiber 16 für den Low-Side Transistor und die vorgeschaltete dritte Ladungspumpe CP3 eingespart werden, da im vorliegenden Fall die Treiberschaltung 13 die Treibersignale für beide Transistoren M₁ und M₂ erzeugen kann. Die Treiberschaltung 13 muss dafür bipolar versorgt werden. Analog zu dem in 6 gezeigten Beispiel ist dazu eine bidirektionale Ladungspumpe CP1 notwendig. Durch die Kopplung der beiden Versorgungsspannungen für die Treiberschaltung 13 über die bidirektionale Ladungspumpe CP1 wird für beide IGBTs der Halbbrücke M₁, M₂ eine beliebig lange Einschaltdauer möglich.

Claims

Schaltungsanordnung zum Bereitstellen einer Spannungsversorgung für eine Treiberschaltung (13) zum Ansteuern eines Halbleiterschalters (M₁), wobei die Schaltungsanordnung aufweist: eine erste Bootstrap-Schaltung (BS1), der eine erste, auf ein unteres Versorgungspotential (V–) bezogene Hilfsspannung (U_H–, V_AUX– – V–) zugeführt ist, wobei die Bootstrap-Schaltung (BS1) einen ersten Kondensator (12) umfasst, der eine Versorgungsspannung (V_BS1) für die Treiberschaltung (13) bereitstellt, eine erste Ladungspumpe (CP1), die dazu ausgebildet ist, die Ladung auf dem ersten Kondensator (12) zumindest während einer bestimmten Zeitspanne auf oder über einem bestimmten Niveau zu halten, gekennzeichnet durch eine zweite Bootstrap-Schaltung (BS2), der eine zweite, auf ein oberes Versorgungspotential (V+) bezogene Hilfsspannung (U_H+, V+ – V_AUX+) zugeführt ist, wobei die Bootstrap-Schaltung (BS2) einen zweiten Kondensator (10) umfasst, der eine Versorgungsspannung (V_BS2) für die erste Ladungspumpe (CP1) bereitstellt, und eine zweite Ladungspumpe (CP2), die dazu ausgebildet ist, die zweite Hilfsspannung (U_H+, V+ – V_AUX+) zu erzeugen.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der die erste Bootstrap-Schaltung (BS1) eine erste Diode (6) aufweist, deren Anode die erste, auf das untere Versorgungspotential bezogene Hilfsspannung (U_H–, V_AG– – V–) zugeführt ist und deren Kathode mit dem ersten Kondensator (12) verbunden ist.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der die zweite Bootstrap-Schaltung (BS2) eine zweite Diode (7) aufweist, deren Kathode die zweite, auf das obere Versor gungspotential bezogene Hilfsspannung (U_H+, V+ – V_AUX+) zugeführt ist und deren Anode mit dem zweiten Kondensator (10) verbunden ist.
Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, die zusätzlich umfasst: einen ersten Schaltungsknoten, dem das untere Versorgungspotential (V–) zugeführt ist, einen zweiten Schaltungsknoten, dem das obere Versorgungspotential (V+) zugeführt ist, einen dritten Schaltungsknoten, dem die erste, auf das untere Versorgungspotential (V–) bezogene Hilfsspannung (U_H–, V_AUX– – V–) zugeführt ist, einen vierten Schaltungsknoten, an dem die zweite, auf das obere Versorgungspotential bezogene Hilfsspannung (U_H+, V+ – V_AUX+) bereitgestellt wird, wobei die zweite Ladungspumpe (CP2) mit den vier Schaltungsknoten verbunden und dazu ausgebildet ist, die zweite Hilfsspannung (U_H+, V+ – V_AUX+) aus der ersten Hilfsspannung (U_H–, V_AUX– – V–) zu erzeugen.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, die einen fünften Schaltungsknoten zum Anschluss an einen Ausgangsanschluss des Halbleiterschalters (M₁), wobei der erste Kondensator (12) und der zweite Kondensator (10) mit dem fünften Schaltungsknoten verbunden sind.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, bei der der fünfte Schaltungsknoten über eine Serienschaltung des ersten Kondensators (12) und der ersten Diode (6) mit dem dritten Schaltungsknoten verbunden sind.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 5 oder 6, bei der der fünfte Schaltungsknoten über eine Serienschaltung des zweiten Kondensators (10) und der zweiten Diode (7) mit dem vierten Schaltungsknoten verbunden sind.
Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, bei der die erste Ladungspumpe (CP1) dazu ausgebildet ist, Ladung von dem zweiten Kondensator (10) auf den ersten Kondensator (12) zu übertragen.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, bei der die erste Ladungspumpe (CP1) unidirektional arbeitet und die Treiberschaltung (13) unipolar versorgt.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, bei der die erste Ladungspumpe (CP1) bidirektional arbeitet und die Treiberschaltung (13) bipolar versorgt.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der die Treiberschaltung dazu ausgebildet ist, einen n-Kanal High-Side-Transistor (M1) anzusteuern.
Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, bei der die Treiberschaltung dazu geeignet ist, eine Halbbrücke bestehend aus einem n-Kanal High-Side-Transistor (M1) und einen p-Kanal Low-Side Transistor (M₂) anzusteuern.