-
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Ansteuern von Transistoren in Brückenschaltungen, insbesondere in Brückenschaltungen, welche ein Tastverhältnis in einem Bereich zwischen 0 und 100% erfordern.
-
In Hochstrombrückenanordnungen können elektronische Schalter dazu verwendet werden, um eine Last mit einer High-Side- oder einer Low-Side-Versorgungsleitung zu verbinden. In solchen Anordnungen werden überwiegend n-Kanal Power MOSFETs als Schalter verwendet, jedoch sind auch andere Arten von Schaltern möglich. Um die Gates und die Gateladungen dieser Schalter sehr schnell ansteuern zu können, werden sogenannte integrierte Brückentreiberschaltungen (Brückentreiber-ICs) verwendet. Ein abwechselndes Schalten der High-Side- und Low-Side-Schalter kann durch die Verwendung eines pulsweitenmodulierten Signals (PWM-Signal) erreicht werden, welches den Laststrom am Ausgang der Brücke mit seinem Tastverhältnis bestimmt.
-
Um den Ausgang (Source) eines High-Side n-Kanal Power MOSFETs (Metal Oxide Semiconductor Transistor) sehr niederohmig mit der positiven Versorgungsleitung zu verbinden, ist es erforderlich, mit einer High-Side-Treiberstufe eine Gatespannung zu generieren, welche größer ist als die positive Versorgungsspannung der Brücke. Es sind zwei verschiedene Verfahren bekannt, um diese erforderliche High-Side-Treiberversorgung zu generieren.
-
Das erste Verfahren ist das sogenannte Bootstrap-Verfahren, bei welchem ein Bootstrap-Kondensator, welcher durch ein PWM-Signal getaktet wird, während der Low-Side-Phase der Brücke geladen wird, wobei Low-Side-Phase bedeutet, dass der Low-Side-Schalter leitet, während der High-Side-Schalter nicht leitet. Während der High-Side-Phase stellt er dann die Gateladung zur Verfügung, welche erforderlich ist um einen Betrieb des Transistors zu ermöglichen. High-Side-Phase bedeutet dabei, dass der High-Side-Schalter leitet während der Low-Side-Schalter nicht leitet. Da die Bootstrap-Kapazität nur während der Low-Side-Phase geladen wird, kann die High-Side-Spannung nicht aufrecht erhalten werden, wenn das Tastverhältnis zu groß wird. Zu groß bedeutet in diesem Zusammenhang etwa 95% und mehr.
-
Das zweite Verfahren ist das Ladungspumpenverfahren. Dabei wird eine Pufferkapazität fortwährend mit einer Ladungspumpenfrequenz wieder aufgeladen, welche von der PWM-Frequenz abhängt, welche dazu verwendet wird, die Brückentransistoren zu Takten. Im Vergleich zum Bootstrap-Verfahren ist die Ladungspumpenlösung komplexer und dadurch teurer in der Implementierung.
-
Aufgrund der Nachteile des Ladungspumpenverfahrens, wird das Bootstrap-Verfahren häufiger verwendet, auch wenn das Tastverhältnis auf unter etwa 95% begrenzt ist. Das Ladungspumpenverfahren wird in der Mehrzahl der Fälle nur verwendet, um der Bootstrap-Kapazität eine Erhaltungsladung bereitzustellen um die Vorströme und Leckströme zu kompensieren, um dauerhaft die High-Side-Gatespannung aufrechtzuerhalten (100% Tastverhältnis).
-
Aus der Druckschrift
JP 2002 330 064 A ist eine Bootstrap-Schaltung bekannt, die dazu ausgebildet ist ein Schaltelement ein- und auszuschalten. Die Bootstrap-Schaltung weist eine Boost-Einheit auf, die eine Ansteuerspannung für eine Treiberschaltung bereitstellt, indem ein Bootstrap-Kondensator in einem Ausgangszustand aufgeladen wird. Die Bootstrap-Schaltung weist weiterhin eine Signal-Einheit auf, die dazu ausgebildet ist der Treiberschaltung ein erstes Signal bereitzustellen, wobei das erste Signal der Treiberschaltung nur in einem normalen Betriebszustand, nicht jedoch im Ausgangszustand bereitgestellt wird. Eine zweite Signal-Einheit stellt einer zweiten Treibereinheit ein zweites Signal im normalen Betriebszustand, nicht jedoch im Ausgangszustand bereit. Eine Zustandsschalteinheit schaltet zwischen dem normalen Zustand und dem Ausgangszustand hin und her.
-
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung liegt darum darin, eine Schaltungsanordnung mit einer Halbbrücke bereitzustellen, welche ein Tastverhältnis über den kompletten Bereich von 0 bis 100% erlaubt, ohne dabei zu teuer und zu aufwändig zu realisieren zu sein, und eine Schaltungsanordnung zum Ansteuern eines High-Side-Schalters bereitzustellen.
-
Diese Aufgabe wird gelöst durch eine Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1 und eine Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 15.
-
Ein erster Aspekt betrifft eine Schaltungsanordnung. Die Schaltungsanordnung weist eine Halbbrücke auf mit einem High-Side-Schalter und einem Low-Side-Schalter, welche jeweils einen Steueranschluss und eine Laststrecke umfassen, wobei die Laststrecken des High-Side-Schalters und es Low-Side-Schalters in Serie zwischen einen Anschluss für ein Versorgungspotential und einen Anschluss für ein Referenzpotential geschaltet sind. Die Schaltungsanordnung weist weiterhin einen High-Side-Treiber, der dazu ausgebildet ist, ein High-Side-Treibersignal am Steueranschluss des High-Side-Schalters bereitzustellen, und welcher Versorgungsanschlüsse umfasst, und eine Ladungsspeicheranordnung auf, welche zwischen die Versorgungsanschlüsse des High-Side-Treibers geschaltet ist. Eine Steuerschaltung weist eine Ladeschaltung auf, welche mit einem Eingangsanschluss mit einem Versorgungsanschluss verbunden ist und welche einen Ausgangsanschluss aufweist um eine Ausgangsspannung bereitzustellen, wobei ein Schaltelement zwischen den Ausgangsanschluss der Ladeschaltung und die Ladungsspeicheranordnung geschaltet ist, und wobei eine Treiberschaltung dazu ausgebildet ist, das Schaltelement in Abhängigkeit von wenigstens einem Betriebsparameter der Schaltungsanordnung zu schalten. Die Ladeschaltung weist weiterhin ein Gleichrichterelement auf, welches zwischen den Eingangsanschluss und das Ladungsspeicherelement geschaltet ist. Die Treiberschaltung ist dazu ausgebildet, das Schaltelement in Abhängigkeit von einer Spannung über dem Ladungsspeicherelement, einer Laststreckenspannung des High-Side-Schalters oder einem Treibersignal des High-Side-Schalters einzuschalten.
-
Ein zweiter Aspekt betrifft eine Treiberschaltung zum Ansteuern eines High-Side-Schalters, welcher eine Laststrecke und einen Steueranschluss aufweist. Die Treiberschaltung umfasst einen High-Side-Treiber, der dazu ausgebildet ist, ein High-Side-Treibersignal an den Steueranschluss des High-Side-Treibers bereitzustellen, und welcher Steueranschlüsse, eine Ladungsspeicheranordnung, welche zwischen die Versorgungsanschlüsse des High-Side-Treibers geschaltet ist, und eine Steuerschaltung aufweist. Die Steuerschaltung weist eine Ladeschaltung, welche mit einem Eingangsanschluss mit einem Steueranschluss verbunden ist und welche einen Ausgangsanschluss zum Bereitstellen einer Ausgangsspannung aufweist, ein Schaltelement, welches zwischen den Ausgangsanschluss der Ladeschaltung und die Ladungsspeicheranordnung geschaltet ist, und eine Treiberschaltung auf, die dazu ausgebildet ist, das Schaltelement in Abhängigkeit von wenigstens einem Betriebsparameter der Schaltungsanordnung zu schalten. Die Ladeschaltung weist weiterhin ein Gleichrichterelement auf, welches zwischen den Eingangsanschluss und das Ladungsspeicherelement geschaltet ist. Die Treiberschaltung ist dazu ausgebildet, das Schaltelement in Abhängigkeit von einer Spannung über dem Ladungsspeicherelement, einer Laststreckenspannung des High-Side-Schalters oder einem Treibersignal des High-Side-Schalters einzuschalten.
-
Beispiele der Erfindung werden nachfolgend anhand der Figuren erläutert. Die Figuren dienen lediglich dazu, das generelle Prinzip darzustellen, weswegen lediglich Aspekte gezeigt sind, die notwendig sind, um das generelle Prinzip darzustellen. Die Figuren sind nicht maßstabsgetreu. In den Figuren sind gleiche oder ähnliche Elemente mit denselben Bezugszeichen versehen.
-
1 zeigt eine Schaltungsanordnung umfassend eine Halbbrücke, einen Low-Side-Treiber und einen High-Side-Treiber für die Halbbrücke, und eine Ladungspumpe gemäß einer ersten Ausführungsform;
-
2 zeigt eine Ausführungsform einer Ladungspumpe;
-
3 zeigt eine Schaltungsanordnung umfassend eine Halbbrücke in größerem Detail gemäß einer ersten Ausführungsform;
-
4 zeigt eine Schaltungsanordnung umfassend eine Halbbrücke in größerem Detail gemäß einer zweiten Ausführungsform;
-
5 zeigt eine Schaltungsanordnung umfassend eine Halbbrücke in größerem Detail gemäß einer dritten Ausführungsform;
-
6 zeigt eine Schaltungsanordnung umfassend eine Halbbrücke gemäß einer weiteren Ausführungsform; und
-
7 zeigt eine Schaltungsanordnung umfassend n, mit n ≥ 2, Halbbrücken gemäß einer Ausführungsform.
-
Es versteht sich, dass Merkmale die im Zusammenhang mit einem Ausführungsbeispiel erläutert werden, miteinander kombiniert werden können, soweit nicht ausdrücklich anders angegeben. Gleiche Begriffe beziehen sich in der gesamten Beschreibung auf gleiche Elemente.
-
1 zeigt eine Schaltungsanordnung umfassend eine Halbbrücke. Die Halbbrücke umfasst einen High-Side-Schalter HSS und einen Low-Side-Schalter LSS. Jeder der High-Side-Schalter HSS und der Low-Side-Schalter LSS umfasst einen Steueranschluss G und eine Laststrecke D-S. In dieser Ausführungsform sind die Schalter HSS, LSS als n-Typ MOSFET-Bauelemente ausgebildet, welche jeweils einen Drain-Anschluss D, einen Source-Anschluss S und einen Gate-Anschluss G aufweisen. Die Gate-Anschlüsse G bilden die Gateanschlüsse der High-Side- und Low-Side-Schalter HSS, LSS, und Drain-Source-Strecken zwischen den Drain-Anschlüssen D und den Source-Anschlüssen S bilden die Laststrecken der High-Side- und Low-Side-Schalter HSS, LSS. Die Laststrecken D-S des High-Side-Schalters HSS und des Low-Side-Schalters LSS sind in Serie zwischen einen Anschuss für ein Versorgungspotential VBR und einen Anschluss für ein Referenzpotential GND, wie beispielsweise Masse, geschaltet. Ein Schaltungsknoten, welcher den Laststrecken des High-Side-Schalters HSS und des Low-Side-Schalters LSS gemeinsam ist, bildet einen Ausgangsanschluss OUT der Halbbrücke. In der Ausführungsform in 1 ist der High-Side-Schalter mit seinem Drain-Anschluss D mit dem Anschluss für das Versorgungspotential VBR, und mit seinem Source-Anschluss S mit dem Ausgangsanschluss OUT verbunden. Der Low-Side-Schalter LSS ist mit seinem Source-Anschluss S mit dem Anschluss für das Referenzpotential GND und mit seinem Drain-Anschluss D mit dem Ausgangsanschluss OUT verbunden.
-
Die Schalter HSS, LSS der Halbbrücke als n-Typ MOSFETs zu implementieren ist lediglich ein Beispiel. Diese Schalter könnten ebenfalls als IGBTs (Bipolartransistor mit isolierter Gate-Elektrode, engl.: Insulated Gate Bipolar Transistor) oder als p-Typ MOSFETs implementiert werden.
-
Bezugnehmend auf 1 umfasst die Schaltungsanordnung weiterhin einen ersten Treiber DRVH, welcher im Weiteren ebenfalls als High-Side-Treiber DRVH bezeichnet wird, und einen zweiten Treiber DRVL, welcher im Weiteren auch als Low-Side-Treiber DRVL bezeichnet wird. Der High-Side-Treiber DRVH ist dazu ausgebildet, ein erstes Treibersignal (High-Side-Treibersignal) GSH zu generieren, welches am Steueranschluss G des High-Side-Schalters HSS empfangen wird, und der Low-Side-Treiber DRVL ist dazu ausgebildet, ein zweites Treibersignal (Low-Side-Treibersignal) GSL zu generieren, welches am Steueranschluss G des Low-Side-Schalters LSS empfangen wird. Auf diese Weise werden der High-Side- und der Low-Side-Schalter HSS und LSS jeweils durch den entsprechenden High-Side- und Low-Side-Treiber DRVH, DRVL getrieben. Der Ausgangsanschluss OUT kann beispielsweise mit einer Last (in 1 nicht dargestellt) verbunden sein.
-
Der Low-Side-Treiber DRVL umfasst einen ersten und einen zweiten Versorgungsanschluss zum Empfangen einer Versorgungsspannung und ist dazu ausgebildet, das Low-Side-Treibersignal GSL aus der an dem ersten und zweiten Versorgungsanschluss empfangenen Versorgungsspannung zu generieren. In der Ausführungsform in 1 ist der zweite Versorgungsanschluss des Low-Side-Treibers DRVL mit dem Referenzpotential GND verbunden, während der erste Versorgungsanschluss mit einem Anschluss für ein Treiberversorgungspotential Vs verbunden ist. Das Low-Side-Treibersignal GSL wird an einem Ausgangsanschluss des Low-Side-Treibers DRVL bereitgestellt und nimmt entweder einen Ein-Zustand, welcher den Low-Side-Treiber LSS einschaltet, oder einen Aus-Zustand an, welcher den Low-Side-Schalter LSS ausschaltet. Der Low-Side-Treiber DRVL erzeugt den Ein-Zustand und den Aus-Zustand des Low-Side-Treibersignals GSL basierend auf einem ersten Eingangssignal SL, welches an einem Eingang des Low-Side-Treibers DRVL empfangen wird. Weiterhin ist ein kapazitives Speicherelement CBL, wie beispielsweise ein Kondensator, zwischen den ersten und den zweiten Versorgungsanschluss des Low-Side-Treibers DRVL geschaltet.
-
Der High-Side-Treiber DRVH umfasst einen ersten und einen zweiten Versorgungsanschluss zum Empfangen einer Versorgungsspannung und ist dazu ausgebildet, das High-Side-Treibersignal GSH aus der an dem ersten und zweiten Versorgungsanschluss empfangenen Versorgungsspannung zu generieren. In der Ausführungsform in 1 ist der zweite Versorgungsanschluss des High-Side-Treibers DRVH mit dem Ausgangsanschluss OUT der Halbbrücke verbunden, während der erste Versorgungsanschluss mit einem Ausgangsanschluss BH einer Steuerschaltung CC verbunden ist. Das High-Side-Treibersignal GSH wird an einem Ausgangsanschluss des High-Side-Treibers DRVH zur Verfügung gestellt und nimmt entweder einen Ein-Zustand, welcher den High-Side-Schalter HSS einschaltet, oder einen Aus-Zustand an, welcher den High-Side-Treiber HSS ausschaltet. Der High-Side-Treiber DRVH generiert den Ein-Zustand und den Aus-Zustand des High-Side-Treibersignals GSH basierend auf einem zweiten Eingangssignal SH, welches an einem Eingang des High-Side-Treibers DRVH empfangen wird. Weiterhin ist ein kapazitives Speicherelement CBH, wie beispielsweise ein Kondensator, zwischen den ersten und den zweiten Versorgungsanschluss des High-Side-Treibers DRVH geschaltet.
-
Die Eingangsanschlüsse SH, SL werden beispielsweise durch eine Halbbrücken-Steuerschaltung (nicht dargestellt), wie beispielsweise einen Mikrocontroller, bereitgestellt. Gemäß einer Ausführungsform werden diese Eingangssignale SH, SL derart generiert, dass der High-Side-Schalter HSS und der Low-Side-Schalter LSS nicht zur gleichen Zeit eingeschaltet werden, um einen Kurzschluss zwischen den Anschlüssen für das Versorgungspotential VBR und für das Referenzpotential GND zu vermeiden. Gemäß einer Ausführungsform sind das erste und das zweite Eingangssignal SL, SH jeweils pulsweitenmodulierte Signale.
-
Bezugnehmend auf 1 umfasst die Steuerschaltung CC ein optionales Gleichrichterelement D1, wie beispielsweise eine Diode, eine Ladeschaltung CP und einen Schalter S1. Ein erster Anschluss (Eingangsanschluss) IN der Steuerschaltung CC ist mit dem Anschluss für das Treiberversorgungspotential Vs verbunden, und ein zweiter Anschluss (Ausgangsanschluss) BH ist mit dem ersten Versorgungsanschluss des High-Side-Treibers DRVH verbunden und somit mit der Kapazität CBH. Das Gleichrichterelement D1 ist zwischen den ersten und den zweiten Anschluss IN, BH der Steuerschaltung CC geschaltet. In der Ausführungsform in 1, in welcher das Gleichrichterelement D1 als Diode implementiert ist, ist die Anode der Diode mit dem ersten Anschluss IN der Steuerschaltung CC verbunden und die Kathode ist mit dem zweiten Anschluss BH der Steuerschaltung CC verbunden. Die Ladeschaltung CP umfasst einen ersten Anschluss, welcher mit dem Anschluss für das Treiberversorgungspotential Vs verbunden ist, einen zweiten Anschluss, welcher mit dem Versorgungspotential VBR, welches von der Halbbrücke empfangen wird, verbunden ist, und einen dritten Anschluss GND, welcher mit dem Referenzpotential GND verbunden ist. Ein vierter Anschluss (Ausgangsanschluss) der Ladungspumpe CP ist mit dem zweiten Anschluss BH der Steuerschaltung CC über einen Schalter S1 verbunden.
-
Die Diode D1 der Steuerschaltung CC und die Kapazität CBH, welche zwischen dem ersten und den zweiten Versorgungsanschluss des High-Side-Treibers DRVH geschaltet ist, bilden eine Bootstrap-Schaltung. Wann immer der Low-Side-Schalter LSS eingeschaltet wird, so dass das elektrische Potential am zweiten Versorgungsanschluss des High-Side-Treibers DRVH im Wesentlichen mit dem Referenzpotential GND übereinstimmt, wird der Kondensator (Bootstrap-Kondensator) CBH über die Diode D1 geladen. Wenn der Low-Side-Schalter LSS ausgeschaltet wird, wird die in dem Bootstrap-Kondensator CBH gespeicherte elektrische Ladung oder die Versorgungsspannung, welche von dem Bootstrap-Kondensator bereitgestellt wird, vom High-Side-Treiber DRVH dazu verwendet, um das Treibersignal GSH für den High-Side-Switch HSS zu generieren.
-
Bezugnehmend auf oben stehende Beschreibung werden der High-Side-Schalter HSS und der Low-Side-Schalter LSS abwechselnd ein- und ausgeschaltet, so dass jeweils nur einer dieser Schalter HSS, LSS zu einem Zeitpunkt eingeschaltet ist. In einigen Anwendungsformen wird der Ausgangsanschluss OUT mit einer vorgegebenen Schaltfrequenz abwechselnd mit dem Anschluss für das Versorgungspotential VBR und dem Anschluss für das Referenzpotential GND verbunden. In diesem Fall werden der High-Side-Schalter HSS und der Low-Side-Schalter LSS periodisch und abwechselnd mit einer Schaltfrequenz ein- und ausgeschaltet. Der High-Side-Schalter HSS und der Low-Side-Schalter LSS weisen jeweils ein Tastverhältnis auf. Das Tastverhältnis DHSS des High-Side-Schalters ist definiert als DHSS = TonHSS/T, während das Tastverhältnis DLSS des Low-Side-Schalters definiert ist als DLSS = TonLSS/T, wobei T = 1/f die Dauer eines Schaltzyklus, TonHSS die Einschaltdauer des High-Side-Schalters HSS in einem Schaltzyklus und TonLSS die Einschaltdauer des Low-Side-Schalters HSS in einem Schaltzyklus ist. Es gilt annähernd DHSS = 1 – DLSS. Weiterhin bezeichnet f die Schaltfrequenz bei welcher der High-Side- und der Low-Side-Schalter HSS, LSS ein- und ausgeschaltet werden. Diese Frequenz entspricht der Frequenz der pulsweitenmodulierten Signale SH, SL, welche von dem High-Side- und dem Low-Side-Treiber DRVH, DRVL jeweils empfangen werden.
-
Da der Bootstrap-Kondensator CBH nur während solchen Phasen geladen wird, während denen der Low-Side-Schalter LSS eingeschaltet ist, kann die über dem Bootstrap-Kondensator CBH erzeugte High-Side-Spannung nicht aufrecht erhalten werden wenn das Tastverhältnis DHSS des High-Side-Schalters HSS zu groß und somit die Ladeperiode zu kurz wird. D. h., dass der Bootstrap-Kondensator CBH nicht mit ausreichend Energie versorgt wird um die Treiberschaltung DRVH zu versorgen, wenn das Tastverhältnis DHSS einen Grenzwert des Tastverhältnisses, wie beispielsweise 95%, erreicht.
-
Die Ladeschaltung CP stellt sicher, dass die Versorgungsspannung, welche vom Bootstrap-Kondensator CBH bereitgestellt wird, hoch genug gehalten wird, um den High-Side-Treiber DRVH auch bei hohem Tastverhältnis DHSS des High-Side-Schalters HSS zu versorgen. Die Ladeschaltung CP stellt dem Bootstrap-Kondensator CBH einen Ladestrom zur Verfügung, welcher unabhängig ist von dem Tastverhältnis des High-Side-Schalters HSS. Auf diese Weise werden die Bootstrap-Schaltung, für Tastverhältnisse von ungefähr 95% und weniger, und die Ladeschaltung für Tastverhältnisse von über 95% in einer Schaltungsanordnung kombiniert und erlauben somit einen Betrieb der Halbbrückentransistoren über dem vollen Tastverhältnis-Bereich von 0 bis 100%.
-
Der Schalter S1 verbindet entweder die Ladeschaltung CP mit dem Bootstrap-Kondensator CBH oder trennt die Ladeschaltung CP von dem Bootstrap-Kondensator CBH. Die Ladeschaltung CP kann getrennt sein (Schalter S1 offen) so lange die Bootstrap-Schaltung mit der Diode D1 und dem Bootstrap-Kondensator CBH ausreichend Energie bereitstellt, beispielsweise bei Tastverhältnissen unterhalb von etwa 95%. Die Ladeschaltung CP kann mit dem Bootstrap-Kondensator verbunden werden (Schalter S1 geschlossen), wenn der Bootstrap-Kondensator CBH nicht ausreichend Energie zur Verfügung stellt. Dies kann beispielsweise der Fall sein, wenn das Tastverhältnis des High-Side-Schalters HSS größer ist als ein Tastverhältnis-Schwellwert, wie beispielsweise 95%.
-
Wenn die Ladeschaltung CP mit dem Bootstrap-Kondensator CBH verbunden ist (Schalter S1 geschlossen), wird der Bootstrap-Kondensator CBH wieder durch die Ladeschaltung aufgeladen. Die Ladeschaltung CP kann als Ladungspumpe ausgebildet sein. Eine Ladungspumpe CP ist im Allgemeinen eine Art DC/DC-Wandler, welcher Kondensatoren als Energiespeicherelemente verwendet um eine Ausgangsspannung zu erzeugen, die größer ist als eine Eingangsspannung. Die Ladungspumpe in 1 ist dazu ausgebildet, eine Ausgangsspannung am Ausgangsanschluss CPOUT zur Verfügung zu stellen, welche größer ist als die Versorgungsspannung der Halbbrücke zwischen den Anschlüssen für das Versorgungspotential VBR und für das Referenzpotential GND.
-
Die Ladeschaltung CP kann auf verschiedene Art und Weise implementiert werden. Lediglich zu Zwecken der Erläuterung wird eine Ausführungsform der Implementierung der Ladeschaltung CP mit Bezug auf 2 unten stehend beschrieben.
-
Die Ladeschaltung CP in 2 ist als Ladungspumpe ausgebildet und umfasst eine Diode D2, einen Kondensator CCP und zwei Ladungspumpenschalter SCP1, SCP2, welche in diesem Beispiel als n-Typ MOSFETs ausgebildet sind. Eine Anode der Diode D2 ist mit einem ersten Eingangsanschluss IN der Ladungspumpe CP verbunden, welcher dem ersten Anschluss der Steuerschaltung CC entspricht, und eine Kathode der Diode D2 ist mit einem zweiten Anschluss CPOUT der Ladungspumpe CP verbunden. Der erste Ladungspumpenschalter SCP1 ist mit seinem Drain-Anschluss D mit dem Anschluss für das Versorgungspotential VBR und mit seinem Source-Anschluss S mit dem Drain-Anschluss des zweiten Ladungspumpenschalters SCP2 verbunden. Der zweite Ladungspumpenschalter SCP2 ist mit seinem Source-Anschluss S mit dem Referenzpotential GND und mit seinem Drain-Anschluss D mit dem Source-Anschluss S des ersten Ladungspumpenschalters SCP1 verbunden. Der Gate-Anschluss eines der Ladungspumpenschalter (in der vorliegenden Ausführungsform der erste Ladungspumpenschalter SCP1) empfängt ein Taktsignal fCP, während der Gate-Anschluss des anderen Ladungspumpenschalters (in der vorliegenden Ausführungsform der zweite Ladungspumpenschalter SCP2) das invertierte Taktsignal fCP über einen Invertierer INV empfängt. Das Taktsignal fCP kann mittels einem Taktsignalgenerator (nicht dargestellt) in der Ladungspumpe CP oder durch einen externen Taktgenerator erzeugt werden, welcher das Taktsignal der Ladungspumpe CP zur Verfügung stellt.
-
Ein erster Anschluss des Kondensators CCP ist mit dem zweiten Anschluss CPOUT der Ladungspumpe CP verbunden und ein zweiter Anschluss des Kondensators CCP ist mit einem Schaltungsknoten verbunden, welcher dem ersten Ladungspumpenschalter SCP1 und dem zweiten Ladungspumpenschalter SCP2 gemeinsam ist.
-
Das Funktionsprinzip der Ladeschaltung CP ist wie folgt. Während einer ersten Phase ist der zweite Ladungspumpenschalter SCP2 leitend (eingeschaltet), während der erste Ladungspumpenschalter SCP1 nicht leitend (ausgeschaltet) ist. Der Kondensator CCP wird daher über die Diode D2 geladen. Die maximal über dem Kondensator zur Verfügung stehende Versorgungsspannung entspricht der Treiberversorgungsspannung, welche die Spannung zwischen dem Anschluss für das Treiberversorgungspotential Vs und dem Anschluss für das Referenzpotential GND abzüglich der Vorwärtsspannung der Diode D2 und dem Spannungsabfall über dem Low-Side-Schalter ist. Während einer zweiten Phase ist der erste Ladungspumpenschalter SCP1 leitend, während der zweite Ladungspumpenschalter SCP2 nicht leitend ist. Die Spannung VBR und die Spannung Vs am Ladungspumpenkondensator CCP sind dann in Serie geschaltet. Der Ladungspumpenkondensator CCP wird daher auf VS + VBR – VD2 aufgeladen, wobei VD2 die Vorwärtsspannung der Diode D2 ist. Dieser Ablauf wird dann wiederholt. Auf diese Weise wird eine Spannung VS + VBR am Anschluss CPOUT bereitgestellt, welche groß genug ist, um einen Betrieb des High-Side-Treibers DRV1 zu ermöglichen. Gemäß einer Ausführungsform ist die Ladeschaltung CP immer aktiviert, unabhängig davon, ob der Schalter (S1 in 1) ein- oder ausgeschaltet ist, während Energie nur dann an den Bootstrap-Kondensator CBH abgegeben wird, wenn der Schalter S1 eingeschaltet ist.
-
Im Allgemeinen wird der Schalter S1 abhängig von wenigstens einem Betriebsparameter der Schaltungsanordnung mittels einer Treiberschaltung (in 1 nicht dargestellt), welche ein Treibersignal CS1 bereitstellt, geschaltet. Verschiedene Ausführungsformen zum Ansteuern des Schalters S1 werden im Folgenden beschrieben.
-
3 zeigt eine Ausführungsform zum Ansteuern des Schalters S1, welcher zwischen die Ladeschaltung CP und den Bootstrap-Kondensator CDH geschaltet ist, in größerem Detail. 3 zeigt eine Schaltungsanordnung, die auf der Schaltungsanordnung aus 1 basiert und zusätzliche Schaltungseinrichtungen zum Schalten des Schalters S1 umfasst. Diese Schaltungseinrichtungen umfassen ein Logikgatter G1 und einen Komparator COMP. Das Logikgatter G1 kann als UND-Gatter (engl. AND gate) ausgebildet sein. Die Ladeschaltung in 3 kann wie die Ladeschaltung in 2 ausgebildet sein.
-
Bezugnehmend auf 3 empfängt das Logikgatter G1 ein Komparator-Ausgangssignal von dem Komparator COMP und das Taktsignal fCP von der Ladeschaltung CP. Der Komparator COMP kann derart betrieben werden, dass er eine Spannung VCBH über dem Bootstrap-Kondensator CBH mit einer Referenzspannung VREF vergleicht. Hierfür weist der Komparator COMP einen ersten Anschluss (wie beispielsweise den nicht-invertierenden Eingang), welcher mit einem ersten Anschluss des Bootstrap-Kondensators CBH verbunden ist, und einen zweiten Anschuss (wie beispielsweise den invertierenden Eingang) auf, welcher mit einem zweiten Anschluss des Bootstrap-Kondensators CBH über eine Referenzspannungsquelle VS, welche die Referenzspannung VREF zur Verfügung stellt, verbunden ist. Es ist wünschenswert, den Bootstrap-Kondensator CBH aufzuladen, wenn die Spannung VCBH über dem Bootstrap-Kondensator CBH unter die Referenzspannung VREF fällt. In der Ausführungsform in 3 wird der Schalter S1 jedesmal eingeschaltet, wenn das Komparator-Ausgangssignal anzeigt, dass die Spannung VCBH über dem Bootstrap-Kondensator CBH unter die Referenzspannung VREF gefallen ist und das Taktsignal fCP einen vorgegebenen Signalpegel aufweist. Gemäß einer Ausführungsform ist der vorgegebene Signalpegel des Taktsignals fCP ein High-Pegel. Die Ausgangsspannung der Ladeschaltung CP erreicht ein Maximum, wenn das Taktsignal fCP einen High-Pegel annimmt, so dass der Schalter S1 nur während solcher Zeitspannen geschlossen ist, in welchen die Ausgangsspannung der Ladeschaltung ein Maximum erreicht.
-
Alternativ kann, wie in 4 dargestellt, das Logikgatter G1 weggelassen werden und der Schalter S1 nur in Abhängigkeit von dem Ausgangssignal des Komparators COMP getrieben werden, so dass der Schalter S1 immer und solange die Bootstrap-Spannung VCBH unterhalb der Referenzspannung VREF liegt, eingeschaltet wird. In diesem Fall kann eine weitere Diode D3 in Serie zu dem Schalter S1 geschaltet werden. Diese Diode kann verhindern, dass der Bootstrap-Kondensator CBH während solcher Zeitspannen, in welchen die Ausgangsspannung der Ladeschaltung niedrig ist (entsprechend der Versorgungsspannung Vs in 2), in die Ladeschaltung CP entladen wird.
-
Gemäß einer weiteren Ausführungsform, welche in 5 dargestellt ist, ist es wünschenswert, den Schalter S1 jedesmal einzuschalten, wenn der High-Side-Schalter HSS eingeschaltet ist. Hierfür empfängt das Logikgatter G1 das High-Side-Treibersignal SH und das Komparator-Ausgangssignal, wobei der Komparator COMP die Laststreckenspannung (die Spannung zwischen dem Drain- und dem Source-Anschluss) des High-Side-Schalters HSS mit einer weiteren Referenzspannung VREF2 vergleicht. Das Logikgatter G1 ist dazu ausgebildet, den Schalter S1 einzuschalten, wenn das Treibersignal SH einen Ein-Zustand annimmt, welcher anzeigt, dass es gewünscht ist, den High-Side-Schalter HSS einzuschalten, und wenn das Komparator-Signal anzeigt, dass die Laststreckenspannung unterhab der weiteren Referenzspannung VREF2 liegt. Die weitere Referenzspannung ist derart gewählt, dass die Laststreckenspannung nur unter die weitere Referenzspannung fällt, wenn der High-Side-Schalter HSS eingeschaltet wurde. Optional kann das Logikgatter G1 weiterhin das Taktsignal fCP empfangen, so dass der Schalter S1 nur dann eingeschaltet wird, wenn das Taktsignal fCP einen vorgegebenen Signalpegel, wie beispielsweise einen High-Pegel, annimmt. Optional, und insbesondere wenn das Taktsignal fCP nicht von dem Logikgatter G1 empfangen wird, kann die weitere Diode D3 in Serie zu dem Schalter geschaltet sein.
-
Um zu verhindern, dass der Bootstrap-Kondensator CBH aufgrund von Leckströmen entladen wird wenn der High-Side-Schalter HSS für eine längere Zeit nicht eingeschaltet wurde, ist eine optionale Stromquelle CS parallel zu dem Schalter S1 geschaltet. Die Stromquelle CS wird von der Ladeschaltung versorgt und stellt einen Ladestrom zur Verfügung, welcher die Leckverluste des Bootstrap-Kondensators CBH kompensiert.
-
In einigen Ausführungsformen kann es notwendig sein, die Bauelemente gegen Verpolung zu schützen. Bauelemente können schwer beschädigt werden, wenn eine Verpolungs-Situation auftritt. In 6 ist eine Abwandlung der Anordnung aus 1 dargestellt. Die Schaltung in 6 umfasst weiterhin einen Verpolschutz. Hierfür umfasst die Schaltungsanordnung einen Verpolschutzschalter RPS. In dieser Ausführungsform ist der Verpolschutzschalter RPS beispielsweise als n-Kanal MOSFET ausgebildet. Der Verpolschutzschalter RPS ist mit seinem Source-Anschluss S mit dem Anschluss für das positive Potential VBR und mit seinem Drain-Anschluss D mit dem Drain-Anschluss D des High-Side-Schalters HSS verbunden. Mit seinem Gate-Anschluss G ist der Verpolschutzschalter RPS mit der Kathode einer Diode D3 verbunden. Die Diode D3 ist mit ihrer Anode weiterhin mit dem Anschluss BH der Steuerschaltung CC verbunden. Der Verpolschutzschalter RPS wird voll eingeschaltet, wenn die Versorgungsspannung in der richtigen Richtung angelegt ist. Ein MOSFET weist immer eine intrinsische antiparallele Bodydiode auf, welche in Vorwärtsrichtung gepolt ist, wenn die Polarität richtig ist. Wenn eine Verpolungs-Situation auftritt, ist die interne Bodydiode in Rückwärtsrichtung gepolt. Auf diese Weise stellt sie einen Verpolschutz bereit. Wie für den High-Side-Schalter HSS wird eine Ladungspumpe benötigt, um die Gatespannung über die Sourcespannung anzuheben, um den MOSFET einzuschalten. Aus diesem Grund ist der Gate-Anschluss G des Verpolschutzschalters RPS mit dem Anschluss BH der Steuerschaltung CC über die Diode D3 verbunden. In der Schaltung in 6, kann der Schalter S1 auf eine der oben beschriebenen Arten angesteuert werden.
-
Es gibt alternative Möglichkeiten, um einen Verpolschutz in der gezeigten Schaltungsanordnung zu implementieren. Abhängig von der Applikation kann die Topologie der Schaltungsanordnung für eine Optimierung der Leistung und/oder der Fläche angepasst werden. Ebenfalls abhängig von der Applikation, kann beispielsweise eine H-Brücke oder Drei-Phasen-Brücke anstatt einer Halbbrücke verwendet werden. In solchen Fällen sind die Signalpfade parallel zu multiplizieren, entsprechend der Anzahl der verwendeten Halbbrücken.
-
Indem ein Bootstrap-Betrieb und ein Ladungspumpen-Betrieb innerhalb einer Schaltungsanordnung kombiniert werden, können die Funktionsblöcke der Ladungspumpe CP und des High-Side-Treibers DRV1 entsprechend den gewünschten Rahmenbedingungen unabhängig von der Schaltungsanordnung und ohne in die generelle Schaltungsstruktur einzugreifen gestaltet und optimiert werden. Rahmenbedingungen können die Gate-Ladung, die anzusteuernden Vor- und Leckströme, ein gewünschtes Tastverhältnis, Anstiegs-, Abfall-, Wende-, Einschaltverzögerungs- oder Ausschaltverzögerungs-Zeiten, eine zu erreichende Gatespannung und vieles mehr sein.
-
Indem die Eingangsspannungen, welche von den Schaltzuständen der Brücken-Transistoren abhängen, kombiniert werden, stellt die Schaltungsanordnung sicher, dass die Ladungspumpe CP immer im vorgesehenen High-Side-Arbeitspunkt arbeitet. Dadurch kann die Ladungspumpe mit einer Chipgröße ausgebildet sein, welche gemäß den Anforderungen wie beispielsweise Laststrom, Spannung oder Tastverhältnis optimiert ist, da keine unnötigen Lastströme, Verlustleistung oder Verlängerung von Einschwing- oder Einschalt-Zeiten generiert werden.
-
Die Ladungspumpe wird nicht mit den Gate-Ladeströmen für Tastverhältnisse bis etwa 95% geladen und muss nur die Lücke für Tastverhältnisse zwischen etwa 95 und 100% schließen. Für Anwendungen, in welchen nur Tastverhältnisse von 0 bis 95% und 100% sowie ein Verpolschutz entsprechend benötigt werden, ist es ausreichend die Ladungspumpe für die Erhaltungsladung der Vor- und Leckströme zu dimensionieren.
-
Die unter Bezugnahme auf die 1 und 3 bis 6 erläuterten Schaltungsanordnungen umfassen eine Steuerschaltung CC und eine Halbbrücke mit einem High-Side-Schalter HSS und einem Low-Side-Schalter LSS. Die Steuerschaltung CC kann jedoch dazu verwendet werden, um die Bootstrap-Kondensatoren von zwei oder mehr Halbbrücken zu versorgen.
-
7 zeigt eine Schaltungsanordnung welche n, mit n ≥ 2, Halbbrücken umfasst. In der Ausführungsform in 7 umfasst die Schaltungsanordnung n = 2 Halbbrücken. Dies ist jedoch nur ein Beispiel, es können auch mehr als n = 2 Halbbrücken vorgesehen werden. Jede der Halbbrücken in 7 ist wie die Halbbrücke in 1 ausgebildet, so dass gleiche Merkmale gleiche Bezugszeichen aufweisen, wobei die Bezugszeichen einer der Halbbrücken in 7 zusätzlich den Index ”1” aufweisen, während die Bezugszeichen der anderen Halbbrücke in 7 zusätzlich einen Index ”n” aufweisen.
-
Bezugnehmend auf 7, umfasst die Steuerschaltung CC n Ausgänge BH1, BHn, nämlich einen für jede Halbbrücke. Jeder Ausgang BH1, BHn ist mit dem Bootstrap-Kondensator CBH1, CBHn eines High-Side-Schalters HSS1, HSSn verbunden. Weiterhin ist ein Gleichrichterelement D11, D1n zwischen den Eingang IN und jeden der Ausgänge BH1, BHn geschaltet. Die Steuerschaltung CC umfasst weiterhin eine Ladeschaltung und einen Schalter S11, S1n entsprechend dem oben beschriebenen Schalter S1, welche zwischen den Ausgang der Ladeschaltung CP und jeden der Ausgänge BH1, BHn geschaltet sind. Jeder der Schalter wird durch ein Steuersignal CS11 angesteuert, wobei CS1n dem oben beschriebenen Steuersignal CS1 entspricht. Jeder der Schalter kann auf oben beschriebene Art und Weise angesteuert werden, unter Bezugnahme auf den Schalter S1 abhängig von der Bootstrap-Spannung des zugehörigen Bootstrap-Kondensators CBH1, CBHn oder abhängig von der Laststreckenspannung des zugehörigen High-Side-Schalters HSS1, HSSn. Der zugehörige Bootstrap-Kondensator CBH1, CBHn ist der Bootsrap-Kondensator, welcher mit dem entsprechenden Schalter S11, S1n verbunden ist.
-
In der Schaltungsanordnung in 7 sind zwei Low-Side-Kondensatoren CBL1, CBLn dargestellt. Da beide Kondensatoren zwischen die gleichen Versorgungsanschlüsse geschaltet sind, wäre jedoch ein Kondensator ausreichend, um beide Low-Side-Treiber DRVL1, DRVLn zu versorgen.
