IT201900011544A1 - Circuito di pilotaggio per un semi-ponte - Google Patents

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Alberto Cattani
Alessandro Gasparini
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St Microelectronics Srl
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Description

DESCRIZIONE dell’invenzione industriale dal titolo:
“Circuito di pilotaggio per un semi-ponte”
TESTO DELLA DESCRIZIONE
Campo Tecnico
Le forme di attuazione della presente descrizione sono relative a un circuito di pilotaggio per un semi-ponte. Forme di attuazione della presente descrizione possono essere usate per pilotare un semi-ponte di un convertitore buck-boost invertente.
Descrizione della tecnica relativa
Convertitori elettronici, come per esempio gli alimentatori switched mode AC/DC o DC/DC, sono ben noti nella tecnica. Esistono molti tipi di convertitori elettronici che possono essere divisi principalmente in convertitori isolati e non-isolati. Per esempio, i convertitori elettronici non-isolati sono convertitori dei tipi buck, boost, buck-boost, Cuk, SEPIC e ZETA. Invece, i convertitori isolati comprendono un trasformatore, come i convertitori flyback e forward. Questi tipi di convertitori sono ben noti all’esperto nella tecnica.
Tali convertitori elettronici sono estremamente usati in moltissime applicazioni per generare le tensioni appropriate richieste da un sistema complesso per funzionare e per garantire le prestazioni richieste. Molti di questi sistemi si concentrano in particolare sull’efficienza e sul consumo di potenza al fine di raggiungere una più lunga vita di funzionamento nel caso di un sistema equipaggiato con una batteria. In tali applicazioni, in cui spesso moltissimi dei circuiti e dei circuiti integrati (“chip”) elettronici sono installati in uno spazio molto piccolo, spesso è molto importante avere la possibilità di controllare e limitare l’interferenza elettromagnetica (EMI, “Electro-Magnetic Interference”) che un circuito produce e che può indurre problemi negli altri circuiti, in particolare le antenne e i radiotrasmettitori.
Al fine di avere la possibilità di gestire l’EMI nei convertitori elettronici, spesso è richiesto di controllare lo slew-rate dei nodi di commutazione ad alta frequenza. Questi nodi sono il contributore principale all’emissione di EMI e, controllando il loro slew-rate, è possibile mitigare il loro effetto e, in particolare, è possibile ridurre la loro emissione con uno slew-rate più lento. Per esempio, quando sono usati transistori a effetto di campo (FET, “Field Effect Transistor”), come i transistori a effetto di campo a semiconduttore a ossidi metallici (MOSFET, “Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor”), per gli switch elettronici associati ai nodi di commutazione del convertitore elettronico, un tale controllo dello slew-rate può essere implementato nel circuito (nei circuiti) di pilotaggio per tale FET. Per esempio, in questo contesto può essere citato il documento US 2017/0222638 A1, che è incorporato qui tramite citazione a questo scopo.
Per esempio, la Figura 1 rappresenta un esempio di un convertitore buck-boost invertente 20. Nell’esempio considerato, il convertitore elettronico 20 comprende un primo e un secondo terminale di ingresso 200a e 200b per ricevere una tensione di ingresso DC Vin e un primo e un secondo terminale di uscita 202a e 202b per fornire una tensione di uscita DC Vout. Per esempio, la tensione di ingresso Vin può essere fornita da una sorgente di tensione DC 10, come una batteria. In generale, la tensione di ingresso DC Vin può anche essere generata attraverso un circuito raddrizzatore da una tensione AC. Per contro, la tensione di uscita Vout può essere usata per alimentare un carico elettrico 30.
Nell’esempio considerato, due switch elettronici S1 e S2 sono connessi (per es., direttamente) in serie tra i terminali 200a e 202a. Inoltre, un punto intermedio Lx tra i due switch elettronici è connesso (per es., direttamente) attraverso un induttore L al terminale 200b, che di solito è connesso (per es., direttamente) al terminale 202b. Il terminale 200b rappresenta così una tensione di riferimento, che di solito è la massa.
Spesso, un convertitore buck-boost invertente comprende anche un condensatore C connesso (per es., direttamente) tra i terminali 202a e 202b.
Tipicamente, gli switch S1 e S2 sono pilotati attraverso un circuito di controllo 210 che genera rispettivi segnali di pilotaggio DRV1 e DRV2 per gli switch S1 e S2.
Le Figure 2A e 2B rappresentano a questo riguardo gli stati di commutazione principali di un tale convertitore.
Specificamente, come rappresentato nella Figura 2A, in un primo stato di commutazione, lo switch elettronico S1 è chiuso e lo switch elettronico S2 è aperto. Di conseguenza, l’induttore L è connesso alla tensione di ingresso Vin. Così, la corrente IL che scorre attraverso l’induttore L aumenta in modo sostanzialmente lineare.
Per contro, come rappresentato nella Figura 2B, in un secondo stato di commutazione, lo switch elettronico S1 è aperto e lo switch elettronico S2 è chiuso. Di conseguenza, l’induttore L è connesso alla tensione di uscita Vout/al condensatore C. Così, la corrente IL che scorre attraverso l’induttore L diminuisce ed è trasferita all’uscita del convertitore/carica il condensatore C. Ipotizzando che il terminale 200a sia un terminale di ingresso positivo rispetto al terminale di ingresso negativo 200b, cioè che la tensione Vin sia positiva, e prendendo anche in considerazione la direzione del flusso della corrente dell’induttore IL, il terminale 202b sarà così un terminale di uscita positivo e il terminale 202a sarà un terminale di uscita negativo, cioè la tensione Vout è negativa.
Un tale convertitore buck-boost invertente può così essere fatto funzionare sostanzialmente con due modalità, che sono rappresentate nelle Figure 3A e 3B.
Come rappresentato nella Figura 3A, quando la corrente IL che scorre attraverso l’induttore L non scende mai a zero durante un ciclo di commutazione TSW, si dice che il convertitore funziona in una modalità di conduzione continua (CCM, “Continuous Conduction Mode”). In questo caso, il convertitore è fatto funzionare durante un primo intervallo di tempo T1 con la modalità di commutazione rappresentata nella Figura 2A e per un secondo intervallo di tempo T2 con la modalità di commutazione rappresentata nella Figura 2B, con TSW = T1 + T2.
Per contro, come rappresentato nella Figura 3B, quando la corrente IL che scorre attraverso l’induttore L scende a zero durante un ciclo di commutazione TSW, si dice che il convertitore funziona in una modalità di conduzione discontinua (DCM, “Discontinuous Conduction Mode”).
Tipicamente, questo è il caso quando la quantità di energia richiesta dal carico 30 è abbastanza piccola da essere trasferita in un tempo minore dell’intero periodo di commutazione. Sostanzialmente, in questo caso, il convertitore ha tre fasi di commutazione T1, T2 e T3, con TSW = T1 + T2 + T3. Specificamente, il convertitore è fatto funzionare di nuovo con la modalità di commutazione rappresentata nella Figura 2A durante il primo intervallo di tempo T1 e con la modalità di commutazione rappresentata nella Figura 2B durante il secondo intervallo di tempo T2. Per contro, durante il terzo intervallo di tempo T3 entrambi gli switch elettronici S1 e S2 sono aperti e la corrente dell’induttore IL è zero. Specificamente, l’intervallo T2 termina e l’intervallo T3 inizia quando la corrente dell’induttore IL raggiunge lo zero.
Nel circuito di controllo 210 possono così essere implementati vari tipi di controllo. Per esempio, uno dei controlli usati più largamente è una modulazione a larghezza di impulsi (PWM, “Pulse Width Modulation”), in cui il periodo di commutazione TSW è costante e il segnale di pilotaggio DRV1 corrisponde a un segnale PWM, in cui il circuito di controllo varia il duty cycle del segnale DRV1 in funzione della tensione di uscita Vout. In questo caso, il circuito di controllo 210 implementa tipicamente un regolatore che comprende una componente Integrale (I) ed eventualmente anche una componente Proporzionale (P) e/o Derivativa (D). Per contro, lo switch S2 è chiuso quando lo switch S1 è aperto e lo switch S2 è aperto di nuovo quando inizia un nuovo ciclo di commutazione (modalità CCM) o quando la corrente dell’induttore IL raggiunge lo zero (modalità DCM).
Un altro schema di controllo è la modalità a salto di impulsi (PSM, “Pulse Skip Mode”) o modalità a burst. In questo caso, l’intervallo T1 ha tipicamente una durata fissa e l’intervallo T1 inizia quando la tensione di uscita Vout scende al di sotto di una data tensione di soglia. Così, in questo caso, è generata una sequenza di impulsi o di burst finché la tensione di uscita Vout è maggiore della data tensione di soglia. In questo caso, la generazione di impulsi è arrestata finché la tensione di uscita Vout scende di nuovo al di sotto della data tensione di soglia.
Così, nell’esempio considerato, il nodo Lx rappresenta il nodo di commutazione principale del convertitore elettronico 20 e il suo slew-rate dovrebbe essere controllato per ridurre l’EMI. Così, il circuito di controllo 210 dovrebbe implementare correttamente una transizione controllata come slew-rate in tutte le condizioni di funzionamento supportate dal convertitore 20 (Modalità a Corrente Continua, Modalità a Corrente Discontinua, Modalità a Salto di Impulsi).
Scopo e sintesi
In considerazione di quanto precede, uno scopo delle varie forme di attuazione della presente descrizione è di fornire soluzioni per pilotare switch elettronici, in particolare transistori a effetto di campo (FET).
Secondo una o più forme di attuazione, uno o più degli scopi precedenti sono raggiunti per mezzo di un circuito di pilotaggio per un semi-ponte avente le caratteristiche esposte specificamente nelle rivendicazioni che seguono.
Le rivendicazioni sono parte integrante dell’insegnamento tecnico della descrizione qui fornita.
Come menzionato in precedenza, varie forme di attuazione della presente descrizione sono relative a un circuito a semi-ponte. In generale, il circuito a semiponte comprende un primo, un secondo e un terzo terminale, in cui un semi-ponte comprendente un primo FET a canale n (del lato alto (“high-side”)) e un secondo FET a canale n (del lato basso (“low-side”)) che sono connessi in serie tra il primo e il secondo terminale. Di conseguenza, il nodo intermedio tra il primo e il secondo FET a canale n rappresenta un nodo di commutazione, in cui un’induttanza è connessa tra il nodo di commutazione e il terzo terminale.
Di conseguenza, il circuito a semi-ponte può essere un convertitore buck-boost invertente, in cui il primo terminale e il terzo terminale sono configurati per ricevere una tensione di ingresso, e il secondo terminale e il terzo terminale sono configurati per fornire una tensione di uscita. Tuttavia, il circuito a semi-ponte può anche essere un convertitore buck, in cui il primo terminale e il secondo terminale sono configurati per ricevere una tensione di ingresso, e il terzo terminale e il secondo terminale sono configurati per fornire una tensione di uscita.
In varie forme di attuazione, un primo e un secondo circuito di pilotaggio sono usati per pilotare il terminale di gate del primo e del secondo FET a canale n in funzione rispettivamente di un primo e di un secondo segnale di pilotaggio.
In varie forme di attuazione, un circuito di controllo è configurato per generare il primo e il secondo segnale di pilotaggio per il primo e il secondo FET a canale n al fine di:
- durante un primo intervallo di tempo, chiudere il primo FET a canale n e aprire il secondo FET a canale n;
- durante un secondo intervallo di tempo, aprire il primo FET a canale n e chiudere il secondo FET a canale n;
- durante un terzo intervallo di tempo, aprire sia il primo FET a canale n sia il secondo FET a canale n;
Di conseguenza, quando il circuito a semi-ponte è usato per implementare un convertitore elettronico, tale convertitore elettronico può essere fatto funzionare in una modalità di conduzione discontinua o in una modalità a salto di impulsi. Per esempio, in varie forme di attuazione, il circuito di controllo può variare le durate di uno o più di questi intervalli di tempo al fine di regolare la tensione di uscita del convertitore elettronico.
In varie forme di attuazione, il secondo circuito di pilotaggio (per lo switch low-side) è alimentato attraverso un regolatore di tensione. Specificamente, questo regolatore di tensione è configurato per generare, a un terminale di uscita del regolatore di tensione, una prima tensione di alimentazione in funzione della tensione tra il primo e il secondo terminale. Di conseguenza, il secondo circuito di pilotaggio può generare una corrente di carica nel terminale di gate del secondo FET a canale n (low-side) in funzione del secondo segnale di pilotaggio, caricando con ciò una capacità di gate-source del secondo FET a canale n:
- alla prima tensione di alimentazione, chiudendo con ciò il secondo FET a canale n, o
- alla tensione nel secondo terminale, aprendo con ciò il secondo FET a canale n.
Per contro, in varie forme di attuazione, il primo circuito di pilotaggio è alimentato attraverso la tensione su un condensatore (di bootstrap). Specificamente, questo condensatore comprende un primo terminale connesso attraverso un primo switch elettronico al terminale di uscita del regolatore di tensione e un secondo terminale connesso al nodo di commutazione. Inoltre, in varie forme di attuazione, un secondo switch elettronico è connesso tra il primo terminale del condensatore e una seconda tensione di alimentazione. Specificamente, mentre la prima tensione di alimentazione è riferita al secondo terminale del circuito a semi-ponte, la seconda tensione di alimentazione è riferita al terzo terminale del circuito a semi-ponte.
Di conseguenza, il primo circuito di pilotaggio può generare una corrente di carica nel terminale di gate del primo FET a canale n (high side) in funzione del primo segnale di pilotaggio, caricando con ciò una capacità di gate-source del primo FET a canale n:
- alla tensione nel primo terminale del condensatore, chiudendo con ciò il primo FET a canale n, o
- alla tensione nel nodo di commutazione, aprendo con ciò il primo FET a canale n.
In varie forme di attuazione, il circuito di controllo genera anche un terzo e un quarto segnale di pilotaggio per il primo e il secondo switch elettronico al fine di:
- durante il primo intervallo di tempo, aprire sia il primo sia il secondo switch elettronico;
- durante il secondo intervallo di tempo, chiudere il primo switch elettronico e aprire il secondo switch elettronico; e
- durante il terzo intervallo di tempo, aprire il primo switch elettronico e chiudere il secondo switch elettronico.
Di conseguenza, in varie forme di attuazione, il condensatore è caricato durante il secondo intervallo di tempo (quando il secondo FET a canale n è chiuso) alla prima tensione di alimentazione e durante il terzo intervallo di tempo (quando sia il primo FET a canale n sia il secondo FET a canale n sono aperti) alla seconda tensione di alimentazione, assicurando con ciò che il condensatore sia caricato e che il primo circuito di pilotaggio abbia una tensione di alimentazione adatta per chiudere il primo FET a canale n in tutte le condizioni di funzionamento del circuito a semi-ponte.
Breve descrizione dei disegni annessi
Le forme di attuazione della presente descrizione saranno ora descritte con riferimento alle tavole annesse dei disegni, che sono forniti puramente a titolo di esempio non limitativo, e nei quali:
- la Figura 1 rappresenta un esempio di un convertitore buck-boost invertente;
- le Figure 2A e 2B rappresentano tipici stati di commutazione del convertitore della Figura 1;
- le Figure 3A e 3B rappresentano possibili modalità di funzionamento del convertitore della Figura 1;
- la Figura 4 rappresenta una prima forma di attuazione di un circuito di pilotaggio per un semi-ponte;
- la Figura 5 rappresenta una seconda forma di attuazione di un circuito di pilotaggio per un semi-ponte;
- la Figura 6 rappresenta una terza forma di attuazione di un circuito di pilotaggio per un semi-ponte;
- la Figura 7 rappresenta una forma di attuazione di un circuito di pilotaggio per un semi-ponte secondo la presente descrizione;
- la Figura 8 rappresenta una forma di attuazione del funzionamento del circuito di pilotaggio per un semi-ponte della Figura 7; e
- la Figura 9 rappresenta una forma di attuazione di uno switch elettronico atto a essere usato nel circuito di pilotaggio per un semi-ponte della Figura 7.
Descrizione dettagliata di forme di attuazione
Nella descrizione che segue, sono illustrati vari dettagli specifici, allo scopo di permettere una comprensione approfondita delle forme di attuazione. Le forme di attuazione possono essere fornite senza uno o più dei dettagli specifici o con altri procedimenti, componenti, materiali, ecc. In altri casi, operazioni, materiali o strutture note non sono illustrate o descritte in dettaglio per evitare di rendere poco chiari vari aspetti delle forme di attuazione.
Un riferimento a “una forma di attuazione” in tutta questa descrizione intende indicare che una particolare configurazione, struttura, o caratteristica descritta con riferimento alla forma di attuazione è compresa in almeno una forma di attuazione. Per cui, le frasi come “in una forma di attuazione” o simili che possono essere presenti in vari punti della presente descrizione non fanno necessariamente riferimento proprio alla stessa forma di attuazione. Inoltre, particolari conformazioni, strutture o caratteristiche possono essere combinate in un modo adeguato qualsiasi in una o più forme di attuazione.
I riferimenti usati qui sono forniti semplicemente per convenienza e quindi non definiscono la sfera di protezione o l’ambito delle forme di attuazione.
Nelle Figure da 4 a 9 descritte qui di seguito, le parti, gli elementi o i componenti che sono già stati descritti con riferimento alle Figure da 1 a 3 sono indicati con gli stessi riferimenti usati precedentemente in queste figure. La descrizione di questi elementi è già stata fatta e non sarà ripetuta in seguito al fine di non rendere troppo pesante la presente descrizione dettagliata.
Come spiegato in precedenza, varie forme di attuazione della presente descrizione sono relative a soluzioni per pilotare Transistori a Effetto di Campo, in particolare nel contesto di un semi-ponte, come gli switch elettronici di un convertitore buck-boost invertente. In particolare, varie forme di attuazione della presente descrizione sono relative a un dispositivo di pilotaggio (“driver”) di un semi-ponte, per gli switch di un tale semi-ponte.
La Figura 4 rappresenta una prima forma di attuazione. Specificamente, nella Figura 4 è rappresentato un circuito a semi-ponte 20a generico. Di conseguenza, il circuito comprende due terminali 200a e 202a, in cui un semi-ponte che comprende due switch elettronici S1 e S2 è connesso (per es., direttamente) tra questi due terminali. Specificamente, in varie forme di attuazione, gli switch sono dei FET, come dei MOSFET. Tali transistori hanno associato tipicamente un rispettivo diodo di corpo (“body diode”), che sono rappresentati schematicamente nella Figura 4. Di conseguenza, nella forma di attuazione considerata, il semi-ponte è connesso tra una prima tensione nel terminale 200a e una seconda tensione nel terminale 202a.
Generalmente, il nodo intermedio tra gli switch elettronici S1 e S2 rappresenta un nodo di commutazione Lx e, pilotando gli switch S1 e S2 in una maniera adatta, il nodo di commutazione Lx può essere:
- connesso alla tensione nel nodo 200a chiudendo lo switch elettronico S1 e aprendo lo switch elettronico S2 (come rappresentato con riferimento all’intervallo T1 nella Figura 3B),
- connesso alla tensione nel nodo 202a aprendo lo switch elettronico S1 e chiudendo lo switch elettronico S2 (come rappresentato con riferimento all’intervallo T2 nella Figura 3B), o
- disconnesso aprendo sia lo switch elettronico S1 sia lo switch elettronico S2 (come rappresentato con riferimento all’intervallo T3 nella Figura 3B).
Per esempio, nel contesto di un convertitore buckboost invertente, il nodo di commutazione Lx può essere connesso attraverso un induttore L a un ulteriore terminale del circuito a semi-ponte 20a. Per esempio, questo ulteriore terminale corrisponde ai terminali 200b e 202b rappresentati nella Figura 1. Tuttavia, un tale circuito a semi-ponte 20a può anche essere usato per pilotare altri componenti induttivi, per es. l’induttore L può essere sostituito direttamente con un carico induttivo, come un motore elettrico.
In effetti, al fine di pilotare tali componenti induttivi, è sufficiente che la tensione tra i terminali 200a e 200b/202b sia positiva e che la tensione tra i terminali 202a e 200b/202b sia negativa. Per esempio, nel caso di un convertitore buck-boost invertente, il terminale (i terminali) 200b/202b sono connessi a massa, il terminale 200a è connesso alla tensione di ingresso Vin (positiva) (rispetto al terminale (ai terminali) 200b/202b) e il terminale 202a è connesso alla tensione di uscita Vout (negativa) (rispetto al terminale (ai terminali) 200b/202b).
In varie forme di attuazione, un condensatore C può essere connesso (per es., direttamente) tra i terminali 202a e 200b/202b.
Come menzionato in precedenza, varie forme di attuazione sono relative specificamente al pilotaggio dei transistori S1 e S2, permettendo un controllo dello slewrate del nodo di commutazione Lx.
Specificamente, nella forma di attuazione rappresentata nella Figura 4, lo switch S1, che rappresenta uno switch high-side del semi-ponte, è un FET a canale p, come un MOSFET a canale p, cioè un PMOS. Per contro, lo switch S2, che rappresenta uno switch low-side del semiponte, è un FET a canale n, come un MOSFET a canale n, cioè un NMOS.
Nella forma di attuazione considerata, un circuito di controllo 210a fornisce segnali di controllo digitali DRV1 e DRV2, che hanno tipicamente un livello logico basso o uno alto, che dovrebbero essere convertiti in rispettivi segnali di pilotaggio per i terminali di gate dei transistori S1 e S2, implementando anche un controllo dello slew-rate.
A questo scopo, il transistore S1 ha associato un circuito di pilotaggio 204 configurato per ricevere il segnale di controllo (binario) DRV1 e per generare un segnale, tipicamente un segnale di corrente, usato per pilotare il terminale di gate del transistore S1 e per generare una tensione di gate-source VGS adatta alla capacità di gate-source del transistore S1. Per esempio, variando la corrente di carica della capacità di gatesource fornita dal circuito di pilotaggio 204, il circuito di pilotaggio 204 può implementare un controllo dello slewrate.
Similmente, il transistore S2 ha associato un circuito di pilotaggio 206 configurato per ricevere il segnale di controllo (binario) DRV2 e per generare un segnale, tipicamente un segnale di corrente, usato per pilotare il terminale di gate del transistore S1 e per generare una tensione di gate-source VGS adatta alla capacità di gatesource del transistore S1. Per esempio, variando la corrente di carica della capacità di gate-source fornita dal circuito di pilotaggio 206, il circuito di pilotaggio 206 può implementare un controllo dello slew-rate.
Per esempio, per una possibile generazione di una tale corrente al fine di implementare un controllo dello slewrate, si può fare riferimento di nuovo al documento US 2017/0222638 A1 citato in precedenza.
Un tale controllo dello slew-rate richiede di solito che i circuiti di pilotaggio ricevano tensioni di alimentazione piuttosto stabili. Per esempio, ipotizzando che le tensioni nei nodi 200a e 200b siano piuttosto stabili rispetto alla tensione nel nodo 200b/202b (che è di solito anche il caso per un convertitore buck-boost invertente), il circuito di pilotaggio 204 potrebbe pilotare il terminale di gate del PMOS S1 tra la tensione nel nodo 200a (Vin) e la tensione nel nodo 200b/202b (per es., la massa). Per contro, il circuito di pilotaggio 206 potrebbe pilotare il terminale di gate del NMOS S2 tra una tensione VRAIL e la tensione nel terminale 202a (Vout), in cui la tensione VRAIL è maggiore della tensione nel terminale 202a (Vout). Per esempio, nella Figura 4 è rappresentato un regolatore di tensione 208 configurato per generare la tensione VRAIL in base alla tensione tra i terminali 200a e 202a. Per esempio, in varie forme di attuazione, il regolatore di tensione 208 può essere un regolatore di tensione lineare.
Gli inventori hanno osservato che questa architettura ha vari inconvenienti, in particolare per quanto concerne l’uso di un transistore di potenza PMOS S1. In effetti, tali transistori di potenza PMOS di solito sono meno ottimizzati dei transistori di potenza NMOS. Per esempio, è necessaria un’area maggiore per un transistore PMOS al fine di adattare la resistenza in fase di conduzione (“switch on”) RON ottenibile con un transistore NMOS e questa dimensione più grande può richiedere un dispositivo di pilotaggio 204 sensibilmente più grande, avendo anche come risultato un maggiore rumore durante una normale attività di commutazione del semi-ponte.
Inoltre, a seconda della specifica applicazione, la tensione Vin tra i terminali 200a e 200b/202b può avere una escursione (“swing”) della tensione, che è spesso il caso nei convertitori elettronici. In questo caso, il PMOS S1 deve essere sovradimensionato per concordare con la resistenza di switch on RON anche con una tensione Vin più bassa, il che avrebbe anche come risultato una piccola tensione di gate-source VGS nel PMOS S1.
Generalmente, questo problema potrebbe essere evitato fornendo anche un regolatore di tensione aggiuntivo per alimentare il circuito di pilotaggio 204. Generalmente, un tale regolatore di tensione aggiuntivo potrebbe anche essere utile quando la tensione Vin è sensibilmente più alta della tensione di gate-source VGS richiesta. Tuttavia, un tale regolatore di tensione aggiuntivo aumenterebbe la complessità e il costo del circuito 20a.
La Figura 5 rappresenta una seconda forma di attuazione del circuito 20a. Specificamente, nella forma di attuazione considerata, il FET a canale p S1 della Figura 4 è stato sostituito con un FET a canale n, come un NMOS. Di conseguenza, nella forma di attuazione considerata, il terminale di drain del transistore S1 è connesso (per es., direttamente) al terminale 200a, il terminale di source del transistore S1 è connesso (per es., direttamente) al nodo di commutazione Lx, che è connesso (per es., direttamente) a sua volta al terminale di drain del transistore S2, e il terminale di source del transistore S2 è connesso (per es., direttamente) al terminale 202a.
Nella forma di attuazione considerata, il terminale di gate del transistore S2 è pilotato di nuovo attraverso il circuito di pilotaggio 206 in funzione del segnale DRV2, in cui il circuito di pilotaggio può avere associato un rispettivo regolatore di tensione 208 che fornisce la tensione VRAIL. Di conseguenza, nella forma di attuazione considerata, il circuito di pilotaggio può impostare la tensione di gate-source VGS del transistore S2 alla tensione VRAIL o a zero, eventualmente effettuando anche nel contempo un controllo dello slew-rate durante le transizioni.
Per contro, il terminale di gate del transistore S1 è pilotato attraverso il circuito di pilotaggio 204’ in funzione del segnale DRV1, in cui il circuito di pilotaggio 204’ è connesso a una tensione Vsup e al terminale 200b/202b che rappresenta una massa.
Specificamente, nella forma di attuazione considerata, il circuito di pilotaggio 204’ non pilota direttamente il terminale di gate del transistore S1, ma un condensatore C1 di disaccoppiamento è interposto tra il circuito di pilotaggio 204’ e il terminale di gate del transistore S1.
Così, applicando transizioni positive e negative al primo terminale del condensatore C1, queste transizioni sono trasferite al terminale di gate del transistore S1, accendendo (“on”) o spegnendo (“off”) il transistore S1. In varie forme di attuazione, un primo switch elettronico SW1 può essere usato per ricaricare il condensatore C1 di disaccoppiamento quando il NMOS S1 è spento (“off”). A questo scopo, può essere usato un secondo switch elettronico SW2 per disconnettere il condensatore C1 dal terminale di gate del transistore S1 e un terzo switch elettronico SW3 che cortocircuita il terminale di gate del transistore S1 al nodo LX.
In questo genere di architettura, è possibile usare una coppia di transistori di potenza NMOS che possono garantire le migliori prestazioni ottenibili nei termini della resistenza di switch on RON, dell’occupazione di area, della capacità di gate e così via. Tuttavia, gli inventori hanno osservato che, con questa soluzione, non è facilmente possibile applicare un controllo dello slew-rate al transistore di potenza high-side S1, nella misura in cui il circuito di pilotaggio 204’ non ha alcuna retroazione della tensione di gate-source VGS effettiva del transistore S1. Per contro, il fatto di applicare un controllo dello slew-rate soltanto al transistore low-side S2 non garantisce che lo slew-rate del nodo di commutazione Lx sia sempre controllato correttamente in tutte le condizioni di funzionamento del circuito 20a, per es. un convertitore buck-boost invertente. Un altro possibile problema di questo tipo di dispositivo di pilotaggio è che il transistore high-side S1 è pilotato attraverso un condensatore C1 flottante che non può forzare una reale polarizzazione DC per il terminale di gate del transistore S1, avendo eventualmente come risultato condizioni instabili/sconosciute dovute al gate flottante del transistore S1.
La Figura 6 rappresenta una forma di attuazione del circuito 20a atta a superare gli inconvenienti delle soluzioni rappresentate nelle Figure 4 e 5.
Nelle forme di attuazione considerate, i transistori S1 e S2 sono di nuovo dei FET a canale n, come degli NMOS. Inoltre, il terminale di gate del transistore S2 è pilotato attraverso il circuito di pilotaggio 206 e il rispettivo regolatore di tensione 208 già descritto con riferimento alle Figure 4 e 5. Tuttavia, il pilotaggio del terminale di gate del transistore S1 cambia.
Specificamente, nella forma di attuazione considerata, il terminale di gate del transistore S1 è pilotato da un circuito di pilotaggio 204a, in cui il circuito di pilotaggio 204 è alimentato attraverso un circuito di bootstrap, che comprende sostanzialmente un diodo D e un condensatore C2.
Più specificamente, nella forma di attuazione considerata, l’uscita del regolatore di tensione 208 che fornisce la tensione VRAIL è connessa attraverso il diodo D e il condensatore C2 al nodo di commutazione Lx. Specificamente, l’anodo del diodo D è connesso (per es., direttamente) alla tensione VRAIL, il catodo del diodo D è connesso (per es., direttamente) a un primo terminale del condensatore C2, indicato in seguito come nodo 212, e il secondo terminale del condensatore è connesso (per es., direttamente) al nodo Lx.
Sostanzialmente, quando lo switch S2 è chiuso, il nodo di commutazione Lx è connesso al terminale 202a e il condensatore C2/nodo 212 è caricato a una tensione VRAIL2 = VRAIL – VDIODE (dove VDIODE corrisponde alla tensione diretta del diodo D). Per contro, quando lo switch S2 è aperto, il condensatore C2 manterrà la tensione VRAIL2 = VRAIL – VDIODE, indipendentemente dalla tensione nel nodo di commutazione Lx, cioè il nodo 212 avrà una tensione che è maggiore della tensione nel terminale di source del transistore S1. Così, alimentando il dispositivo di pilotaggio 204a con la tensione sul condensatore C2, il circuito di pilotaggio 204a può pilotare il terminale di gate del transistore S1 con una tensione selezionata tra VLx e VRAIL2 + VLx.
Di conseguenza, nella forma di attuazione considerata e in modo simile a quanto è descritto nel documento US 2017/0222638 A1, i circuiti di pilotaggio 204a e 206 sono alimentati attraverso rispettive tensioni di alimentazione VRAIL2 e VRAIL positive (indicate genericamente come Vdd nel documento US 2017/0222638 A1), che sono riferite al terminale di source del rispettivo transistore.
Gli inventori hanno osservato che la soluzione rappresentata nella Figura 6 non funziona sempre correttamente. Specificamente, gli inventori hanno osservato che la soluzione rappresentata nella Figura 6 può essere usata quando l’induttore L è fatto funzionare nella modalità CCM (si veda anche la Figura 3A), perché il nodo Lx è connesso regolarmente durante l’intervallo T2 al nodo 202a, assicurando con ciò che il condensatore C2 sia ricaricato. Per contro, nella modalità DCM e in particolare in quella PSM (si veda anche la Figura 3B), il nodo di commutazione Lx è disconnesso ed ha sostanzialmente la tensione del nodo 200b/202b. Tuttavia, questa tensione di solito è maggiore della tensione VRAIL, cioè il condensatore C2 non è caricato ulteriormente. Così, nella forma di attuazione rappresentata nella Figura 6, il condensatore C2 non è caricato durante l’intervallo T3. Così, nel caso in cui l’intervallo T3 sia lungo, com’è di solito il caso per la modalità PSM (in cui uno o più cicli di commutazione possono essere commutati sostanzialmente impostando T3 = TSW), il condensatore C2 può essere scaricato e la tensione VRAIL2 può essere insufficiente al fine di pilotare correttamente il transistore S1.
La Figura 7 rappresenta una forma di attuazione modificata del circuito 20a.
Specificamente, di nuovo il circuito 20a comprende almeno tre terminali 200a, 202a e 200b/202b.
Nella forma di attuazione considerata, di nuovo un semi-ponte che comprende due FET a canale n S1 e S2, come NMOS, è connesso tra i terminali 200a e 202a. Specificamente, il terminale di drain del transistore S1 è connesso (per es., direttamente) al terminale 200a, il terminale di source del transistore S1 è connesso (per es., direttamente) al terminale di drain del transistore S2 e il terminale di source del transistore S1 è connesso (per es., direttamente) al terminale 202a.
Inoltre, il nodo intermedio/nodo di commutazione Lx tra i transistori S1 e S2, cioè il terminale di source del transistore S1/il terminale di drain del transistore S2, è connesso (per es., direttamente) attraverso un’induttanza L, al terminale 200b/202b. Per esempio, nel caso di un convertitore elettronico, il componente induttivo L può essere un induttore o un trasformatore. Tuttavia, il componente induttivo L può anche essere direttamente un carico induttivo, come un motore elettrico. In varie forme di attuazione, un condensatore C può essere connesso (per es., direttamente) tra il terminale (i terminali) 200b/202b e il terminale 202a.
Per esempio, come descritto in precedenza, nel caso di un convertitore buck-boost invertente, i terminali 200a e 200b rappresentano terminali di ingresso da connettere a una tensione di ingresso Vin, e i terminali 202a e 202b rappresentano terminali di uscita usati per fornire una tensione di uscita Vout. Per contro, in un convertitore buck, i terminali 200a e 202a rappresenterebbero i terminali di ingresso da connettere a una tensione di ingresso, e i terminali 200b/202b e 202a rappresenterebbero i terminali di uscita usati per fornire una tensione di uscita corrispondente alla tensione sul condensatore C.
Nella forma di attuazione considerata, il terminale di gate del transistore low-side S2 è pilotato di nuovo attraverso un circuito di pilotaggio 206 in funzione del segnale di pilotaggio DRV2. Specificamente, a questo scopo, il circuito 20a comprende un regolatore di tensione 208 configurato per generare una tensione VRAIL (che è maggiore della tensione nel terminale 202a, per es. Vout) in funzione della tensione tra i terminali 200a e 202a, cioè il regolatore di tensione 208 riceve in ingresso la tensione (Vin-Vout) tra i terminali 200a e 202a, e fornisce in uscita una tensione VRAIL, che è riferita al terminale 202a. Di conseguenza, il circuito di pilotaggio 206 può pilotare il terminale di gate del transistore S2 con una tensione (rispetto al terminale 202a/terminale di source del transistore S2) selezionata tra zero e VRAIL. Per esempio, in varie forme di attuazione, la tensione VRAIL può essere selezionata tra 3 VDC e 12 VDC, per es. 5 VDC (rispetto alla tensione Vout nel terminale 202a).
Nella forma di attuazione considerata, il terminale di gate del transistore high-side S2 è pilotato attraverso un circuito di pilotaggio 204a in funzione del segnale di pilotaggio DRV1. Specificamente, nella forma di attuazione considerata, il circuito di pilotaggio 204a è alimentato attraverso una tensione positiva su un condensatore C2 (di bootstrap). Più specificamente, nella forma di attuazione considerata, un primo terminale del condensatore C2, indicato di nuovo con un nodo 212, è connesso (per es., direttamente) attraverso uno switch elettronico S3 all’uscita del regolatore di tensione 208 che fornisce la tensione VRAIL e il secondo terminale del condensatore C2 è connesso (per es., direttamente) al nodo di commutazione Lx. Di conseguenza, nella forma di attuazione considerata, il diodo D della Figura 6 è stato sostituito con lo switch elettronico S3.
Inoltre, nella forma di attuazione considerata, il primo terminale del condensatore C2/nodo 212 è connesso (per es., direttamente) attraverso un ulteriore switch elettronico S4 a una tensione di alimentazione Vsup positiva. In varie forme di attuazione, la tensione Vsup è una tensione positiva riferita al terminale 200b/202b, per es. la massa. Per esempio, la tensione Vsup può essere identica a VRAIL come intervallo di tensione, ma riferita al terminale 200b/202b.
Di conseguenza, nella forma di attuazione considerata, il nodo 212 può essere connesso selettivamente attraverso lo switch S3 alla tensione VRAIL (che è riferita al terminale attraverso 202a) o attraverso lo switch S4 alla tensione Vsup (che è riferita al terminale 200b/202b). Inoltre, la tensione VRAIL2 nel nodo 212 (che è riferita al nodo Lx) è usata per alimentare il dispositivo di pilotaggio 204a.
Nella forma di attuazione considerata, gli switch elettronici S1, S2, S3 e S4 sono pilotati attraverso un circuito di controllo 210a, che genera rispettivi segnali di pilotaggio DRV1, DRV2, DRV3, e DRV4. Generalmente, nella misura in cui gli switch S3 e S4 possono essere degli switch di bassa potenza, può non essere richiesto alcun controllo dello slew-rate specifico per questi switch.
Per esempio, la Figura 9 rappresenta una possibile forma di attuazione degli switch S3 e/o S4.
Generalmente, lo switch (S3 o S4) comprende un primo e un secondo terminale T1 e T2 che definiscono il percorso di corrente dello switch elettronico, e un terminale di controllo per ricevere un segnale di controllo CTRL che indica se lo switch dovrebbe essere chiuso (una corrente può passare tra i terminali T1 e T2) o aperto (una corrente non può passare tra i terminali T1 e T2), cioè il segnale CTRL corrisponde al segnale di pilotaggio DRV3 per lo switch S3 e DRV4 per lo switch S4.
Sostanzialmente, nelle forme di attuazione considerate, lo switch comprende due FET a canale p Q1 e Q2, come PMOS, in una configurazione back-to-back. Specificamente, il terminale di drain del transistore Q1 è connesso al terminale T1, il terminale di source del transistore Q1 è connesso al terminale di source del transistore Q2 e il terminale di drain del transistore Q2 è connesso al terminale T2. Inoltre, ciascuno dei transistori Q1 e Q2 comprende un rispettivo diodo (di corpo) (con il catodo connesso al terminale di source e l’anodo connesso al terminale di drain).
Nelle forme di attuazione, lo switch comprende anche un circuito di polarizzazione configurato per caricare o scaricare i terminali di gate dei transistori Q1 e Q2 in funzione del segnale di controllo CTRL, aprendo o chiudendo con ciò lo switch.
Per esempio, nella forma di attuazione considerata, il circuito di polarizzazione comprende un generatore di corrente IB configurato per applicare una corrente positiva o negativa ai terminali di gate dei transistori Q1 e Q2, in funzione del segnale di controllo CTRL. In varie forme di attuazione, un circuito di filtro comprendente per es. un resistore RS e un condensatore CS può essere connesso tra il generatore di corrente IB e i terminali di gate dei transistori Q1 e Q2.
La Figura 8 rappresenta una forma di attuazione del pilotaggio implementato nell’unità di controllo 210a.
Come descritto in precedenza, il nodo intermedio tra gli switch elettronici S1 e S2 rappresenta un nodo di commutazione Lx e, pilotando gli switch S1 e S2 attraverso i segnali di pilotaggio DRV1 e DRV2, il circuito di controllo 210a può:
- chiudere lo switch elettronico S1 e aprire lo switch elettronico S2, connettendo con ciò il nodo di commutazione Lx alla tensione nel nodo 200a (intervallo T1),
- aprire lo switch elettronico S1 e chiudere lo switch elettronico S2, connettendo con ciò il nodo di commutazione Lx alla tensione nel nodo 202a (intervallo T2), e
- aprire sia lo switch elettronico S1 sia lo switch elettronico S2, disconnettendo con ciò il nodo di commutazione Lx (intervallo T3).
Per esempio, in varie forme di attuazione, la sequenza precedente di tre intervalli T1, T2 e T3 è ripetuta periodicamente.
In varie forme di attuazione, il circuito di controllo 210a è configurato per pilotare gli switch S3 e S4 attraverso i segnali di pilotaggio DRV3 e DRV4, al fine di:
- chiudere lo switch elettronico S3 e aprire lo switch elettronico S4, quando lo switch elettronico S1 è aperto e lo switch elettronico S2 è chiuso, cioè durante l’intervallo T2 della Figura 3B,
- aprire lo switch elettronico S3 e chiudere lo switch elettronico S4, quando lo switch elettronico S1 è aperto e lo switch elettronico S2 è aperto, cioè durante l’intervallo T3 della Figura 3B, e
- aprire lo switch elettronico S3 e aprire lo switch elettronico S4, quando lo switch elettronico S1 è chiuso e lo switch elettronico S2 è aperto, cioè durante l’intervallo T1 della Figura 3B.
Di conseguenza, quando lo switch elettronico S1 è aperto e lo switch elettronico S2 è chiuso, il nodo di commutazione Lx è connesso al nodo 202a e il nodo 212/condensatore C2 è caricato alla tensione VRAIL attraverso lo switch S3. Per contro, quando lo switch elettronico S1 è aperto e lo switch elettronico S2 è aperto, il nodo di commutazione Lx è disconnesso e il nodo 212/condensatore C2 è caricato alla tensione Vsup attraverso lo switch S4.
Di conseguenza, quando lo switch S1 deve essere chiuso all’inizio dell’intervallo T1, il condensatore C2 è caricato alla tensione VRAIL (commutazione alla fine dell’intervallo T2) o Vsup (commutazione alla fine dell’intervallo T3). Così, quando il circuito di controllo 210a imposta il segnale di pilotaggio DRV1 all’inizio dell’intervallo T1, la tensione VRAIL2 nel nodo 212 è traslata attraverso il condensatore C2 in seguito all’aumento della tensione nel nodo di commutazione Lx. Così, quando lo switch elettronico S1 è chiuso completamente e lo switch elettronico S2 è aperto, il nodo di commutazione Lx è connesso al nodo 200a e il nodo 212 ha una tensione VRAIL+Vin o Vsup+Vin, che permette così di mantenere chiuso il transistore S1.
Inoltre, mentre è chiuso il transistore S1, il circuito di pilotaggio 204a è alimentato sempre con una tensione di rail VRAIL2 flottante, sostanzialmente costante, generata con il condensatore C2 di bootstrap (tensione tra il nodo 212 e il nodo di commutazione Lx), che permette di implementare un controllo dello slew-rate anche per il transistore high-side S1. Così, può essere implementata anche una transizione controllata dello slew-rate del nodo di commutazione Lx, il che permette per es. di attenuare un disturbo di EMI generato dall’attività di commutazione.
Per esempio, in questo modo, i circuiti di pilotaggio 204a e 206 possono avere la stessa architettura, e cambia soltanto l’alimentazione dei rispettivi circuiti di pilotaggio. Specificamente, il dispositivo di pilotaggio di low-side 206 funziona con una tensione di alimentazione tra le tensioni VOUT (tensione nel terminale di source del transistore S2) e VRAIL, mentre il dispositivo di pilotaggio di high-side 204a funziona con una tensione di alimentazione tra la tensione nel nodo di commutazione Lx (tensione nel terminale di source del transistore S1) e la tensione fornita dalla net con bootstrap. Per esempio, i circuiti di pilotaggio 204a e 206 possono essere configurati per ricevere rispettivamente i segnali di controllo (binari) DRV1 e DRV2, e per generare rispettivi segnali, tipicamente segnali di corrente, usati per pilotare il terminale di gate del rispettivo transistore S1 e S2, caricando con ciò la capacità di gate-source del rispettivo transistore S1 e S2. Di conseguenza, variando la corrente di carica della capacità di gate-source, il circuito di pilotaggio 204 può variare selettivamente la tensione di gate-source VGS del rispettivo transistore S1 e S2 al fine di implementare un controllo dello slew-rate.
In varie forme di attuazione, al fine di ricaricare correttamente il condensatore C2 in tutte le condizioni di funzionamento del convertitore, sono forniti due differenti percorsi di ricarica per il condensatore C2 con bootstrap. Quando lavora in CCM, il nodo di commutazione Lx varierà continuamente tra le tensioni Vin (S1 chiuso) e Vout (S2 chiuso) e, durante quest’ultima fase, il condensatore C2 di bootstrap sarà ricaricato tra Vout e VRAIL. Così, nel ciclo di commutazione successivo (inizio dell’intervallo T1), il condensatore C2 è caricato e permette di gestire correttamente l’attivazione del transistore high-side S1.
Per contro, quando lavora in DCM/PSM, il nodo di commutazione Lx oscillerà tra Vin (S1 chiuso), Vout (S2 chiuso) e quindi GND (S1 e S2 aperti).
Specificamente, quando lavora in PSM, alcuni cicli di commutazione sono saltati, cioè dopo un ciclo di commutazione di DCM, il nodo di commutazione Lx resterà a GND (intervallo T3). Durante questo tempo, il condensatore C2 di bootstrap è mantenuto completamente caricato tra GND e Vsup, al fine di potere accendere (“switch-on”) correttamente il transistore high-side S1 quando è avviato un nuovo ciclo di commutazione attraverso il circuito di controllo 210a, per es. perché la tensione di uscita Vout scende al di sotto di una data soglia.
Generalmente, quando funziona in DCM, il nodo 212 può anche rimanere disconnesso durante l’intervallo T3. In effetti, quando l’intervallo di tempo T3 è sufficientemente breve, può non essere richiesta alcuna carica ulteriore del condensatore C2 durante l’intervallo T3. Tuttavia, come descritto in precedenza, il nodo 212 può anche essere connesso alla tensione Vsup durante l’intervallo T3.
Di conseguenza, il gate del transistore di potenza high-side S1 può essere pilotato in tutte le condizioni di funzionamento con una tensione di alimentazione DC ben definita, evitando con ciò condizioni sconosciute e indesiderate del transistore S1.
Generalmente, sebbene il regolatore di tensione 208 e il circuito di bootstrap (C2, S3 e S4) siano stati rappresentati separatamente, questi circuiti possono anche essere integrati nei circuiti di pilotaggio 204a e 206 e/o possono essere integrati con i circuiti di pilotaggio 204a e 206 in un circuito di pilotaggio per un semi-ponte, per es. sotto forma di un circuito integrato. Inoltre, anche il circuito di controllo 210a può essere integrato in un tale circuito integrato, formando con ciò per es. un chip di controllo per un convertitore elettronico. Generalmente, i transistori possono essere interni o esterni rispetto a un tale circuito integrato.
Le soluzioni qui descritte hanno così uno o più dei seguenti vantaggi rispetto alle soluzioni di tecnica nota:
- può essere usata una struttura a doppio FET a canale n/NMOS, che permette di ottimizzare le prestazioni e l’area del dispositivo;
- l’alimentazione del dispositivo di pilotaggio highside 204a è basata su un rail dedicato che è flottante e segue la variazione di tensione nel nodo di commutazione Lx, assicurando con ciò la tensione di alimentazione corretta per il dispositivo di pilotaggio 204a;
- possono essere trattate tutte le condizioni di funzionamento (CCM/DCM/PSM) dell’induttanza L, con tensioni sia positive sia negative; e
- possono essere implementate transizioni controllate come slew-rate per entrambi i transistori di potenza a canale n, permettendo così di potere controllare sia i fronti di salita sia quelli di discesa del nodo di commutazione Lx.
Naturalmente, fermi restando i principi di fondo dell’invenzione, i dettagli di costruzione e le forme di attuazione possono variare, anche in modo apprezzabile, rispetto a quanto è stato descritto e illustrato qui, puramente a titolo di esempio, senza uscire con ciò dall’ambito della presente invenzione, come definito dalle rivendicazioni che seguono.
Per esempio, sebbene la presente soluzione sia stata descritta principalmente nel contesto di un convertitore buck-boost invertente, lo stesso pilotaggio può essere applicato anche ad altri circuiti comprendenti una architettura a semi-ponte o a ponte completo (“fullbridge”). Per esempio, nel contesto di un ponte completo, il terminale 200b/202b può corrispondere al nodo intermedio/nodo di commutazione di un semi-ponte ulteriore che comprende due switch elettronici.

Claims (8)

  1. RIVENDICAZIONI 1. Circuito a semi-ponte (20a) comprendente: - un primo (200a), un secondo (202a) e un terzo (200b/202b) terminale; - un semi-ponte comprendente un primo (S1) e un secondo (S2) FET a canale n connessi in serie tra detto primo (200a) e detto secondo (202a) terminale, in cui il nodo intermedio tra detto primo (S1) e detto secondo (S2) FET a canale n rappresenta un nodo di commutazione (Lx); - un’induttanza (L) connessa tra detto nodo di commutazione (Lx) e detto terzo terminale (200b/202b); - un primo (204a) e un secondo (206) circuito di pilotaggio configurati per pilotare un terminale di gate di detto primo (S1) e detto secondo (S2) FET a canale n in funzione rispettivamente di un primo (DRV1) e di un secondo (DRV2) segnale di pilotaggio; - un regolatore di tensione (208) configurato per generare, a un terminale di uscita di detto regolatore di tensione (208), una prima tensione di alimentazione (VRAIL) in funzione della tensione tra detto primo (200a) e detto secondo (202a) terminale, in cui detta prima tensione di alimentazione (VRAIL) è usata per alimentare detto secondo circuito di pilotaggio (206); e - un circuito di controllo (210a) configurato per generare detto primo (DRV1) e detto secondo (DRV2) segnale di pilotaggio per detto primo (S1) e detto secondo (S2) FET a canale n al fine di: - durante un primo intervallo di tempo (T1), chiudere detto primo FET a canale n (S1) e aprire detto secondo FET a canale n (S2); - durante un secondo intervallo di tempo (T2), aprire detto primo FET a canale n (S1) e chiudere detto secondo FET a canale n (S2); - durante un terzo intervallo di tempo (T3), aprire sia detto primo FET a canale n (S1) sia detto secondo FET a canale n (S2); caratterizzato dal fatto che il circuito a semi-ponte (20a) comprende: - un condensatore (C2) comprendente un primo terminale (212) connesso attraverso un primo switch elettronico (S3) al terminale di uscita di detto regolatore di tensione (208) e un secondo terminale connesso a detto nodo di commutazione (Lx), in cui la tensione su detto condensatore (C2) è usata per alimentare detto primo circuito di pilotaggio (204a); - un secondo switch elettronico (S4) connesso tra detto primo terminale (212) di detto condensatore (C2) e una seconda tensione di alimentazione (Vsup); e in cui detto circuito di controllo (210a) è configurato per generare un terzo (DRV3) e un quarto (DRV4) segnale di pilotaggio per detto primo (S3) e detto secondo (S4) switch elettronico al fine di: - durante detto primo intervallo di tempo (T1), aprire sia detto primo (S3) sia detto secondo (S4) switch elettronico; - durante detto secondo intervallo di tempo (T2), chiudere detto primo switch elettronico (S3) e aprire detto secondo switch elettronico (S4); e - durante detto terzo intervallo di tempo (T2), aprire detto primo switch elettronico (S3) e chiudere detto secondo switch elettronico (S4).
  2. 2. Circuito a semi-ponte (20a) secondo la Rivendicazione 1, in cui detto circuito a semi-ponte (20a) è un convertitore buck-boost invertente, detto primo terminale (200a) e detto terzo terminale (200b/202b) sono configurati per ricevere una tensione di ingresso (Vin) e detto secondo terminale (202a) e detto terzo terminale (200b/202b) sono configurati per fornire una tensione di uscita (Vout).
  3. 3. Circuito a semi-ponte (20a) secondo la Rivendicazione 1, in cui detto circuito a semi-ponte (20a) è un convertitore buck, in cui detto primo terminale (200a) e detto secondo terminale (202a) sono configurati per ricevere una tensione di ingresso, e detto terzo terminale (200b/202b) e detto secondo terminale (202a) sono configurati per fornire una tensione di uscita.
  4. 4. Circuito a semi-ponte (20a) secondo la Rivendicazione 2 o la Rivendicazione 3, in cui il convertitore elettronico è fatto funzionare in una modalità di conduzione discontinua o in una modalità a salto di impulsi.
  5. 5. Circuito a semi-ponte (20a) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui un ulteriore condensatore (C) è connesso tra detto terzo terminale (200b/202b) e detto secondo terminale (202a).
  6. 6. Circuito a semi-ponte (20a) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui detto primo circuito di pilotaggio (204a) è configurato per generare una corrente di carica nel terminale di gate di detto primo FET a canale n (S1) in funzione di detto primo segnale di pilotaggio (DRV1), caricando con ciò una capacità di gatesource di detto primo FET a canale n (S1): - alla tensione in detto primo terminale (212) di detto condensatore (C), chiudendo con ciò detto primo FET a canale n (S1), o - alla tensione in detto nodo di commutazione (Lx), aprendo con ciò detto primo FET a canale n (S1).
  7. 7. Circuito a semi-ponte (20a) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui detto secondo circuito di pilotaggio (206) è configurato per generare una corrente di carica nel terminale di gate di detto secondo FET a canale n (S2) in funzione di detto secondo segnale di pilotaggio (DRV2), caricando con ciò una capacità di gatesource di detto secondo FET a canale n (S2): - a detta prima tensione di alimentazione (VRAIL), chiudendo con ciò detto secondo FET a canale n (S2), o - alla tensione in detto secondo terminale (202a), aprendo con ciò detto secondo FET a canale n (S2).
  8. 8. Circuito a semi-ponte (20a) secondo una qualsiasi delle rivendicazioni precedenti, in cui detto primo (S3) e/o detto secondo (S4) switch elettronico comprendono: - un primo (T1) e un secondo (T2) nodo che definiscono un percorso di corrente dello switch elettronico (S3; S4), e un terminale di controllo per ricevere un segnale di controllo (CTRL) che indica se lo switch elettronico (S3; S4) dovrebbe essere chiuso o aperto; - un primo (Q1) e un secondo (Q2) FET a canale p, in cui un terminale di drain del primo FET a canale p (Q1) è connesso al primo nodo (T1), un terminale di source di detto primo FET a canale p (Q1) è connesso a un terminale di source di detto secondo FET a canale p (Q2) e un terminale di drain di detto secondo FET a canale p (Q2) è connesso a detto secondo nodo (T2); e - un circuito di polarizzazione (IB) configurato per caricare o scaricare i terminali di gate di detto primo (Q1) e detto secondo (Q2) FET a canale p in funzione del segnale di controllo (CTRL), aprendo o chiudendo con ciò lo switch elettronico (S3; S4).
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