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Die vorliegende Erfindung bezieht sich im Allgemeinen auf elektronische Schaltungen und insbesondere auf ein System und ein Verfahren zum Ansteuern von Transistoren.
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Energieversorgungssysteme sind überall, in vielen elektronischen Anwendungen von Computern bis zu Kraftfahrzeugen, vorhanden. Im Allgemeinen werden Spannungen in einem Energieversorgungssystem generiert, indem eine DC-DC-, DC-AC- und/oder AC-DC-Wandlung durchgeführt wird, indem ein mit einer Induktivität oder einem Transformator belasteter Schalter betätigt wird. Zu einer Klasse solcher Systeme zählen Schaltnetzteile (SMPS, engl.: switched mode power supplies). Ein SMPS ist normalerweise effizienter als andere Typen von Leistungswandlersystemen, weil Leistungswandlung durch gesteuertes Aufladen und Entladen der Induktivität oder des Transformators durchgeführt wird, und es reduziert die Energie, die aufgrund von Leistungsverlust über ohmschen Spannungsabfällen verloren geht.
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Spezifische Topologien für SMPS umfassen unter anderem Tief-Hochsetzsteller (auch Buck-Boost-Wandler, engl.: buck-boost converters) und Sperrwandler (engl.: flyback converters). Ein Buck-Boost-Wandler nutzt typischerweise eine Induktivität, während ein Sperrwandler eine Last isoliert und möglicherweise das Spannungswandlungsverhältnis durch die Verwendung eines Transformators vervielfacht. Zusätzlich zum Energiespeicherelement (entweder Induktivität oder Transformator) ist das Betätigen des Schalters von besonderer Wichtigkeit, insbesondere in Hochspannungsanwendungen.
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Ein Problem, das in Hinsicht auf das Betätigen von Halbleiterschaltern in Hochspannungsumgebungen auftaucht, ist das Vermeiden von Bauelementezerstörung, weil hohe Spannungen an den Halbleiterschalter angelegt werden. Einige Systeme beruhen auf dem Verwenden von Bauelementen, die speziell dazu konstruiert sind, hohe Busspannungen auszuhalten, denen sie in Hochspannungsversorgungen ausgesetzt sind. Selbst wenn Hochspannungsbauelemente verwendet werden, bleiben allerdings einige konstruktive Herausforderungen in Hinsicht darauf vorhanden, sicherzustellen, dass Bauelemente in der Spannungsversorgungsschaltung in der Lage sind, transiente Hochspannungsbedingungen auszuhalten, die möglicherweise innerhalb des Schaltnetzteils auftreten. Zum Beispiel überschreiten in manchen Schaltnetzteilen transiente Spannungen in der Spannungsversorgungsschaltung möglicherweise die Gleichspannungen oder Bus-Ruhespannungen, die im Spannungsversorgungssystem vorhanden sind.
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Gemäß einer Ausführungsform enthält eine Schaltung einen ersten Transistor und einen zweiten Transistor und eine Steuerschaltung. Der erste Transistor weist einen Referenzanschluss, der mit einem ersten Referenzknoten verbunden ist, und einen Steueranschluss auf, der dazu ausgebildet ist, ein Schaltsteuersignal zu empfangen, der zweite Transistor weist einen Referenzanschluss, der mit einem Ausgangsanschluss des ersten Transistors verbunden ist, und einen Ausgangsanschluss auf, der dazu ausgebildet ist, mit einer Last verbunden zu werden, und die Steuerschaltung ist mit einem Steueranschluss des zweiten Transistors und mit dem Referenzanschluss des zweiten Transistors verschaltet. Die Steuerschaltung ist dazu ausgebildet: einen zweiten Referenzknoten mit dem Steueranschluss des zweiten Transistors während einer ersten Betriebsart zu verbinden, eine massefreie Referenzspannung zwischen dem Steueranschluss des zweiten Transistors und dem Referenzanschluss des zweiten Transistors während einer zweiten Betriebsart und während einer dritten Betriebsart zu verbinden und einen dritten Referenzknoten mit dem Referenzanschluss des zweiten Transistors während der dritten Betriebsart zu verbinden. Der zweite Referenzknoten ist dazu ausgebildet, ein Spannungspotential aufzuweisen, das dazu betrieben werden kann, den zweiten Transistor einzuschalten, und die massefreie Referenzspannung kann dazu betrieben werden, den zweiten Transistor einzuschalten.
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Eine andere Ausführungsform bezieht sich auf ein Verfahren zum Betreiben eines ersten Transistors, der einen mit einer ersten Referenzspannung verbundenen Referenzanschluss und einen Steueranschluss, der zum Empfangen eines Schaltsteuersignals ausgebildet ist, aufweist, und eines zweiten Transistors, der einen mit einem Ausgangsanschluss des ersten Transistors verbundenen Referenzanschluss und einen Ausgangsanschluss, der dazu ausgebildet ist, mit einer Last verbunden zu werden, aufweist. Das Verfahren weist auf: das Einschalten des ersten Transistors durch Anlegen eines Aktivierungssignals an den Steueranschluss des ersten Transistors, das Anlegen einer Einschaltspannung zwischen einem Steueranschluss des zweiten Transistors und dem Referenzanschluss des zweiten Transistors, wobei die Einschaltspannung den zweiten Transistor in einen Ein-Zustand vorspannt, das Ausschalten des ersten Transistors durch Anlegen eines Deaktivierungssignals an den Steueranschluss des ersten Transistors, das Abtasten der Einschaltspannung zwischen dem Steueranschluss des zweiten Transistors und dem Referenzanschluss des zweiten Transistors und das Klemmen des Referenzanschlusses des zweiten Transistors auf eine dritte Referenzspannung, wenn eine Spannung am Ausgangsanschluss des zweiten Transistors die dritte Referenzspannung überschreitet.
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Für ein vollständigeres Verständnis der vorliegenden Erfindung und ihrer Vorteile wird jetzt Bezug auf die folgende Beschreibung in Verbindung mit den zugehörigen Zeichnungen genommen.
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1 veranschaulicht ein Blockschaltbild einer Spannungsversorgung gemäß einer Ausführungsform;
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2 veranschaulicht einen Schaltplan einer Spannungsversorgung gemäß einer Ausführungsform;
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3a–c veranschaulichen Kurvendiagramme von Systemen gemäß einer Ausführungsform;
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4 veranschaulicht ein Kurvendiagramm eines Systems gemäß einer Ausführungsform;
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5 veranschaulicht einen Schaltplan einer Spannungsversorgung gemäß einer Ausführungsform;
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6 veranschaulicht einen Schaltplan einer Spannungsversorgung gemäß einer Ausführungsform, die mehr als zwei Transistoren aufweist;
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7 veranschaulicht einen Schaltplan einer anderen Spannungsversorgung gemäß einer weiteren Ausführungsform;
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8a–b veranschaulichen einen Schaltplan weiterer Spannungsversorgungen gemäß einer Ausführungsform;
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9 veranschaulicht ein Blockschaltbild eines Systems, das eine Spannungsversorgung gemäß einer Ausführungsform nutzt; und
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10 veranschaulicht ein Flussdiagramm eines Betriebsverfahrens gemäß einer Ausführungsform.
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Entsprechende Nummerierungen und Symbole in den verschiedenen Figuren beziehen sich im Allgemeinen auf entsprechende Teile, es sei denn, es ist anders angegeben. Die Figuren sind gezeichnet, um die maßgeblichen Aspekte der Ausführungsformen klar zu veranschaulichen, und sind nicht notwendigerweise maßstabsgetreu gezeichnet.
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Die Herstellung und die Verwendung von verschiedenen Ausführungsformen werden unten ausführlich erörtert. Es versteht sich jedoch, dass die vorliegende Erfindung viele anwendbare erfindungsgemäße Konzepte bereitstellt, welche in einer großen Vielzahl spezifischer Zusammenhänge umgesetzt werden können. Die erörterten spezifischen Ausführungsformen dienen lediglich der Veranschaulichung spezifischer Wege, die Erfindung herzustellen und zu verwenden, und schränken nicht den Schutzbereich der Erfindung ein.
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Die vorliegende Erfindung wird in Hinsicht auf verschiedene Ausführungsformen in einem spezifischen Zusammenhang erörtert werden, namentlich von Schaltansteuerungen, die in Schaltnetzteilsystemen verwendet werden. Ausführungsformern der Erfindung werden möglicherweise auch angewendet, um Treiber in anderen elektronischen Anwendungen zu schalten, wie zum Beispiel, aber nicht darauf beschränkt, Solarwechselrichter, Telekommunikationseinrichtungen, Server und unterbrechungsfreie Leistungsversorgungen.
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Ein Ansatz, den Betrieb für Hochspannungsanwendungen zu schalten, ist die Verwendung von mehreren Schaltern, um eine Gesamtspannung über die unterschiedlichen Schalter zu verteilen. Insbesondere sind möglicherweise kaskadierte Transistoren (häufig MOSFETs, aber auch andere Typen werden möglicherweise verwendet) eine Option. Kaskadierte MOSFETs für SMPS umfassen eine Spannungsversorgungslösung mit vielfachen konstruktiven Herausforderungen. Zu beispielhaften konstruktiven Herausforderungen zählen das Halten einer effektiven Spannungsverteilung über Transistoren ebenso wie das Auswählen von Transistoren, die die über den Bauelementen angelegten maximalen Spannungen aushalten können.
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Gemäß einigen Ausführungsformen werden möglicherweise zwei Transistoren mit einem Transformator verschaltet, um ein SMPS zu bilden. Die Steuerschaltungsanordnung ist dazu ausgebildet, den ersten Transistor mit einem Steueranschluss des zweiten Transistors zu verschalten. Die Steuerschaltungsanordnung ist dazu ausgebildet, den zweiten Transistor während des ganzen Schaltvorgangs, wenn der erste Transistor ein- und ausschaltet, in einem leitenden Zustand zu halten. In einigen Ausführungsformen definiert das Halten des zweiten Transistors während des ganzen Schaltvorgangs in einem leitenden Zustand prognostizierbar die transiente Spannungsverteilung über den zwei Transistoren, so dass Sperrspannungen der beiden Transistoren möglicherweise so definiert werden, dass eine minimale, für jeden Transistor benötigte Sperrspannung kleiner als eine Gesamtspannung ist, die über den beiden Transistoren während des normalen Schaltvorgangs angelegt wird.
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Unter Bezugnahme auf verschiedene Ausführungsformen veranschaulicht 1 ein Blockschaltbild eines Spannungsversorgungssystems 100, das einen ersten Transistor Q1 aufweist, der mit einem zweiten Transistor Q2 durch den Knoten 101 verbunden ist, wobei der Knoten 101 mit einem Ausgangsanschluss des Transistors Q1 und einem Referenzanschluss des Transistors Q2 verbunden ist. Es versteht sich, dass das Blockschaltbild aus 1 möglicherweise auf andere hierin beschriebene, ausführlichere Ausführungsformen angewendet wird. Der Transistor Q1 und der Transistor Q2 sind weiterhin mit einer Auflade-Vorspannsteuerung 110, auch als Steuerschaltung 110 bezeichnet, durch den Knoten 101 und den Knoten 102 verbunden, wobei der Knoten 102 mit einem Steueranschluss des Transistors Q2 verbunden ist. Der Transistor Q1 empfängt ein Steuersignal an seinem Steueranschluss von der Steuerung 120, die zum Beispiel unter Verwendung eines konventionellen Schaltnetzteils (SMPS) und/oder in einigen Ausführungsformen einer Pulsweitenmodulations-(PWM-)Schaltung umgesetzt werden kann. Das Spannungsversorgungssystem 100 weist weiterhin eine Hochspannungsversorgung 130 auf, die mit einem Transformator TX1 über den Hochspannungs-Bus 103 verschaltet ist. Die Auflade-Vorspannsteuerung 110 ist in der gezeigten Ausführungsform auch mit dem Hochspannungs-Bus 103 verbunden. In einer anderen Ausführungsform ist die Auflade-Vorspannsteuerung 110 möglicherweise mit einem anderen Referenzknoten, der von der Hochspannungsversorgung 130 getrennt ist, verbunden. In der veranschaulichten Ausführungsform ist die Sekundärwicklung des Transformators TX1 mit der Last 140 verbunden.
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Gemäß einer Ausführungsform wird die Hochspannungsversorgung 130 bei einer gegebenen Referenzspannung betrieben, während die Transistoren Q1 und Q2 derart gesteuert werden, den Transformator TX1 aufzuladen und zu entladen, um die Last 140 mit Leistung zu versorgen. In einigen Ausführungsformen stellt die Steuerung 120 ein pulsweitenmoduliertes Steuersignal und/oder ein frequenzmoduliertes Steuersignal bereit, um über eine Regelung eine konstante Spannung über der Last 140 zu halten. Alternativ kann die Steuerung 120 dazu ausgebildet sein, einen konstanten Strom zur Last 140 bereitzustellen. Gemäß einer Ausführungsform stellt die Steuerung 120 ein Ausgangssteuersignal bereit, das den Transistor Q1 ein- und ausschaltet. Der Transistor Q2 wird von der Vorspannsteuerung 110 vorgespannt. Die Auflade-Vorspannsteuerung 110 kann dazu ausgebildet sein, den Transistor Q2 vorgespannt zu halten, sogar wenn der Transistor Q1 ausgeschaltet wird, und sie ist dazu ausgebildet, das Gate des Transistors Q2 aufgeladen zu halten, sogar wenn Q1 ausgeschaltet ist. Zum Beispiel kann der Transistor Q2 in einem linearen Betriebsbereich gehalten werden, indem die Gate-Source-Spannung von Q2 so vorgespannt wird, dass sie an oder über seinem Schwellenwert liegt. In einigen Ausführungsformen wird der Strom durch den Transistor Q2 begrenzt, um den Betrieb im linearen Bereich zu halten. Indem Q2 im linearen Bereich vorgespannt wird, wenn Q1 ausgeschaltet ist, kann Q2 große Ströme ohne Verzögerung oder mit sehr geringer Verzögerung führen, wenn der Transistor Q1 von der Steuerung 120 eingeschaltet wird. Zu anderen Funktionen der Steuerung 110 kann das Klemmen des Drain des Transistors Q1 auf die Spannung des Hochspannungs-Busses 103 und/oder eine andere Referenzspannung zählen, um zu verhindern, dass die Drain-Source-Spannung des Transistors Q1 eine Nennspannung überschreitet.
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In einigen Ausführungsformen wird die Vorspannsteuerung 110, oder Steuerschaltung 110, in drei Betriebsarten betrieben. In Bezug auf die drei Betriebsarten empfängt der Transistor Q1 ein Schaltsteuersignal von der Steuerung 120. Die Steuerschaltung 110 ist dazu ausgebildet, während einer ersten Betriebsart den Steueranschluss des Transistors Q2 am Knoten 102 mit einem Referenzknoten, der ein Spannungspotential aufweist, das zum Einschalten des zweiten Transistors Q2 verwendet werden kann, zu verbinden. In einer Ausführungsform wird während der ersten Betriebsart der Transistor Q1 durch das Schaltsteuersignal eingeschaltet. Die Steuerschaltung 110 ist dazu ausgebildet, während einer zweiten und dritten Betriebsart eine massefreie Referenzspannung zwischen dem Steueranschluss des Transistors Q2 am Knoten 102 und dem Referenzanschluss des Transistors Q2 am Knoten 101 zu verbinden. In einer Ausführungsform kann die massefreie Referenzspannung dazu verwendet werden, den Transistor Q2 einzuschalten, und sie wird möglicherweise unter Verwendung eines Kondensators C20 umgesetzt, wie in den folgenden Figuren beschrieben wird. Während der zweiten Betriebsart wird der Transistor Q1 ausgeschaltet und eine Spannung an einem Ausgangsanschluss des Transistors Q2 liegt unter einem definierten Schwellenwert. Die Steuerschaltung 110 ist dazu ausgebildet, während der dritten Betriebsart einen anderen Referenzknoten mit dem Referenzanschluss des Transistors Q2 am Knoten 101 zu verbinden. Auch wird während der dritten Betriebsart der Transistor Q1 ausgeschaltet und eine Spannung am Ausgangsanschluss des Transistors Q2 liegt über dem definierten Schwellenwert der zweiten Betriebsart. Gemäß einer Ausführungsform kann der definierte Schwellenwert etwa gleich einer Sperrspannungsspezifikation des Transistors Q1 sein.
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In einer Ausführungsform wird das Spannungsversorgungssystem 100 als ein Sperrwandler betrieben, bei dem eine auf dem Hochspannungs-Bus 103 anliegende Gleichspannung auf eine Spannung aufwärts oder abwärts transformiert wird, die an die Last 140 gemäß dem Windungsverhältnis des Transformators TX1 angelegt wird. Die anliegende Spannung auf dem Hochspannungs-Bus 103 kann zum Beispiel von einer Hochspannungsversorgung 130 bereitgestellt werden. Zu Beispielen für eine Hochspannungsversorgung 130 können eine gleichgerichtete Netzspannung, ein Ausgang einer Hochspannungsbatterie, wie zum Beispiel einer in Elektro- oder Hybridfahrzeugen verwendeten Batterie, oder andere Typen von Hochspannungsversorgungen zählen.
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Die Transistoren Q1 und Q2 können zum Beispiel unter Verwendung von n-Kanal MOSFET-Leistungstransistoren umgesetzt werden, wie gezeigt wird. Alternativ können die Transistoren Q1 und/oder Q2 zum Beispiel unter Verwendung von IGBTs oder anderen MOS-Transistortypen, JFETs und im Allgemeinen FET-Typ-Transistoren umgesetzt werden. In einigen Ausführungsformen können stromgesteuerte Transistoren verwendet werden, bei denen ein zusätzliches Impedanzelement enthalten ist, wie zum Beispiel ein Gate-Widerstand mit einem bipolaren Sperrschichttransistor.
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Mit Bezug auf 2 werden jetzt zusätzliche Ausführungsformen mit genaueren Einzelheiten des Spannungsversorgungssystems 200 aufgezeigt. Wie gezeigt wird, wird der Transistor Q1 von einer Spannungsquelle V3 gesteuert. In einigen Ausführungsformen kann die Spannungsquelle V3 unter Verwendung einer Schaltansteuerung oder einer anderen Schaltung, die zum Ein- und Ausschalten von Q1 ausgebildet ist, umgesetzt werden. In einer Ausführungsform wird der Transistor Q1 über ein Aktivierungssignal und ein Deaktivierungssignal ein- und ausgeschaltet. Diese Schaltansteuerung kann zum Beispiel als die Ausgangsstufe einer Schaltnetzteilsteuerung oder einer PWM-Schaltung eingebaut sein. Solche Schaltansteuerungen können auf einer gleichen integrierten Schaltung wie der Transistor Q1 oder auf einer separaten integrierten Schaltung umgesetzt werden. In einer speziellen Ausführungsform enthält die Spannungsquelle V3 einen von Infineon hergestellten CoolSET® Controller.
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In der in 2 gezeigten Ausführungsform wird eine Source des Transistors Q2 mit dem Knoten 201 verbunden und ein Gate des Transistors Q2 wird mit dem Knoten 202 verbunden. Das Gate des Transistors Q2 wird mit der Source des Transistors Q2 über einen Widerstand R11 und einen Kondensator C20 verbunden und die Referenzspannung V2 wird mit dem Gate des Transistors Q2 über eine Diode D16 verbunden. Die Diode D10 verbindet den Widerstand R11 und den Kondensator C20 an einem Knoten 204 mit einem Hochspannungs-Bus 203. Eine Hauptspannungsquelle VBUS führt einer Primärwicklung des Transformators TX1 Leistung über den Hochspannungs-Bus 203 zu. In verschiedenen Ausführungsformen kann die Spannungsquelle VBUS eine Wechselstrom- oder Gleichstrom-Spannungsversorgung von bis zu 800 Volt oder mehr als 800 Volt enthalten. In Kraftfahrzeug-Ausführungsformen kann die Spannungsquelle VBUS durch eine Hochspannungsbatterie oder -batteriestapel erzeugt werden. Alternativ kann die Spannungsquelle VBUS andere Hochspannungs-Gleichstromquellen darstellen, wie zum Beispiel eine gleichgerichtete Netzspannung.
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Weiterhin unter Bezugnahme auf 2 ist die Primärwicklung des Transformators TX1 gemäß einer Ausführungsform zwischen dem Transistor Q2 und dem Hochspannungs-Bus 203 geschaltet. Eine Sekundärwicklung des Transformators TX1 ist mit einer Last Rload durch eine Diode Dout verbunden. Die Last Rload weist einen parallel verbundenen Kondensator C1 auf. Die Diode Dout richtet die Stromausgabe von der Sekundärwicklung des Transformators TX1 gleich, und der Kondensator C1 filtert eine Ausgangsspannung über der Last Rload, um die Welligkeit auf der Ausgangsspannung zu reduzieren.
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Hinsichtlich des Betriebs des Spannungsversorgungssystems 200 aus 2 sind der Widerstand R11 und der Kondensator C20 dazu ausgebildet, den Transistor Q2 in einem leitenden Zustand zu halten. Wenn der Transistor Q1 ausgeschaltet und nicht leitend ist, halten in einer Ausführungsform der Widerstand R11 und der Kondensator C20 eine Vorspannung von einem Gate des Transistors Q2 zu einer Source des Transistors Q2. In verschiedenen Ausführungsformen kann die Vorspannung gleich, kleiner als oder größer als eine Schwellenspannung des Transistors Q2 sein. In einer Ausführungsform tastet der Kondensator C20 eine Einschaltspannung zwischen einem Steueranschluss des Transistors Q2 am Knoten 202 und einem Referenzanschluss des Transistors Q2 am Knoten 201 ab. Die Spannungsquelle V2 und die Diode D16 können dazu ausgebildet sein, eine Aufladung auf C20 zu halten.
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In einer Ausführungsform wird die Vorspannung wie folgt an den Transistor Q2 angelegt. Wenn der Transistor Q1 eingeschaltet ist, wird die Spannung an der Source des Transistors Q2 auf nahe Masse gezogen, und das Gate des Transistors Q2 wird mit der Referenzspannung V2 über die in Durchlassrichtung vorgespannte Diode D16 verschaltet. Dementsprechend wird die Gate-Source-Spannung des Transistors Q2 über dem Kondensator C20 angelegt. Wenn der Transistor Q1 allerdings ausschaltet, wird die Gate-Source-Spannung über dem Transistor Q2 über dem Kondensator C20 gehalten. In einigen Ausführungsformen von Spannungsversorgungen, zum Beispiel bei der in 2 aufgezeigten Ausführungsform des Sperrwandlers, erhöht sich die Spannung am Knoten 206 aufgrund der Induktivität der Primärwicklung des Transformators TX1. Von daher erhöht sich die Spannung an der Source des Transistors Q2 (Knoten 201) und die Spannung am Gate des Transistors Q2 (Knoten 202) erhöht sich ebenfalls. Sobald die Spannung am Gate des Transistors Q2 die Diode D16 in Sperrrichtung vorspannt, wird die Gate-Source-Spannung des Transistors Q2 effektiv über dem Kondensator C20 abgetastet. Dementsprechend kann die Spannung am Gate und an der Source des Transistors Q2 große Spannungstransienten erfahren, ohne dass der Transistor Q2 abgeschaltet wird.
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In einigen Ausführungsformen wird die Kapazität des Kondensators C20 viel größer als die Gate-Kapazität des Transistors Q2 gewählt. Zum Beispiel liegt in einer Ausführungsform die Gate-Kapazität des Transistors Q2 zwischen etwa 100 pF und etwa 1 nF und die Kapazität des Kondensators C20 wird so gewählt, dass sie zwischen etwa 10 nF und etwa 470 nF liegt.
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Während der Transistor Q1 ausgeschaltet ist, wird in einer Ausführungsform der Transistor Q2 im linearen Bereich betrieben. Ein Strom fließt durch den Widerstand R11 und die Diode D10 zum Hochspannungs-Bus 203, wenn der Transistor Q1 ausgeschaltet ist, und die Spannung am Drain des Transistors Q2 (Knoten 206) überschreitet die Spannung auf dem Hochspannungs-Bus 203 um einen Spannungsabfall einer Diode in Durchlassrichtung, einen Widerstandsspannungsabfall über R11 und einen Drain-Source-Spannungsabfall über dem Transistor Q2. Alternativ kann die Diode D10 mit einer anderen Referenzspannung als der Spannungsquelle VBUS verschaltet werden. Gemäß einer Ausführungsform wird die Referenzspannung eine ungefähre Sperrspannung über dem Transistor Q1 bestimmen, und die Sperrspannung von Q2 kann so gewählt werden, dass sie eine verbleibende Spannungsdifferenz unterstützt, die wegen des Transformators TX1 schwanken kann. In einigen Ausführungsformen wird die Spannungsverteilung über dem Transistor Q1 genau definiert und unterliegt hauptsächlich einer Spannungsdrift der Referenzspannung, wodurch ermöglicht wird, dass die Sperrspannung des Transistors Q1 mit großer Genauigkeit ausgewählt wird.
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Unter fortgesetzter Bezugnahme auf das Spannungsversorgungssystem 200 aus 2 schaltet der durch R11 fließende Strom gemäß einer Ausführungsform seine Richtung um, und die Diode D10 wird in Sperrrichtung vorgespannt, sobald der Transistor Q1 einschaltet. Zur gleichen Zeit wird die Spannung über dem Gate und der Source des Transistors Q2, d. h. die Spannungsdifferenz zwischen dem Knoten 202 und dem Knoten 201, auf eine vom Kondensator C20 abgetastete Spannung aufgeladen, während die Spannung an der Source des Transistors Q2 am Knoten 201 vom Transistor Q1 heruntergezogen wird, wodurch sichergestellt wird, dass der Transistor Q2 voll leitend ist. In einigen Ausführungsformen leitet Q2 den vom Transistor Q1 gezogenen Strom vollständig in einem Zeitfenster, das effektiv äquivalent einer Einschaltzeit des Transistors Q1 ist.
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In 2 wird eine ausführungsgemäße Schaltsteuer-Schaltungsanordnung im Kontext eines Sperrwandler-Schaltnetzteils gezeigt. Während des Betriebs eines Sperrwandlers wird im Allgemeinen ein mit dem Knoten 206 der Primärwicklung des Transformators TX1 verschalteter Schalter eingeschaltet, wodurch die Primärwicklung des Transformators TX1 aufgeladen wird. In der in 2 veranschaulichten Ausführungsform sind die Schalter unter Verwendung der Reihenverknüpfung aus den Transistoren Q1 und Q2 umgesetzt. Während die Schalter Q1 und Q2 eingeschaltet sind, erhöht sich der Strom durch die Primärwicklung des Transformators TX1 aufgrund der Induktivität der Primärwicklung. Wenn der Transistor Q1 ausgeschaltet wird, erhöht sich die Spannung am Knoten 206 aufgrund der Induktivität der Primärwicklung.
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In einigen Ausführungsformen kann die Spannung des Knotens 206 die Spannung des Hochspannungs-Busses 203 übersteigen. Sobald die Spannung des Knotens 206 die Spannung des Hochspannungs-Busses 203 um eine Spannung überschreitet, die äquivalent zur Summe der Vorspannung in Durchlassrichtung der Diode D10 und des entsprechenden Spannungsabfalls über dem Widerstand R11 und dem Ausgangswiderstand des Transistors Q2 ist, wird Strom von der Source des Transistors Q2 über den Widerstand R11 und die Diode D10 zurück zum Hochspannungs-Bus 203 geleitet. In einigen Ausführungsformen wird der Widerstandswert des Widerstands R11 so ausgewählt, dass der Transistor Q2 im linearen Bereich bleibt und dass von der Primärwicklung des Transformators TX1 im Vergleich dazu, wenn der Transistor Q1 eingeschaltet ist, ein relativ geringer Strom geleitet wird. Zum Beispiel wird der Widerstandswert des Widerstands R11 in einer Ausführungsform so eingestellt, dass er etwa 10 kΩ beträgt, um den Strom durch den Widerstand R11 im Bereich zwischen etwa 0,1 mA und etwa 2 mA zu halten. Es versteht sich allerdings, dass in alternativen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung andere Widerstandswerte für den Widerstand R11 gewählt werden können, um andere Strombereich zu erzielen.
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Wenn der Widerstand R11 und die Diode D10 Strom von der Primärwicklung des Transformators TX1 zum Hochspannungs-Bus 203 leiten, wird der Knoten 204 bei etwa einem Spannungsabfall einer Diode in Durchlassrichtung über der Spannung des Hochspannungs-Busses 203 geklemmt. In einer Ausführungsform begrenzt das Klemmen der Spannung am Knoten 204 effektiv die maximale Spannung über dem Drain und der Source des Transistors Q1 so, dass sie etwa bei der Gleichspannung des Hochspannungs-Busses 203 liegt. Außerdem wird die maximale Spannung über dem Drain und der Source des Transistors Q2 um etwa die Spannung reduziert, die am Knoten 201 zu sehen ist. In einem Ausführungsbeispiel kann die maximale Spannung über dem Drain und der Source des Transistors Q1 zwischen etwa 70 V und etwa 800 V liegen, und der maximale Spannungshub, der über dem Drain und der Source des Transistors Q2 zu sehen ist, kann etwa zwischen 200 V und etwa 500 V liegen. In anderen Ausführungsbeispielen kann die Spannung über dem Drain und der Source des Transistors Q2 kleiner sein als die Spannung über dem Drain und der Source des Transistors Q1 oder umgekehrt. Indem die maximale Spannung über dem Drain und der Source des Transistors Q1 und der maximale Spannungshub, der über dem Drain und der Source des Transistors Q2 zu sehen ist, berücksichtigt wird, können die Sperrspannungen der Transistoren Q1 und Q2 entsprechend ausgewählt werden. In einigen Ausführungsformen sind die für den Transistor Q1 und Q2 benötigten Sperrspannungen kleiner als der maximale Spannungshub, der am Knoten 206 und Masse zu sehen ist.
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Wenn der Schalter Q1 ausgeschaltet wird, wird in der Primärwicklung des Transformators TX1 gespeicherte Energie an die Sekundärwicklung des Transformators TX1 übertragen. In einer Ausführungsform spannt der Strom, der von der Sekundärwicklung des Transformators TX1 zugeführt wird, die Diode Dout in Durchlassrichtung vor, womit der Kondensator C1 aufgeladen wird und die Last Rload versorgt wird. Während die Transistoren Q2 und Q1 eingeschaltet sind und die Primärwicklung des Transformators TX1 auflädt, ist gemäß einer Ausführungsform die Diode Dout in Sperrrichtung vorgespannt (nicht leitend), und der Kondensator C1 kann dazu ausgebildet sein, der Last Rload eine Spannung zuzuführen, während die Diode Dout verhindert, dass der Kondensator C1 in die Sekundärwicklung des Transformators TX1 entladen wird.
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In einer Ausführungsform unterstützen der Widerstand R11, der Kondensator C20 und die Diode D10 das Spannungsversorgungssystem 200 auch während eines Ausschaltereignisses. In einer Ausführungsform, in der beide, der Transistor Q1 und der Transistor Q2, voll leitend sind und der Transformator TX1 aufgeladen ist, kann die Spannungsquelle V3 den Transistor Q1 ausschalten. Sobald der Transistor Q1 nicht mehr leitet, stellen der Widerstand R11 und die Diode D10 einen Strompfad vom Knoten 201 zu einer Referenzspannung bereit, was den Knoten 201 auf einer im Wesentlichen konstanten Spannung hält. Strom fließt durch den Widerstand R11 und die Diode D10, sobald die Spannung am Drain des Transistors Q2 (Knoten 206) die Referenzspannung überschreitet. In der in 2 gezeigten Ausführungsform ist die mit dem Hochspannungs-Bus 203 verbundene Spannungsquelle VBUS dazu ausgebildet, als die Referenzspannung zu dienen.
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Unter Bezugnahme auf die 3a–c werden jetzt verschiedene veranschaulichende Kurvenbilder aufgezeigt. 3a veranschaulicht ein Signalkurvenbild gemäß einer Ausführungsform, das die Spannungsverteilung über den Transistoren Q1 und Q2 über der Zeit zeigt. Die Kurve 310 stellt die Drain-Source-Spannung des Transistors Q2 dar, und die Kurve 312 stellt die Drain-Source-Spannung des Transistors Q1 dar. Die Kurve 314 stellt die Spannung am Knoten 206 dar, die die Summe der Drain-Source-Spannung des Transistors Q1 und der Drain-Source-Spannung des Transistors Q2 ist. Der Bereich 302 stellt eine Betriebszeit dar, während der der Transistor Q1 ausschaltet, und der Bereich 304 stellt eine Betriebszeit dar, während der der Transistor Q1 einschaltet. Die Kurve 316 stellt eine Spannung auf dem Hochspannungs-Bus 203 dar, wie oben beschrieben wurde. Die Drain-Source-Spannung 312 des Transistors Q1 wird im Bereich 302 erhöht, bis sie etwa gleich der Spannung 316 auf dem Hochspannungs-Bus 203 ist. In verschiedenen Ausführungsformen ist eine maximale Drain-Source-Spannung 312 etwa gleich, kleiner als oder größer als die Spannung 316 auf dem Hochspannungs-Bus 203. Sobald die Drain-Source-Spannung 312 etwa die Spannung 316 auf dem Hochspannungs-Bus 203 im Bereich 302 erreicht, erhöht sich die Drain-Source-Spannung 310 des Transistors Q2. Die Drain-Source-Spannung 310 des Transistors Q2 kann sich in einigen Ausführungsformen etwa auf weniger als die Hälfte der Drain-Source-Spannung 312 des Transistors Q1 erhöhen. Alternativ kann sich die Drain-Source-Spannung 310 des Transistors Q2erhöhen, um kleiner oder größer als die Drain-Source-Spannung 312 des Transistors Q1 zu werden. In einer Ausführungsform kann die Drain-Source-Spannung 310 des Transistors Q2 etwa die Spannung 316 des Hochspannungs-Busses 203 sein. In einigen Ausführungsformen kann die Drain-Source-Spannung 310 größer als die Drain-Source-Spannung 312, und in einigen Ausführungsformen kann die Drain-Source-Spannung 310 kleiner als die Drain-Source-Spannung 312 sein.
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Gemäß einer Ausführungsform kann die Drain-Source-Spannung 312 des Transistors Q1 im Wesentlichen konstant sein, sobald der Ausschaltbereich 302 vorbei ist. Umgekehrt kann die Drain-Source-Spannung 310 des Transistors Q2 als Reaktion auf einen Transformator TX1 schwanken, wie vorher beschrieben wurde. In einer Ausführungsform schwankt die Drain-Source-Spannung 310 des Transistors Q2, bleibt aber in der Größe geringer als die Drain-Source-Spannung 312, die effektiv konstant gehalten wird. Während des Bereichs 304, wenn der Transistor Q1 einschaltet, verringern sich die beiden Drain-Source-Spannungen 312 und 310 der Transistoren Q1 und Q2, weil sich ein Strom durch die Transistoren Q1 und Q2 erhöht. Eine Sperrspannungsspezifikation für jeden Transistor Q1 und Q2 kann durch die entsprechenden maximalen Drain-Source-Spannungen 312 und 310 bestimmt werden. In einigen Ausführungsformen ist die maximale Sperrspannung für jedes Bauelement kleiner als eine maximale Ausgangsspannung des Spannungsversorgungssystems. Es versteht sich, dass kein Kurvenbild maßstabsgetreu aufgezeichnet ist und dass sie lediglich als veranschaulichende Ausführungsformen des Schaltungsbetriebs verstanden werden sollten.
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3b veranschaulicht ein Kurvendiagramm, das die Gate-Source-Spannung 322 des Transistors Q1 und die Gate-Source-Spannung 320 des Transistors Q2 veranschaulicht. Die Zeit, während der der Transistor Q1 ausschaltet, wird als Bereich 302 bezeichnet, und die Zeit, während der der Transistor Q1 einschaltet, wird als Bereich 304 bezeichnet. Wie gezeigt wird, verringert sich die Gate-Source-Spannung 322 des Transistors Q1 während des Ausschaltbereichs 302 auf etwa null oder nahe null, wodurch der Transistor Q1 ausgeschaltet wird. Während des Bereichs 302 kann sich in einigen Ausführungsformen auch die Gate-Source-Spannung 320 des Transistors Q2 auf etwa die Schwellenspannung des Transistors Q2 verringern, wie durch den Spannungspegel 324 aufgezeigt wird. Das Halten der Gate-Spannung 320 etwa auf oder nahe bei einer Schwellenspannung bewirkt, dass der Transistor Q2 wenigstens im linearen Bereich vorgespannt wird.
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Während des Einschaltbereichs 304 erhöht sich die Gate-Source-Spannung 322, was den Transistor Q1 wieder einschaltet und bewirkt, dass der Transistor Q1 wieder zu leiten beginnt. In der gezeigten Ausführungsform erhöht sich die Gate-Source-Spannung 320 nahezu ohne Verzögerung, weil der Transistor Q2 im linearen Bereich vorgespannt ist und nicht vollständig ausgeschaltet ist. Somit leitet der Transistor Q2 sofort im Anschluss an das Einschalten des Transistors Q1 höheren Strom. Es versteht sich, dass kein Kurvenbild maßstabsgetreu aufgezeichnet ist und dass sie lediglich als veranschaulichende Ausführungsformen des Schaltungsbetriebs verstanden werden sollten.
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3c veranschaulicht ein Kurvendiagramm, das einen ausführungsgemäßen Drain-Strom 330 durch den Transistor Q2 aufzeigt. Wie gezeigt wird, erhöht sich der Drain-Strom 330 des Transistors Q2, wenn der Transistor Q1 und der Transistor Q2 eingeschaltet werden. Während des Ausschaltbereichs 302 verringert sich der Drain-Strom 330 schnell, weil der Transistor Q1 nicht länger leitend ist und der Pfad zu Masse getrennt ist. Der Drain-Strom 330 verringert sich herunter bis auf etwa einen Strompegel 332. In verschiedenen Ausführungsformen wird der Strompegel 332 variieren, wird aber größer als null bleiben. Der Strompegel 332 kann gleich einem Strom sein, der durch den Transistor Q2 fließt, während er im linearen Bereich betrieben wird. Sobald der Transistor Q1 im Bereich 304 wieder eingeschaltet wird, beginnt sich der Drain-Strom 330 wieder zu erhöhen. Der Drain-Strom 330 kann sich innerhalb eines gewissen Bereichs in einer ungefähr linearen Weise. erhöhen
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4 veranschaulicht ein Kurvendiagramm, das ein ausführungsgemäßes Spannungskurvenbild der Drain-Spannung 442 des Transistors Q1 und die Drain-Spannung 440 des Transistors Q2 aufzeigt. Das obere Kurvenbild zeigt das periodische Einschalt- und Ausschalt-Verhalten auf, und das untere Kurvenbild zeigt eine erweiterte Ansicht des Ausschnitts 450. Während eines Einschaltbereichs 402 verringern sich die Drain-Spannungen 440 und 442, weil beide Transistoren Q1 und Q2 Strom zu einem Masseknoten leiten. Während eines Ausschaltbereichs 402 erhöhen sich die Drain-Spannungen 440 und 442, weil der Transistor Q1 ausschaltet und aufhört, Strom zu einem Masseknoten zu leiten. Gemäß der gezeigten Ausführungsform erhöht sich die Drain-Spannung 442 des Transistors Q1 auf etwa 800 Volt und bleibt dann etwa konstant. Zeitgleich erhöht sich die Drain-Spannung 440 des Transistors Q2 über 800 V auf ein Maximum von etwa 1100 Volt, wie gezeigt wird.
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Weil der Drain des Transistors Q1 mit der Source des Transistors Q2 verbunden ist, wie unter Bezugnahme auf die 1–2 beschrieben wurde, wird eine maximale Drain-Source-Spannung über dem Transistor Q2 die Differenz zwischen der Drain-Spannung 440 des Transistors Q2 und der Drain-Spannung 442 des Transistors Q1 sein. In der gezeigten Ausführungsform ist die Drain-Source-Spannung über dem Transistor Q2 etwa 300 Volt. Demzufolge kann ein Transistor, der eine Sperrspannungsspezifikation von wenigstens etwa 300 Volt aufweist, als Transistor Q2 ausgewählt werden. Auch der Transistor Q1 hält eine Drain-Source-Spannung, die etwa gleich der Drain-Spannung 442 des Transistors Q1 oder etwa 800 Volt ist. Demzufolge kann ein Transistor, der eine Sperrspannungsspezifikation von wenigstens etwa 800 Volt aufweist, als Transistor Q1 ausgewählt werden. Wie in 4 gezeigt wird und in Übereinstimmung mit einer Ausführungsform, sind die Drain-Source-Spannungen über den Transistoren Q1 und Q2 genau charakterisiert, prognostizierbar und verteilt.
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Mit Bezug auf eine ausführlichere, in 5 aufgezeigte Ausführungsform umfasst ein Spannungsversorgungssystem 500 alle die Elemente, wie unter Bezugnahme auf 2 beschrieben wurde, sowie zusätzliche Elemente. Wie gezeigt wird, ist der Knoten 202 am Gate des Transistors Q2 mit einem Hochspannungs-Bus 203 über den Widerstand R7 in Reihe mit dem Widerstand R5 verschaltet, und der Knoten 202 ist ebenfalls mit dem Knoten 201 am Drain des Transistors Q1 über eine Diode D17 verschaltet. Die parasitären Kapazitäten Q2Cds und Q1Cds von Drain zu Source werden über dem Drain und der Source des Transistors Q2 bzw. des Transistors Q1 gezeigt.
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Der Widerstand R5 und der Widerstand R7 laden in einer Ausführungsform den Kondensator C20 während des Anlaufens auf, wenn der Kondensator C20 voll entladen ist; dadurch wird sichergestellt, dass der Kondensator C20 anfangs auf eine ausreichende Spannung aufgeladen wird, um den Transistor Q2 einzuschalten. Gemäß verschiedenen Ausführungsformen sind die Widerstände R5 und R7 groß, können einen Gesamtwiderstand im Megaohm-Bereich aufweisen, und können einen Gesamtwiderstand von etwa 4 Megaohm aufweisen. In einer alternativen Ausführungsform kann ein einzelner Widerstand, der zwischen VBUS und dem Gate des Transistors Q2 verschaltet ist, verwendet werden, falls die Einstufung des einzelnen Widerstands ausreicht, um die hohen Spannungen des Systems auszuhalten. In anderen Ausführungsformen kann die Anzahl von in Reihe verschalteten Widerständen von den Spannungseinstufungen der jeweils verwendeten Widerstände abhängen.
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Die Diode D17 ist eine Schutzdiode, die hilft, eine Vorspannung am Gate des Transistors Q2 zu halten. Mit Bezug auf eine Hochspannungsausführungsform können Streukapazitäten innerhalb der Schaltung des Spannungsversorgungssystems 500 geringe Spannungsschwankungen während der Einschalt- und Ausschalt-Übergangszeiten bewirken. Weil eine kleine Streukapazität an einem Hochspannungsknoten von etwa 800 Volt, wie zum Beispiel dem Knoten 201, Schwankungen sogar von etwa 10 Volt bewirken kann, wird gemäß einer Ausführungsform die Diode D17 verhindern, dass sich während Einschalt- und Ausschaltübergängen eine negative Spannung über dem Gate und der Source des Transistors Q2 entwickelt. In einer besonderen Ausführungsform schaltet die Gate- und Source-Referenzspannung des Transistors Q2 von Masse, wenn der Transistor Q1 leitend ist, auf etwa die Spannung des Hochspannungs-Busses 203, wenn der Transistor Q1 nicht leitend ist. Die Diode D17 kann verhindern, dass eine Streukapazität innerhalb der Schaltung bewirkt, dass die Gate-Source-Spannung des Transistors Q2 bei Vorhandensein großer Spannungshübe negativ ist. Die Kondensatoren Q1Cds und Q2Cds stellen die parasitäre Drain-Source-Kapazität der Transistoren Q1 und Q2 dar.
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Unter Bezugnahme auf eine in 6 aufgezeigte Ausführungsform kann das Spannungsversorgungssystem 600 mehr als zwei Transistoren aufweisen. Wie gezeigt wird, kann eine Schaltung, wie sie vorher beschrieben wurde und die hauptsächlich den Transistor Q2, den Widerstand R11, den Kondensator C20 und die Diode D10 enthält, mehrmals repliziert werden. In der gezeigten Ausführungsform behält jede Schaltungswiederholung konsistente Komponentennummern mit dem Zusatz eines Suffix ‚a’, ,b’ oder ,c’. Der von der Spannungsquelle V3 gesteuerte Transistor Q1 wird mit einer Source des letzten Transistors Q2c wie gezeigt verbunden. Die Dioden D10a–c verschalten jetzt die Widerstände R11a–c mit den entsprechenden Referenzknoten Vref_a–c. In einer Ausführungsform weist die Spannung VBUS eine Spannung auf, die größer als eine Spannung am Knoten Vref_a ist, die größer als eine Spannung am Knoten Vref_b ist, die größer als eine Spannung an Vref_c ist. Es versteht sich, dass größere oder weniger Transistoren und die zugehörige aufgezeigte Schaltungsanordnung in verschiedenen Ausführungsformen verwendet werden könnten und innerhalb des Schutzbereichs dieser Offenbarung bleiben.
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7 zeigt ein Spannungsversorgungssystem 700 gemäß einer Ausführungsform auf, das die p-Typ Transistoren Q1 und Q2 verwendet. Wie unter Bezugnahme auf die vorigen Figuren beschrieben wurde, kann das Spannungsversorgungssystem 700 auf eine ähnliche Art und Weise betrieben werden, mit der Ausnahme, dass verschiedene Polaritäten im Allgemeinen umgekehrt sind. Gemäß der gezeigten Ausführungsform sind der Transistor Q2 und der Transistor Q1 PFETs die Spannungsquelle –V3, die Spannungsquelle –V2 und die Spannungsquelle –VBUS sind negative Quellen und die Dioden D10, D16, D17 und Dout liegen in Sperrrichtung. Wie gezeigt wird, ist die Source des Transistors Q1 mit Masse verschaltet und alle Referenzspannungen sind negativ. In alternativen Ausführungsformen kann Q1 auf einen ersten Knoten, der nicht Masse ist, bezogen sein, in diesem Fall sind die Referenzspannungsquellen dazu ausgebildet, Spannungen auszugeben, die kleiner als die Spannung am ersten Knoten sind.
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Gemäß einer in 8a aufgezeigten Ausführungsform können der Transistor Q2 und der Transistor Q1 des Spannungsversorgungssystems 800 unter Verwendung von JFETs umgesetzt werden. In der gezeigten Ausführungsform kann das Spannungsversorgungssystem 800 im Vergleich zu anderen vorher unter Bezugnahme auf die 1–7 beschriebenen Ausführungsformen vereinfacht werden. Namentlich der Widerstand R11 verschaltet möglicherweise das Gate des Transistors Q2 am Knoten 202 direkt mit der Source des Transistors Q2 am Knoten 201, was in verschiedenen Ausführungsformen die Notwendigkeit aufhebt, dass eine Referenzversorgungsspannung und Diode, eine Schutzdiode und Kondensator mit dem Knoten 202 verschaltet werden. In einer Ausführungsform kann die Spannungsquelle V3 ein negatives Steuerspannungssignal versorgen. In anderen Ausführungsformen kann eine schnelle Zenerdiode als eine Schutzdiode am Gate des Transistors Q2 verwendet werden.
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In einer anderen Ausführungsform, wie in 8b aufgezeigt wird, kann der Transistor Q1 unter Verwendung eines Schalttransistors umgesetzt werden, wie zum Beispiel eines MOSFET, während der Transistor Q2 unter Verwendung eines selbstleitenden Transistors umgesetzt wird, wie zum Beispiel eines JFET. In alternativen Ausführungsformen können selbstleitende Transistoren zum Beispiel auch Galliumnitrid-(GaN-)Transistoren, SiC-JFET oder Verarmungstyp-Silizium-MOSFET-Transistoren, wie zum Beispiel ein Verarmungstyp-NMOS-Bauelement, aufweisen. Die Schalttransistoren können auch zum Beispiel Anreicherungstyp-MOS-Bauelemente, NMOS-Bauelemente, PMOS-Bauelemente, BJTs oder IGBTs aufweisen. Die Spannungsquelle V3 kann gemäß verschiedenen Ausführungsformen eine positive oder negative Steuerspannung für den Transistor Q1 bereitstellen. Der Transistor Q2 kann ein Siliziumcarbid-Typ (SiC) JFET sein und eine hohe Sperrspannungseinstufung aufweisen. In einer Ausführungsform stellen der Widerstand R11 und die Diode D10 dem Gate und der Source des Transistors Q2 ein Spannungssignal bereit, um den Transistor Q2 während verschiedener Betriebsarten in einem leitenden Zustand zu halten.
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9 zeigt ein ausführungsgemäßes System 900 zum Aufladen einer Batterie eines Elektrofahrzeugs auf. Gemäß den vorher in den 1–8 beschriebenen Ausführungsformen ist das Spannungsversorgungssystem 900 zwischen einer Spannungsversorgung 910 und einem Elektrofahrzeug 920 verbunden, um ein Hochspannungsbatterie-Aufladesystem zu bilden. In verschiedenen Ausführungsformen kann eine Spannungsversorgung 910 häusliche Aufladesysteme, Leistungsaufladestationen, Stromanschlüsse, Wechsel- oder Gleichstromversorgungen und irgendwelche Kombinationen daraus aufweisen. Als Elektrofahrzeug 920 kann irgendein Fahrzeugtyp bezeichnet werden, der eine wiederaufladbare Batterie umfasst. Es versteht sich weiterhin, dass dies bloß eine ausführungsgemäße Verwendung ist und dass das Spannungsversorgungssystem 900 in irgendein Spannungsversorgungssystem für jeden Anwendungstyp, der für ein System und Verfahren zum Betreiben eines Transistors maßgeblich ist, eingebaut werden kann.
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10 veranschaulicht ein Betriebsverfahren 1000 gemäß einer Ausführungsform zum Verwenden eines ersten Transistors Q1, der einen mit einer ersten Referenzspannung verschalteten Referenzanschluss und einen Steueranschluss, der dazu ausgebildet ist, mit einem Schaltsteuersignal verschaltet zu werden, aufweist, und eines zweiten Transistors Q2, der einen mit einem Ausgangsanschluss des ersten Transistors Q1 verschalteten Referenzanschluss und einen Ausgangsanschluss, der dazu ausgebildet ist, mit einer Last verschaltet zu werden, aufweist. Das Betriebsverfahren 1000 beinhaltet den Schritt 1002, den ersten Transistor Q1 durch Anlegen eines Aktivierungssignals an den Steueranschluss des ersten Transistors Q1 einzuschalten. Der Schritt 1004 beinhaltet das Anlegen einer Einschaltspannung zwischen einem Steueranschluss des zweiten Transistors Q2 und dem Referenzanschluss des zweiten Transistors Q2, wobei die Einschaltspannung den zweiten Transistor Q2 in einen Ein-Zustand vorspannt. Der Schritt 1006 beinhaltet das Ausschalten des ersten Transistors Q1 durch Anlegen eines Deaktivierungssignals an den Steueranschluss des ersten Transistors Q1. Der Schritt 1008 beinhaltet das Abtasten der Einschaltspannung zwischen dem Steueranschluss des zweiten Transistors Q2 und dem Referenzanschluss des zweiten Transistors Q2. Der Schritt 1010 beinhaltet das Klemmen des Referenzanschlusses des zweiten Transistors Q2 auf eine dritte Referenzspannung, wenn eine Spannung am Ausgangsanschluss des zweiten Transistors Q2 die dritte Referenzspannung überschreitet.
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Gemäß einer Ausführungsform enthält eine Schaltung einen ersten Transistor und einen zweiten Transistor und eine Steuerschaltung. Der erste Transistor weist einen mit einem ersten Referenzknoten verbundenen Referenzanschluss und einen Steueranschluss auf, der dazu ausgebildet ist, mit einem Schaltsteuersignal verbunden zu werden, der zweite Transistor weist einen mit einem Ausgangsanschluss des ersten Transistors verbundenen Referenzanschluss und einen Ausgangsanschluss auf, der dazu ausgebildet ist, mit einer Last verbunden zu werden, und die Steuerschaltung ist mit einem Steueranschluss des zweiten Transistors und mit dem Referenzanschluss des zweiten Transistors verbunden. Die Steuerschaltung ist dazu ausgebildet einen zweiten Referenzknoten mit dem Steueranschluss des zweiten Transistors während einer ersten Betriebsart zu verbinden, eine massefreie Referenzspannung zwischen dem Steueranschluss des zweiten Transistors und dem Referenzanschluss des zweiten Transistors während einer zweiten Betriebsart und während einer dritten Betriebsart zu verschalten und einen dritten Referenzknoten mit dem Referenzanschluss des zweiten Transistors während der dritten Betriebsart zu verbinden. Der zweite Referenzknoten ist dazu ausgebildet, ein Spannungspotential aufzuweisen, das dazu betrieben werden kann, den zweiten Transistor einzuschalten, und die massefreie Referenzspannung kann dazu betrieben werden, den zweiten Transistor einzuschalten.
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In einer Ausführungsform ist der erste Referenzknoten ein Masseknoten, und eine Spannungsdifferenz zwischen dem dritten Referenzknoten und dem Masseknoten ist dazu ausgelegt, dass sie größer als eine Spannungsdifferenz zwischen dem zweiten Referenzknoten und dem Masseknoten ist. Der erste Transistor kann einen ersten n-Kanal MOSFET-Transistor aufweisen, und der zweite Transistor kann einen zweiten n-Kanal MOSFET-Transistor aufweisen.
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In einer Ausführungsform ist die Steuerschaltung weiterhin dazu ausgebildet, den zweiten n-Kanal MOSFET-Transistor während der zweiten und dritten Betriebsart in einem linearen Bereich vorzuspannen. In einigen Ausführungsformen enthält die Steuerschaltung einen Kondensator, der einen mit dem Steueranschluss des zweiten Transistors verschalteten ersten Anschluss und einen zwischen dem Referenzanschluss des zweiten Transistors und einem zweiten Anschluss des Kondensators verschalteten ersten Widerstand aufweist. Die Steuerschaltung kann weiterhin eine zwischen dem zweiten Referenzknoten und dem Steueranschluss des zweiten Transistors verschaltete erste Diode und eine zwischen dem zweiten Anschluss des Kondensators und dem dritten Referenzknoten verschaltete zweite Diode aufweisen. In einigen Ausführungsformen ist die Steuerschaltung weiterhin dazu ausgebildet, während der dritten Betriebsart einen Strompfad vom Referenzanschluss des zweiten Transistors zum zweiten Referenzknoten bereitzustellen. Die Schaltung enthält möglicherweise weiterhin einen Transformator, der eine zwischen dem dritten Referenzknoten und dem Ausgangsanschluss des zweiten Transistors verschaltete erste Wicklung aufweist.
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In einer Ausführungsform ist der erste Transistor während der ersten Betriebsart eingeschaltet, während der zweiten Betriebsart ist der erste Transistor ausgeschaltet und eine Spannung am Ausgangsanschluss des zweiten Transistors liegt unter einem ersten Schwellenwert und während der dritten Betriebsart ist der erste Transistor ausgeschaltet und eine Spannung am Ausgangsanschluss des zweiten Transistors liegt über dem ersten Schwellenwert.
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Gemäß einer anderen Ausführungsform beinhaltet ein Betriebsverfahren das Einschalten des ersten Transistors durch Anlegen eines Aktivierungssignals an einen Steueranschluss eines ersten Transistors, das Anlegen einer Einschaltspannung zwischen einem Steueranschluss eines zweiten Transistors und einem Referenzanschluss des zweiten Transistors, so dass die Einschaltspannung den zweiten Transistor in einen Ein-Zustand vorspannt, das Ausschalten des ersten Transistors durch Anlegen eines Deaktivierungssignals an den Steueranschluss des ersten Transistors, das Abtasten der Einschaltspannung zwischen dem Steueranschluss des zweiten Transistors und dem Referenzanschluss des zweiten Transistors und das Klemmen des Referenzanschlusses des zweiten Transistors auf eine dritte Referenzspannung, wenn eine Spannung am Ausgangsanschluss des zweiten Transistors die dritte Referenzspannung überschreitet. Der erste Transistor weist einen mit einer ersten Referenzspannung verschalteten Referenzanschluss und einen Steueranschluss auf, der dazu ausgebildet ist, mit einem Schaltsteuersignal verbunden zu werden. Der Referenzanschluss des zweiten Transistors ist mit einem Ausgangsanschluss des ersten Transistors verbunden, und ein Ausgangsanschluss des zweiten Transistors ist dazu ausgebildet, mit einer Last verbunden zu werden.
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In einer Ausführungsform beinhaltet das Klemmen weiterhin das Begrenzen von einem Strom durch den zweiten Transistor, wenn die Spannung am Ausgangsanschluss des zweiten Transistors die dritte Referenzspannung überschreitet. Das Klemmen kann weiterhin das Vorspannen einer zwischen der dritten Referenzspannung und dem Referenzanschluss des zweiten Transistors verschalteten Diode in Durchlassrichtung aufweisen, und das Begrenzen von einem Strom durch den zweiten Transistor kann das Begrenzen von Strom durch einen Widerstand, der zwischen dem Referenzanschluss des zweiten Transistors und der dritten Referenzspannung verschaltet ist, aufweisen.
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In einer Ausführungsform weist das Anlegen der Einschaltspannung weiterhin das Verschalten einer zweiten Referenzspannung mit dem Steueranschluss des zweiten Transistors auf, und das Abtasten der Einschaltspannung weist weiterhin das Trennen der zweiten Referenzspannung vom Steueranschluss des zweiten Transistors auf. Die Einschaltspannung kann an einem zwischen dem Steueranschluss des zweiten Transistors und dem Referenzanschluss des zweiten Transistors verschalteten Kondensator abgetastet werden. In einer Ausführungsform weist das Verschalten der zweiten Referenzspannung das Vorspannen einer zwischen der zweiten Referenzspannung und dem Steueranschluss des zweiten Transistors verschalteten Diode in Durchlassrichtung auf, und das Trennen der zweiten Referenzspannung weist das Vorspannen der zwischen der zweiten Referenzspannung und dem Steueranschluss des zweiten Transistors verschalteten Diode in Sperrrichtung auf. Das Verfahren kann auch das Ansteuern einer Wicklung eines Transformators mit dem Ausgangsanschluss des zweiten Transistors aufweisen.
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Gemäß einer weiteren Ausführungsform weist eine Schaltung einen ersten Transistor und einen zweiten Transistor auf. Der erste Transistor weist einen mit einem ersten Referenzknoten verschalteten Referenzanschluss und einen Steueranschluss auf, der dazu ausgebildet ist, mit einem Schaltsteuersignal verschaltet zu werden. Der zweite Transistor weist einen mit einem Ausgangsanschluss des ersten Transistors verschalteten Referenzanschluss und einen Ausgangsanschluss auf, der dazu ausgebildet ist, mit einem Lastanschluss verschaltet zu werden. Die Schaltung weist weiterhin einen ersten Kondensator, der einen mit einem Steueranschluss des zweiten Transistors verschalteten ersten Anschluss und einen mit dem Referenzanschluss des zweiten Transistors verschalteten zweiten Anschluss aufweist, eine erste Diode, die zwischen einem zweiten Referenzknoten und dem Steueranschluss des zweiten Transistors verschaltet ist, und eine zweite Diode auf, die zwischen einem dritten Referenzknoten und dem zweiten Anschluss des ersten Kondensators verschaltet ist.
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In einer Ausführungsform weist die Schaltung weiterhin einen Widerstand, der zwischen dem zweiten Anschluss des ersten Kondensators und dem Referenzanschluss des zweiten Transistors verschaltet ist auf. Die Schaltung kann weiterhin einen dritten Transistor, der zwischen dem Ausgangsanschluss des zweiten Transistors und dem Lastanschluss verschaltet ist, einen zweiten Kondensator, der einen mit einem Steueranschluss des dritten Transistors verschalteten ersten Anschluss und einen mit einem Referenzanschluss des dritten Transistors verschalteten zweiten Anschluss aufweist, eine vierte Diode, die zwischen dem zweiten Referenzknoten und dem Steueranschluss des dritten Transistors verschaltet ist, und eine fünfte Diode aufweisen, die zwischen einem vierten Referenzknoten und dem zweiten Anschluss des zweiten Kondensators verschaltet ist.
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In einer Ausführungsform enthält die Schaltung weiterhin einen Transformator, der einen ersten Anschluss einer Wicklung aufweist, der mit dem Ausgangsanschluss des zweiten Transistors verschaltet ist. In einigen Fällen kann ein zweiter Anschluss der ersten Wicklung mit dem dritten Referenzknoten verschaltet sein.
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In einer Ausführungsform weist der erste Transistor einen ersten MOSFET, und der zweite Transistor einen zweiten MOSFET auf. Die Schaltung kann weiterhin einen Widerstand aufweisen, der zwischen dem ersten Referenzanschluss des ersten Kondensators und dem dritten Referenzknoten und/oder einer dritten Diode, die zwischen dem Steueranschluss des zweiten Transistors und dem Referenzanschluss des zweiten Transistors verschaltet ist, verschaltet ist.
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Gemäß einer weiteren Ausführungsform weist eine Schaltung einen Schalttransistor, der einen mit einem ersten Referenzknoten verschalteten Referenzanschluss aufweist, einen Steueranschluss, der dazu ausgebildet ist, mit einem Schaltsteuersignal verschaltet zu werden, einen selbstleitenden Transistor, der einen mit einem Ausgangsanschluss des Schalttransistors verschalteten Referenzanschluss und einen Ausgangsanschluss, der dazu ausgebildet ist, mit einem Lastanschluss verschaltet zu werden, aufweist, einen ersten Widerstand, der einen mit einem Steueranschluss des selbstleitenden Transistors verschalteten ersten Anschluss und einen mit dem Referenzanschluss des selbstleitenden Transistors verschalteten zweiten Anschluss aufweist, und eine erste Diode auf, die zwischen einem zweiten Referenzknoten und dem Steueranschluss des selbstleitenden Transistors verschaltet ist. Der Schalttransistor kann einen MOSFET, und der selbstleitende Transistor kann einen JFET aufweisen.
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Zu den Vorteilen der verschiedenen Ausführungsformen zählt die Fähigkeit, Transistoren zu verwenden, die Sperrspannungen aufweisen, die kleiner als die maximale Spannung ist, die von einem Halbleiterschalter während des Betriebs gesehen wird. Indem Transistoren verwendet werden, die kleinere Sperrspannungen aufweisen, können die Größe und die Kosten eines Spannungsversorgungssystems reduziert werden. Weitere vorteilhafte Ausführungsformen, in denen während des Einschaltens und des Ausschaltens die Drain-Source-Spannungen von Schalttransistoren genau definiert sind, beinhalten die Fähigkeit, Transistoren zu verwenden, die nicht aufeinander abgestimmt sind. In einigen Ausführungsformen gestattet dies Flexibilität beim Systementwurf und kann im Vergleich zu anderen Systemen zu Kosteneinsparungen führen. Zu einem zusätzlichen Nutzen von verschiedenen Ausführungsformen zählt der reduzierte negative Einfluss von parasitären Transistorkapazitäten. In einigen Ausführungsformen reduziert eine Abgleichsschaltungsanordnungen parasitäre Kapazitäten und verbessert die Prognostizierbarkeit von transientem Schaltungsverhalten, was zu genauer definierten Anforderungen an Schaltungskomponenten führt.
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In Hinsicht auf weitere Vorteile bei Niedrigleistungs- und Hochspannungsanwendungen stellen verschiedene hierin beschriebene Ausführungsformen Lösungen zu geringen Kosten und mit hohem Wirkungsgrad bereit, die effiziente Alternativen zu einem Single-Switch Hochspannungs-IGBT sind. Zu verschiedenen Verbesserungen können eine reduzierte Leistungsaufnahme und höhere erreichbare Frequenzen zählen.
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Obwohl die vorliegenden Ausführungsformen und ihre Vorteile detailliert beschrieben worden sind, versteht es sich, dass verschiedene Änderungen, Substitutionen und Abwandlungen hieran vorgenommen werden können, ohne vom Gedanken und Schutzbereich der Erfindung, wie sie durch die beigefügten Ansprüche definiert werden, abzuweichen. Zum Beispiel können viele der oben erörterten Merkmale und Funktionen mit verschiedenen Schaltungselementen und Transistoren unterschiedlicher Bauelementetypen umgesetzt werden.
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Darüber hinaus ist nicht beabsichtigt, dass der Schutzbereich der vorliegenden Anmeldung auf die besonderen Ausführungsformen des Prozesses, der Maschine, der Herstellung und der Zusammensetzung von Grundstoffen, der Mittel, der Verfahren und Schritte, die in der Beschreibung dargestellt werden, eingeschränkt ist. Wie Durchschnittsfachleute ohne Weiteres anhand der Offenbarung der vorliegenden Erfindung verstehen werden, können Prozesse, Maschinen, Herstellung, Zusammensetzung von Grundstoffen, Mittel, Verfahren oder Schritte, die es bereits gibt oder die später entwickelt werden, die im Wesentlichen die gleiche Funktion bereitstellen oder die im Wesentlichen das gleiche Ergebnis wie die hier beschriebenen entsprechenden Ausführungsformen erzielen, gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet werden. Dementsprechend sind die beigefügten Ansprüche dazu bestimmt, in ihren Schutzbereich derartige Prozesse, Maschinen, Herstellung, Zusammensetzung von Grundstoffen, Mittel, Verfahren oder Schritte einzuschließen.
