DE102014113667A1 - Spannungswandler - Google Patents

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Abstract

Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung betreffen einen Spannungswandler und ein Verfahren zum Betrieb des Spannungswandlers. Gemäß einer Ausgestaltung der Erfindung weist der Spannungswandler einen Primärzweig auf, der dazu ausgebildet ist, aus einer Eingangs-DC-Spannung eine pulsmodulierte Spannung oder einen pulsmodulierten Strom zu erzeugen, eine Transformatoranordnung mit m ≥ 1 Primärwicklungen und n ≥ 2 Sekundärwicklungen, die induktiv miteinander gekoppelt sind, wobei die m Primärwicklungen an den Primärzweig angeschlossen sind, und einen Sekundärzweig, der dazu ausgebildet ist, eine gepulste DC-Spannung auszugeben; wobei der Sekundärzweig n Kondensatoren enthält, die in Reihe geschaltet sind, sowie n sekundäre steuerbare Halbleiterschalter; und wobei jede der n Sekundärwicklungen über wenigstens einen der sekundären steuerbaren Halbleiterschalter an wenigstens einen der Kondensatoren angeschlossen ist.

Description

  • Schenkel voneinander separiert. Die Schalter 17–20, die den gleichgerichteten Strom zu einem AC-Strom ohne DC-Pegel entfalten (engl.: "unfolded"), werden so gesteuert, dass in jeder Richtung eine Spannung oder ein Strom über der bzw. durch die Last angelegt werden kann, wobei die Schalter in einem Zweig niemals zur selben Zeit geschlossen sind.
  • Der in 1 dargestellte bidirektionale Flyback-Konverter kann die Basis für einen Solar-Mikroinverter mit Blindleistungsfähigkeit bilden. Beispielsweise wurde der Sekundärzweig des Flyback-Konverters modifiziert, um den negativen Strom absorbieren zu können, indem die gleichrichtende Diode durch Hochspannungs-MOSFETs 13 und 14 ersetzt wurde. Die Sekundärwicklung, wurde gesplittet in zwei Wicklungen, die die Ausgangsspannung durch zwei teilen, was beispielsweise die Verwendung von zwei MOSFETs der Spannungsklasse 650 V als Synchrongleichrichter in einem 1200 V-Sekundärzweig ermöglicht. Der Schalter 11 und der Klemm-Kondensator 12 bilden mit der Streuinduktivität des Transformators 1 ein aktives Klemm-Netzwerk, das für den Schalter 7 ein Schalten im Nulldurchgang (ZVS) beim Einschalten bereitstellt.
  • Bei dem vorliegenden Beispiel arbeitet ZVS wie folgt. Jedes Mal beim Öffnen des Schalters 7 wird die Energie in der Transformator-Streuinduktivität in dem Kondensator gespeichert, der eine Spannung speichert, die größer ist als diejenige in der Wicklung 4. Jedes Mal bevor der Schalter 7 eingeschaltet wird, wird zuerst der Schalter 11 für eine kurze Zeitdauer eingeschaltet, und die Spannung in dem Kondensator 12 zuzüglich der Eingangsspannung wird an die Wicklung 4 angelegt. Die Differenz zwischen dieser angelegten Spannung und der reflektierten Spannung in Wicklung 4 wird dann an die Streuinduktivität angelegt. Dann fließt ein Strom durch die Streuinduktivität mit Richtung in die Wicklung 4. Der Schalter 11 wird dann abgeschaltet und der in der Streuinduktivität fließende Strom entlädt die Ausgangsladung (Qoss) des Schalters 7, was die Spannung zwischen dem Schalter 7 und der Primärwicklung 4 dazu zwingt,
  • Spannungswandler
  • TECHNISCHES GEBIET
  • Die Offenbarung betrifft einen Spannungswandler, insbesondere einen bidirektionalen Spannungswandler.
  • HINTERGRUND
  • Ein Flyback-Konverter wird sowohl zur Wandlung von Wechselstrom (AC) zu Gleichstrom (DC) als auch von DC zu DC mit einer galvanischen Trennung zwischen Eingang und Ausgang eingesetzt. Die galvanische Trennung und die Spannungswandlung werden durch einen Transformator erreicht, dessen Primärwicklung abwechselnd mit einer Eingangsspannungsquelle verbunden und von dieser getrennt wird und dessen Sekundärwicklung einem Ausgangskondensator über eine gleichrichtende Diode eine Ausgangsspannung zuführt. Bei einem im Betrieb befindlichen Flyback-Konverter gibt es zwei Zustände. In einem eingeschalteten Zustand wird die Energie von einer Eingangsspannungsquelle an den Transformator übertragen und der Ausgangskondensator versorgt eine Ausgangslast mit Energie. In einem ausgeschalteten Zustand wird die Energie von dem Transformator an die Ausgangskondensatorlast und die Ausgangslast übertragen. Ein gewöhnlicher Flyback-Konverter, wie er oben beschrieben wurde, kann wegen der Ausgangsdiode, die den Strom in einer Richtung sperrt, eine Blindleistung bereitstellen, d.h. positive Spannung mit negativem Strom oder negative Spannung mit positivem Strom.
  • Ein bidirektionaler Flyback-Konverter kann Blindleistung bereitstellen, da die (Hochspannungs-)Diode durch einen (Hochspannungs-)Schalter ersetzt ist, der einen Stromfluss in beiden Richtungen zulässt. Bei bidirektionalen Flyback-Konvertern werden üblicherweise Metalloxidhalbleiterfeldeffekttransistoren (MOSFET) als Hochspannungsschalter eingesetzt. Allerdings weisen die Hochspannungs-MOSFETs Einschaltwiderstände auf, die höher sind als diejenigen von Niederspannungs-MOSFETs, und die maximale Spannung für Hochspannungs-MOSFETs beträgt 1000 Volt (V). Daher besteht ein Bedarf an einem verbesserten bidirektionalen Hochspannungs-Flyback-Konverter mit MOSFETs.
  • ÜBERBLICK ÜBER DIE ERFINDUNG
  • Ein Spannungswandler gemäß einer Ausgestaltung der Erfindung weist einen Primärzweig auf, der dazu ausgebildet ist, aus einer Eingangs-DC-Spannung eine pulsmodulierte Spannung zu erzeugen; eine Transformatoranordnung m≥1 Primärwicklungen und n≥2 Sekundärwicklungen, die induktiv miteinander gekoppelt sind, wobei die m Primärwicklungen an den Primärzweig angeschlossen sind; und einen Sekundärzweig, der dazu ausgebildet ist, eine gepulste DC-Spannung auszugeben; wobei der Sekundärzweig n Kondensatoren enthält, die in Reihe geschaltet sind, sowie n sekundäre steuerbare Halbleiterschalter; und wobei jede der n Sekundärwicklungen über wenigstens einen der sekundären steuerbaren Halbleiterschalter an wenigstens einen der Kondensatoren angeschlossen ist.
  • Andere Systeme, Verfahren, Merkmale und Vorteile sind oder werden für den Fachmann bei der Betrachtung der nachfolgenden Figuren und der ausführlichen Beschreibung offenkundig. Es ist beabsichtigt, dass sämtliche in dieser Beschreibung enthaltenen zusätzlichen Systeme, Verfahren, Merkmale und Vorteile im Bereich der Erfindung liegen und durch die nachfolgenden Ansprüche geschützt sind.
  • KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
  • Das System kann unter Bezugnahme auf die nachfolgenden Zeichnungen und die Beschreibung besser verstanden werden. Die Elemente in den Figuren sind nicht notwendigerweise maßstäblich, vielmehr wurde Wert darauf gelegt, die Prinzipien der Erfindung zu veranschaulichen. Weiterhin bezeichnen in den Figuren gleiche Bezugszeichen in den verschiedenen Ansichten durchweg entsprechende Teile.
  • 1 ist ein Schaltbild eines bidirektionalen Flyback-Schaltwandlers mit Blindleistungsfähigkeit, der Halbleiterschalter wird mit niedrigerer Spannung verwendet;
  • 2 ist ein Schaltbild eines bidirektionalen Flyback-Schaltwandlers gemäß 1 mit zusätzlichen weich abkommutierenden Netzwerken;
  • 3 ist ein Diagramm, das einen Primärstrom, einen Sekundärstrom und einen weichen Kommutierungsstrom über der Zeit darstellt;
  • 4 ist eine alternative Transformatorstruktur mit zwei Transformatoren, deren Primärwicklungen in Reihe geschaltet sind; und
  • 5 ist eine alternative Transformatorstruktur mit zwei Transformatoren, deren Primärwicklungen parallel geschaltet sind.
  • AUSFÜHRLCHE BESCHREIBUNG ERLÄUTERNDER AUSFÜHRUNGSBEISPIELE
  • Ein bidirektionaler Flyback-Schaltwandler mit Blindleistungsfähigkeit gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung ist schematisch in 1 dargestellt. Der Wandler gemäß 1 enthält einen Transformator 1 mit einer Primärseite, die einen Teil eines Primärzweigs bildet, sowie eine Sekundärseite, die einen Teil eines Sekundärzweigs 3 bildet. Die Primärseite weist eine Primärwicklung 4 auf, und die Sekundärseite weist zwei Sekundärwicklungen 5 und 6 auf. Weiterhin enthält der Primärzweig 2 einen steuerbaren Schalter 7, bei dem vorliegenden Beispiel ein MOSFET vom N-Leitungstyp für den Verarmungsbetrieb (NMOSFET), einen Kondensator 8 und einen Steuerschaltkreis 9 zur Steuerung des Schalters 7. Der Schalter 7 und die Primärwicklung 4 sind in Reihe geschaltet und die Reihenschaltung ist zu dem Kondensator 8 parallel geschaltet. Bei dem vorliegenden Beispiel transformiert der Kondensator 8 einen von einer DC-Stromquelle 10, beispielsweise einem Photovoltaikelement, bereitgestellten Strom in eine DC-Spannung, so dass die DC-Stromquelle 10 und der Kondensator eine DC-Spannungsquelle bilden. Diese DC-Spannung wird durch den Schalter 7 zerhackt und der Primärwicklung 4 zugeführt.
  • Der Primärzweig 2 enthält weiterhin einen Schalter 11, z.B. einen NMOSFET, der durch einen Steuerschaltkreis 9 gesteuert wird, und einen Kondensator 12, die in Reihe geschaltet und als Reihenschaltung parallel zu der Primärwicklung 4 des Transformators 1 geschaltet sind. Wenn der Schalter 7 ausgeschaltet ist, ist der Schalter 11 eingeschaltet. Die Leckenergie wird über den Schalter 11 an den Kondensator 12 übertragen und die Spannung über den Schalter 12 wird dazu verwendet, den Transformator 1 zurückzusetzen. Dadurch wird die Spannung über dem Schalter 7 geklemmt.
  • Der Sekundärzweig 3 enthält außer den beiden Sekundärwicklungen 5 und 6 zwei Schalter 13 und 14, z.B. durch den Steuerschaltkreis 9 gesteuerte NMOSFETs, von denen jeder zu einer der Sekundärwicklungen 5 und 6 in Reihe geschaltet ist. Der Sekundärzweig 3 enthält außerdem zwei in Reihe geschaltete Kondensatoren 15 und 16. Der Kondensator 15 ist zu der Reihenschaltung des Schalters 13 und der Sekundärwicklung 5 parallel geschaltet, und der Kondensator 16 ist zu der Reihenschaltung des Schalters 13 und der Sekundärwicklung 6 parallel geschaltet. Der Schalter 7 wird so gesteuert, dass er eine Sinus-Pulsweitenmodulation bereitstellt, um in den Sekundärwicklungen 5 und 6 und den zugehörigen Schaltern 13 und 14 gleichgerichtete sinusförmige 50 Hz-(oder 60 Hz-)-Ströme zu erzeugen. 1 zeigt oberhalb der Wicklung 5 ein Spannung-Zeit-Diagramm des gleichgerichteten sinusförmigen Stroms auf der Sekundärseite. Jedes Mal, wenn der Schalter 7 eingeschaltet ist, sind die Schalter 13 und 14 ausgeschaltet, und umgekehrt. Die Schalter 13 und 14 arbeiten als aktive Dioden mit reduzierten Leitungsverlusten. Die Kondensatoren 15 und 16 besitzen eine ausreichend geringe Kapazität, so dass die Form der Ströme nicht verzerrt wird. Die Zielsetzung besteht darin, die hochfrequenten Trägerstrompulse abzuleiten und den Strom auf seine vorgesehene Frequenz zu glätten: 50 Hz oder 60 Hz. Der Schalter 11 bildet zusammen mit dem Kondensator 12 und der Streuinduktivität des Transformators 1 ein weich schaltendes Netzwerk, um ein weiches Schalten (Nullspannungsschalten) des Schalters 7 (verlustfreies Einschalten) zu unterstützen.
  • Zur Bereitstellung einer DC-AC-Wandlung wird die gepulste DC-Spannung über der Reihenschaltung der Kondensatoren 15 und 16 durch eine schaltende H-Brücke entfaltet (engl.: "unfolded"), die die Pulse abwechselnd invertiert und nicht-invertiert ausgibt. Die H-Brücke enthält vier Schalter 17–20, z.B. NMOSFETs, die durch den Steuerschaltkreis 9 gesteuert werden, in Brückenkonfiguration mit einem der Schalter 17–20 in jedem Schenkel der H-Struktur. Eine Brückenstruktur ist eine Art von elektrischem Schaltkreis, in dem zwei zueinander parallele Schaltungszweige "gebrückt" werden durch einen dritten Zweig, z.B. eine Last, die zwischen die beiden ersten Zweige an irgendeinem Abgriff entlang der Zweige geschaltet ist, wobei der Abgriff je Zweig zwei Schenkel voneinander separiert. Die Schalter 17–20, die den gleichgerichteten Strom zu einem AC-Strom ohne DC-Pegel entfalten (engl.: "unfolded"), werden so gesteuert, dass in jeder Richtung eine Spannung oder ein Strom über der bzw. durch die Last angelegt werden kann, wobei die Schalter in einem Zweig niemals zur selben Zeit geschlossen sind.
  • Der in 1 dargestellte bidirektionale Flyback-Konverter kann die Basis für einen Solar-Mikroinverter mit Blindleistungsfähigkeit bilden. Beispielsweise wurde der Sekundärzweig des Flyback-Konverters modifiziert, um den negativen Strom absorbieren zu können, indem die gleichrichtende Diode durch Hochspannungs-MOSFETs 13 und 14 ersetzt wurde. Die Sekundärwicklung, wurde gesplittet in zwei Wicklungen, die die Ausgangsspannung durch zwei teilen, was beispielsweise die Verwendung von zwei MOSFETs der Spannungsklasse 650 V als Synchrongleichrichter in einem 1200 V-Sekundärzweig ermöglicht. Der Schalter 11 und der Klemm-Kondensator 12 bilden mit der Streuinduktivität des Transformators 1 ein aktives Klemm-Netzwerk, das für den Schalter 7 ein Schalten im Nulldurchgang (ZVS) beim Einschalten bereitstellt.
  • Bei dem vorliegenden Beispiel arbeitet ZVS wie folgt. Jedes Mal beim Öffnen des Schalters 7 wird die Energie in der Transformator-Streuinduktivität in dem Kondensator gespeichert, der eine Spannung speichert, die größer ist als diejenige in der Wicklung 4. Jedes Mal bevor der Schalter 7 eingeschaltet wird, wird zuerst der Schalter 11 für eine kurze Zeitdauer eingeschaltet, und die Spannung in dem Kondensator 11 zuzüglich der Eingangsspannung wird an die Wicklung 4 angelegt. Die Differenz zwischen dieser angelegten Spannung und der reflektierten Spannung in Wicklung 4 wird dann an die Streuinduktivität angelegt. Dann fließt ein Strom durch die Streuinduktivität mit Richtung in die Wicklung 4. Der Schalter 11 wird dann abgeschaltet und der in der Streuinduktivität fließende Strom entlädt die Ausgangsladung (Qoss) des Schalters 7, was die Spannung zwischen dem Schalter 7 und der Primärwicklung 4 dazu zwingt, sich in Richtung Null zu bewegen. Sobald die Drainspannung gleich Null ist, wird der Schalter 7 durch Schalten im Nulldurchgang eingeschaltet.
  • nungs-MOSFETs jedes Mal, wenn der Schalter 7 eingeschaltet wird, einer harten Kommutierung ihrer Bodydioden ausgesetzt sein, was bei hohen Frequenzen die Zerstörung dieser Bauelemente verursachen kann.
  • Das vorangehend in Verbindung mit 2 beschriebene weich abkommutierende Netzwerk überwindet die oben erwähnten Probleme. Die Drossel 21 dient hier zwei Zwecken. Sie stellt ZVS für den Schalter 7 ebenso wie in der aktiven Klemm-Topologie mit dem Schalter 11 und dem Kondensator 12 bereit und unterstützt das weiche Kommutieren der Bodydioden der Hochspannungs-MOSFETs. Während der weichen Kommutierung der Bodydioden wird der zusätzliche Strom, der erforderlich ist, ihr Qrr wieder herzustellen und die Qoss der Hochspannungs-MOSFETs zu laden, in der Drossel 21 getrappt. Die Dioden 23a und 23c stellen zusammen mit den Kondensatoren 24a und 24b durch den Transformator 1 einen Pfad bzw. einen Speicher für die in der Drossel 21 getrappte Energie dar. Indem der Schalter 7 öffnet, wird die mit Qrr und Qoss verbundene, nun in den Kondensatoren 24a und 24b gespeicherte Energie, bevor die Hochspannungs-MOSFETs leiten, durch die Dioden 25a und 25b an den Ausgang zurückgesandt. Während des Blindleistungs-Verarbeitungsmodus bieten die Drosseln 22a und 22b für die Schalter 13 und 14 ein Einschalten beim Nullstrom.
  • Wie oben erläutert wurde, enthält der in 2 dargestellte Mikroinverter einen bidirektionalen Flyback-Konverter mit einem Spannungsklemmnetz-werk (Schalter 11, Klemmkondensator 12 und -drossel 21, um für den Schalter 7 ZVS bereitzustellen. Die Sekundärseite des Konverters kann zwei (oder mehr) identische Sekundärwicklungsschaltkreise (weich abkommutierende Netzwerke) enthalten, die durch Schalter 13 und 14 in Reihe geschaltet werden können, welche entweder als synchrone Gleichrichterschalter arbeiten, wenn sie Wirkleistung verarbeiten, oder als Steuerschalter, wenn sie Blindleistung verarbeiten, wenn der Schalter 7 als Synchrongleichrichter arbeitet. Die Sekundärwicklungsschaltkreise sind in Reihe geschaltet, so dass sie z.B. zu der Netz-Hochspannung passen und dennoch MOSFETs mit niedrigerer Spannung (650 V) verwenden als anderenfalls im Fall einer einzigen Ausgangsstufe, z.B. einem 1200 V-Schalter, erforderlich wäre. Die weich abkommutierenden Netzwerke glätten die Kommutierung der Bodydioden der Hochspannungs-MOS-FETs und vermeiden deren Zerstörung. Die mit dieser weichen Abkommutierung (verbunden mit Qrr und Qoss der Hochspannungs-MOSFETs) verbundene Energie, die ursprünglich in der Drossel 21 getrappt war, wird zurückgewonnen und in den Kondensatoren 24a und 24b gespeichert und dann, sobald der Schalter 7 öffnet, an den Ausgang geschickt.
  • 3 zeigt Simulationsergebnisse als Strom I über der Zeit t für den Primärstrom Ip und den Sekundärstrom Is des Transformators, wobei der mit Qrr und Qoss der Hochspannungs-MOSFETs verbundene Strom, d.h. der glatte Kommutierungsstrom Scc, hervorgehoben ist.
  • Die 4 und 5 veranschaulichen transformierende Schaltkreise, die den Transformator 1 ersetzen können. Bei dem in 4 gezeigten Schaltkreis werden zwei Transformatoren 26 und 27 eingesetzt, von denen jeder eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung aufweist, wobei die Primärwicklungen der Transformatoren 26 und 27 in Reihe geschaltet sind. Bei dem in 5 gezeigten Schaltkreis sind die Primärwicklungen zweier Transformatoren 26 und 27 parallel geschaltet. Allerdings kann jede andere Konstellation mit unterschiedlichen Anzahlen von Transformatoren, verschiedenen Anzahlen von Primärwicklungen, verschiedenen Anzahlen von Sekundärwicklungen und verschiedenen Verbindungsstrukturen ebenso eingesetzt werden.
  • Die oben erläuterten Wandler könnten sowohl für AC-DC- als auch zur DC-DC-Leistungswandlung eingesetzt werden. Sie sind geeignet für Anwendungen im Niederleistungs- ebenso wie im Hochleistungsbereich. Jeder Schalter-, Drossel-, Dioden- oder Kondensator-Bauelement kann durch eine Anzahl entsprechender Bauelemente, die parallel oder in Reihe geschaltet sein können, ersetzt werden. Die primäre und sekundäre Steuerung kann voneinander unabhängig sein, oder voneinander abhängen, z.B. durch eine Vielzahl von Controllern oder nur einem einzigen Controller (wie gezeigt) ausgeführt werden. In den oben beschriebenen Beispielen stellt der Steuerschaltkreis 9 Steuersignale für sämtliche Schalter bereit. Die Schalter 7, 13 und 14 können wie bei herkömmlichen bidirektionalen Flyback-Konvertern gesteuert werden, und die Schalter 17–20 können wie in herkömmlichen H-Brückenschaltkreisen gesteuert werden.
  • Anstelle von MOSFETs, die auf einem Siliziummaterial basieren, können Transistoren eingesetzt werden, die auf einem Material mit großer Bandlücke wie z.B. Galliumnitrid, Siliziumkarbid, Zinkoxid oder jedem anderen geeigneten Material basieren.
  • Unter nochmaliger Bezugnahme auf 1 kann der gezeigte Wandler einfach als DC/DC-Wandler betrieben werden, indem die Entfaltungsbrücke (engl.: "unfolding bridge"; Schalter 17–20) weggelassen und die betreffenden Terminals der Kondensatoren 15 und 16 zum Anschluss einer DC-Last (oder einer Hochspannungsbatterie) verwendet werden. Für DC/DC-Aufwärtswandler könnte die Eingangsquelle 10 eine DC-Stromquelle sein wie beispielsweise ein Photovoltaikpanel, oder Spannungsquellen wie beispielsweise eine Batterie oder Batteriebänke oder Brennstoffzellen.
  • Bei DC/DC-Wandlerapplikationen sind die Ausgangskondensatoren 15 und 16 größer als diejenigen des oben dargelegten Mikroinverters, so dass sie am Ausgang eine Konstantspannungsquelle mit geringer Welligkeit besitzen, wohingegen bei der Mikroinverteranwendung der Zweck derartiger Kondensatoren darin besteht, den Hochfrequenzstrom vom Ausgang, der lediglich den 50 Hz- oder 60 Hz-Strom empfangen würde, abzutrennen. Außerdem sind andere Wandlungen und Alternativen ebenso möglich. Wie dem Fachmann einleuchten wird, können den oben erörterten besonderen Schaltkreisausgestaltungen andere Schaltkreiselemente hinzugefügt oder als Substituenten verwendet werden, beispielsweise andere Arten von Schaltmitteln, andere Arten von Steuereinheiten, etc. Weiterhin kann die Erfindung in einem großen Bereich unterschiedlicher Anwendungen eingesetzt werden.
  • Indem verschiedene Ausführungsbeispiele der Erfindung beschrieben wurden, wird es dem Fachmann offensichtlich sein, dass im Bereich der Erfindung viele weitere Ausgestaltungen und Implementierungen möglich sind. Demgemäß ist die Erfindung ausgenommen im Licht der beigefügten Ansprüche und deren Äquivalente nicht zu beschränken.

Claims (18)

  1. Ein Spannungswandler, der aufweist: einen Primärzweig, der dazu ausgebildet ist, aus einer Eingangs-Gleichspannung eine pulsmodulierte Spannung oder einen pulsmodulierten Strom zu erzeugen; eine Transformatoranordnung m ≥ 1 Primärwicklungen und n ≥ 2 Sekundärwicklungen, die induktiv miteinander gekoppelt sind, wobei die m Primärwicklungen an den Primärzweig angeschlossen sind; und einen Sekundärzweig, der dazu ausgebildet ist, eine gepulste Gleichspannung oder einen gepulsten Gleichstrom auszugeben; wobei der Sekundärzweig n Kondensatoren enthält, die in Reihe geschaltet sind, sowie n sekundäre steuerbare Halbleiterschalter; und wobei jede der n Sekundärwicklungen über wenigstens einen der sekundären steuerbaren Halbleiterschalter an wenigstens einen der Kondensatoren angeschlossen ist.
  2. Spannungswandler nach Anspruch 1, bei dem die Transformatoranordnung einen Transformator mit m Primärwicklungen und n Sekundärwicklungen aufweist.
  3. Spannungswandler nach Anspruch 1, bei dem die Transformatoranordnung m Transformatoren aufweist, von denen jeder eine Primärwicklung und eine Sekundärwicklung aufweist.
  4. Spannungswandler nach Anspruch 1, bei dem die m Primärwicklungen in Reihe oder parallel oder teilweise in Reihe und teilweise parallel geschaltet sind.
  5. Spannungswandler nach Anspruch 1, bei dem wenigstens einer der steuerbaren Halbleiterschalter ein Metalloxid-Halbleiterfeldeffekttransistor (MOSFET) ist, oder ein Transistor, der ein Material mit großer Bandlücke verwendet.
  6. Spannungswandler nach Anspruch 1, der weiterhin eine Schaltkreisstruktur aufweist, die dazu ausgebildet ist, einen bidirektionalen Energiefluss zwischen dem Sekundärzweig und dem Primärzweig hervorzurufen.
  7. Spannungswandler nach Anspruch 6, bei dem die Schaltkreisstruktur eine Flyback-Struktur ist.
  8. Spannungswandler nach Anspruch 1, bei dem der Sekundärzweig dazu ausgebildet ist, eine Wechselspannung auszugeben, die eine Blindleistungskomponente und eine Wirkleistungskomponente enthält.
  9. Spannungswandler nach Anspruch 8, bei dem der Sekundärzweig vier weitere steuerbare Halbleiterschalter in einer H-Brücken-Konfiguration aufweist, um den gepulsten Gleichstrom in einen Wechselstrom und die gepulste Gleichspannung in eine Wechselspannung zu entfalten (engl.: "unfold").
  10. Spannungswandler nach Anspruch 1, bei dem die gepulsten Gleichspannung eine Scheitelspannung von wenigstens 1000 Volt aufweist.
  11. Spannungswandler nach Anspruch 1, der weiterhin n weich abkommutierende Netzwerke aufweist, von denen jedes zu einem der n sekundären steuerbaren Halbleiterschalter parallel geschaltet ist.
  12. Spannungswandler nach Anspruch 11, bei dem jedes der n weich abkommutierenden Netzwerke aufweist: eine Reihenschaltung aus einer Kommutierungsdrossel, einer ersten Kommutierungsdiode und einem Kommutierungskondensator, wobei die Reihenschaltung zu dem betreffenden sekundären steuerbaren Halbleiterschalter parallel geschaltet und die Kommutierungsdrossel an einen Knoten zwischen dem sekundären steuerbaren Halbleiterschalter und dem betreffenden der n Kondensatoren angeschlossen ist; eine zweite Kommutierungsdiode, die zwischen den Knoten zwischen der ersten Kommutierungsdiode und dem Kommutierungskondensator und den Knoten zwischen der betreffenden Sekundärwicklung und dem betreffenden der n Kondensatoren geschaltet ist.
  13. Spannungswandler nach Anspruch 1, bei dem der Primärzweig einen ersten primären steuerbaren Halbleiterschalter aufweist, der dazu ausgebildet ist, eine Primärwicklung auf die Eingangs-Gleichspannung zu schalten.
  14. Spannungswandler nach Anspruch 13, bei dem eine Primärdrossel mit dem ersten primären steuerbaren Halbleiterschalter in Reihe geschaltet ist.
  15. Spannungswandler nach Anspruch 1, bei dem der Primärzweig einen ersten primären steuerbaren Halbleiterschalter aufweist, der dazu ausgebildet ist, die Primärwicklungen auf die Eingangs-Gleichspannung zu schalten.
  16. Spannungswandler nach Anspruch 15, bei dem eine Primärinduktanz mit dem ersten primären steuerbaren Halbleiterschalter in Reihe geschaltet ist.
  17. Spannungswandler nach Anspruch 1, bei dem der Primärzweig einen zweiten primären steuerbaren Halbleiterschalter aufweist, der dazu ausgebildet ist, einen Primärkondensator zu einer Primärwicklung parallel zu schalten.
  18. Spannungswandler nach Anspruch 1, bei dem der Primärzweig einen zweiten primären steuerbaren Halbleiterschalter aufweist, der dazu ausgebildet ist, einen Primärkondensator zu den Primärwicklungen parallel zu schalten.
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