CN105187005A - 零输入二次纹波电流含量的微型光伏逆变器 - Google Patents

Abstract

本发明提供一种零输入二次纹波电流含量的微型光伏逆变器，其包括太阳能电池板、反激变换器、辅助电路、输出整流电路及DC/AC变换器，所述太阳能电池板依次连接反激变换器、辅助电路、输出整流电路及DC/AC变换器。本发明具有体积小、控制简单、高效率、高可靠性、零输入二次纹波电流含量和最大功率跟踪（MPPT）精度准确的特点和优点。

Description

零输入二次纹波电流含量的微型光伏逆变器

技术领域

本发明涉及电力电子技术领域，特别是涉及一种零输入二次纹波电流含量的微型光伏逆变器，属于光伏并网发电、直流/交流(DC/AC)和直流/直流(DC/DC)变换器领域。

背景技术

随着环境污染、能源紧缺等问题日益严重，人们越来越关注太阳能这种清洁可再生能源的应用。光伏逆变器是将太阳能电池板产生的直流电转换成交流电并注入到电网的关键环节，目前，光伏逆变器主要包括集中式逆变器、组串式逆变器和微型逆变器三类。微型光伏逆变器通过给每块光伏组件单独配置控制器，可以实现每块太阳能电池板最大功率跟踪，同时，微型光伏逆变器具有即插即用、安装简单、灵活扩容、系统变换效率高等优点，所以引起了广泛关注。

然而，微型光伏逆变器的实际瞬时输出功率以二倍输出电压频率脉动，其输入电流中将存在脉动较大的二次纹波电流，该电流不但会影响太阳能电池板的最大功率跟踪，还会增大开关管的电流应力、导通损耗以及磁性元件损耗，从而降低系统的变换效率。因此，有必要抑制微型光伏逆变器中输入二次纹波电流含量。虽然可以增大输入侧电容容量以减小输入二次纹波电流，但大容量电容将使得微型逆变器体积增大，可靠性降低，不利于提高逆变器的功率密度；此外，传统的解决方法通过在中间母线上并联一个双向变换器，利用其提供输出功率所需的脉动功率，进而抑制输入二次纹波电流含量，然而这样的解决方法会使系统变得复杂，整机效率降低，增加的双向变换器又使得控制方式变得更加困难，并不适合微型光伏逆变器的发展趋势。因此，开发体积小、控制简单、高效率、高可靠性的零输入二次纹波电流含量微型光伏逆变器成为光伏并网行业亟需解决的问题。

发明内容

本发明目的在于克服微型光伏逆变器输入二次纹波电流含量大的缺点，克服传统微型光伏逆变器因使用大量输入电容或增加额外的装置抑制输入二次纹波方法造成逆变器体积增大、控制复杂、效率降低、可靠性低等不足，提供一种零输入二次纹波电流含量的微型光伏逆变器，具有体积小、控制简单、高效率、高可靠性、零输入二次纹波电流含量和最大功率跟踪(MPPT)精度准确的特点和优点。

为达到上述目的，本发明采用下述技术方案：一种零输入二次纹波电流含量的微型光伏逆变器，其特征在于，其包括太阳能电池板、反激变换器、辅助电路、输出整流电路及DC/AC变换器，所述太阳能电池板依次连接反激变换器、辅助电路、输出整流电路及DC/AC变换器。

优选地，所述太阳能电池板由太阳能模组和第一二极管组成；所述第一二极管的阳极连接所述太阳能模组，阴极连接反激变换器；所述反激变换器由原边绕组、副边绕组和第一开关管组成，所述原边绕组的同名端与所述第一二极管的阴极连接，所述原边绕组的异名端与所述第一开关管的漏极连接，第一开关管的源极与太阳能模组另一端连接；所述输出整流电路由第二二极管与第二开关管组成，第二二极管的阳极与副边绕组异名端相连，阴极与第二开关管漏极相连；所述辅助电路由第三二极管、储能电容、辅助绕组和第三开关管组成；所述第三二极管的阳极与副边绕组异名端相连，阴极与储能电容的正极相连；所述辅助绕组与反激变换器原副边绕组共用同一个磁芯，辅助绕组的同名端与储能电容的正极相连，异名端与第三开关管的漏极连接，第三开关管的源极与储能电容的负极相连，储能电容的负极又与副边绕组同名端相连；所述DC/AC变换器的两个输入端分别连接第二开关管源极和第三开关管源极，DC/AC变换器的两个输出端分别连接电网的正极和负极。

优选地，所述辅助电路和输出整流电路协调工作可以平衡输入功率和输出功率之间的低频脉动功率，进而抑制输入二次纹波电流含量。

优选地，所述第一开关管控制储能电容的平均电压，并使反激变换器工作在电流断续状态或者电流临界连续状态。

与现有技术相比，本发明具有如下显而易见的突出实质性特点和显著优点是：一，辅助电路和输出整流电路协调工作可以平衡输入功率和输出功率之间的低频脉动功率，进而抑制输入二次纹波电流含量；二，当输入功率大于输出功率时，输入功率中多余的能量被储能电容C_a吸收；三，当输入功率小于输出功率时，输入功率中不足的能量由储能电容补充；四，在一个工频周期内，第一、第二、第三开关管中只有两个开关管动作，而且第二开关管实现了零电流零电压开通，减小了开关损耗；五，该电路拓扑可实现微型光伏逆变器输入输出功率解耦作用，同时具有体积小、控制简单、高效率、高可靠性、零输入二次纹波电流含量和最大功率跟踪(MPPT)精度准确的特点和优点。

附图说明

图1为本发明的零输入二次纹波电流含量的微型光伏逆变器的电路图。

图2为本发明的零输入二次纹波电流含量的微型光伏逆变器的主要工作原理波形图。

图3为本发明的零输入二次纹波电流含量的微型光伏逆变器等效电路图。

图4为本发明的零输入二次纹波电流含量的微型光伏逆变器在pin>po条件下的开关管逻辑序列和主要工作原理波形图。

图5(a)至图5(d)为本发明的零输入二次纹波电流含量的微型光伏逆变器在pin>po条件下各开关模态等效电路图。

图6为本发明的零输入二次纹波电流含量的微型光伏逆变器在pin<po条件下的开关管逻辑序列和主要原理波形图。

图7(a)至图7(d)为本发明的零输入二次纹波电流含量的微型光伏逆变器在pin<po条件下各开关模态等效电路图。

具体实施方式

下面结合附图和优选实施例，进一步阐明本发明。

如图1所示，本发明的零输入二次纹波电流含量的微型光伏逆变器包括太阳能电池板1、反激变换器2、辅助电路3、输出整流电路4及DC/AC变换器5，所述太阳能电池板1依次连接反激变换器2、辅助电路3、输出整流电路4及DC/AC变换器5。所述太阳能电池板1由太阳能模组和第一二极管D_R0组成；所述第一二极管D_R0的阳极连接所述太阳能模组，阴极连接反激变换器2；所述反激变换器2由原边绕组N_p、副边绕组N_s和第一开关管S₁组成，所述原边绕组N_p的同名端与所述第一二极管D_R0的阴极连接，所述原边绕组N_p的异名端与所述第一开关管S₁的漏极连接，第一开关管S₁的源极与太阳能模组另一端连接；所述输出整流电路4由第二二极管D_R1与第二开关管S₂组成，第二二极管D_R1的阳极与副边绕组N_s异名端相连，阴极与第二开关管S₂漏极相连；所述辅助电路3由第三二极管D_R2、储能电容C_a、辅助绕组N_ap和第三开关管S₃组成；所述第三二极管D_R2的阳极与副边绕组N_s异名端相连，阴极与储能电容C_a的正极相连；所述辅助绕组N_ap与反激变换器2原副边绕组共用同一个磁芯，辅助绕组N_ap的同名端与储能电容C_a的正极相连，异名端与第三开关管S₃的漏极连接，第三开关管S₃的源极与储能电容C_a的负极相连，储能电容C_a的负极又与副边绕组N_s同名端相连；所述DC/AC变换器5的两个输入端分别连接第二开关管S₂源极和第三开关管S₃源极，DC/AC变换器5的两个输出端分别连接电网的正极和负极。

下面结合图2至图7叙述本实施例的具体工作原理、设计原理：

从图1所示电路拓扑构成可见：本发明的零输入二次纹波电流含量的微型光伏逆变器电路拓扑是基于反激电路与辅助电路集成的，储能电容C_a可以平衡输入功率和输出功率之间的脉动功率，进而抑制输入二次纹波电流含量。副边绕组N_s与二极管D_R2组成储能电容C_a的充电支路；辅助绕组N_ap与第三开关管S₃组成储能电容C_a的放电支路。所述辅助电路和输出整流电路协调工作可以平衡输入功率和输出功率之间的低频脉动功率，进而抑制输入二次纹波电流含量。

从图2的主要工作原理波形可见不同功率条件下电路工作原理是各不相同的。当p_in>p_o时(输入功率大于输出功率)，输入功率中多余的能量向储能电容C_a充电，储能电容C_a的电压v_ca上升，此时第三开关管S₃处于恒关断状态，控制第二开关管S₂为输出功率提供所需能量；当p_in<p_o时，不足的能量由储能电容C_a补充，储能电容C_a的电压v_ca下降，此时第二开关管S₂处于恒开通状态，控制第三开关管S₃为输出功率提供所需能量。第一开关管S₁控制储能电容C_a的平均电压，并使反激变压器工作在电流断续模式或临界连续模式。为了便于阐明本发明零输入二次纹波电流含量微型光伏逆变器电路拓扑的工作原理，这里将后级的DC/AC变换器并网模块等效为输出阻抗Z_o，等效电路如图3所示。

1.电路工作原理分析

1.1当p_in>p_o时的开关模态分析

图4为p_in>p_o时的主要工作原理波形，该功率条件下电路共有四种开关模态，对应的等效电路如图5所示。

1)开关模态1[t₀,t₁]：等效电路如图5(a)所示。t₀时刻之前，反激变换器励磁电流i_Lp为零，；t₀时刻，第一开关管S₁、第二开关管S₂开通，第三开关管S₃在p_in>p_o时处于恒关断状态。由于反向阻断第一二极管D_R1的存在，故第二开关管S₂没有电流流过，此阶段第二开关管S₂为无效开通。假设输入电压v_in在一个开关周期内保持不变，则原边绕组N_p的励磁电流i_Lp从零开始线性上升，如式(1)：

$i_{\mathrm{Lp}}\left(t\right)=\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|}{\mathrm{Lp}}(t-t_o)---\left(1\right)$

式中L_p是绕组N_p的励磁电感。

t₁时刻第一开关管S₁关断，该时刻i_Lp大小为式(2)：

$I_{\mathrm{Lp}}\left(t_1\right)=\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|}{\mathrm{Lp}}(t_1-t_o)=\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|}{\mathrm{Lp}}{D}_1{T}_s---\left(2\right)$

式中D₁是第一开关管S₁的占空比，T_s是第一开关管S₁、第二开关管S₂、第三开关管S₃开关周期。

2)开关模态2[t₁,t₂]：等效电路如图5(b)所示。t₁时刻第一开关管S₁关断，第二开关管S₂仍然导通。储存在变压器的能量通过第二开关管S₂向后级变换器释放能量，[t₁,t₂]期间副边线圈电流可以表示为式(3)：

$i_s\left(t\right)=i_{\mathrm{DR}1}\left(t\right)=I_{\mathrm{Lp}}\left(t_1\right)\frac{N_p}{N_s}-\frac{V_{\mathrm{zo}}}{L_p{N_s}^2/{N_p}^2}(t-t_1)=\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|N_p}{L_p{N}_s}{D}_1{T}_s-\frac{V_o{N_p}^2}{L_p{N_s}^2}(t-t_1)---\left(3\right)$

式中V_zo是等效阻抗Z_o上的电压。

通过控制第二开关管S₂为输出功率提供所需的能量，因此，t₂时刻第二开关管S₂关断。根据式(3)，在t₂时刻变压器副边电流如式(4)：

$I_{\mathrm{DR}1}\left(t_2\right)=I_{\mathrm{Lp}}\left(t_1\right)\frac{N_p}{N_s}-\frac{V_{\mathrm{zo}}}{L_p{N_s}^2/{N_p}^2}(t_2-t_1)=\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|N_p}{L_{\mathrm{Lp}}{N}_s}{D}_1{T}_s-\frac{V_{\mathrm{zo}}{N_p}^2}{L_p{N_s}^2}{D}_2{T}_s---\left(4\right)$

式中D₂是第二开关管S₂的有效占空比。

在此开关模态，为了保证变压器能量向Z_o释放，而不是通过第二二极管D_R2给储能电容C_a充电，储能电容C_a的电压须满足以下条件，如式(5)：

v_ca(t)＞V_zo(5)

3)开关模态3[t₂,t₃]：等效电路如图5(c)所示。第二开关管S₂关断后，变压器剩余的能量通过第二二极管D_R2给储能电容C_a充电，i_Lp继续线性下降。假设储能电容C_a电压v_ca在一个开关周期内保持不变，[t₂,t₃]期间如式(6)：

$i_{\mathrm{Lp}}\left(t\right)=\frac{I_{\mathrm{DR}1}\left(t_2\right)N_s}{N_p}-\frac{\mathrm{vca}\left(t\right)N_p}{N_s{L}_p}(t-t_2)---\left(6\right)$

在t₃时刻，i_Lp下降到零，i_DR1也下降到零，由式(6)得t₂到t₃的时间间隔如式(7)：

${\mathrm{\&Delta;T}}_1=t_3-t_2=\frac{I_{\mathrm{DR}1}\left(t_2\right)\mathrm{Lp}{N_s}^2}{v_{\mathrm{ca}}\left(t\right){N_p}^2}=\frac{N_s}{v_{\mathrm{ca}}\left(t\right)N_p}\left[\right|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)|D_1{T}_s-\frac{V_{\mathrm{zo}}{N}_p}{N_s}{D}_2{T}_s]---\left(7\right)$

4)开关模态4[t₃,t₄]：等效电路如图5(d)所示。在此开关模态中，电流i_Lp为零，所有开关管处于关断状态，变压器完全磁复位。

反激变换器设计为工作在电流断续模式或临界连续模式，因此当p_in>p_o时需要满足条件，如式(8)：

T_pin＞po＝D₁T_s+D₂T_s+ΔT₁≤T_s(8)

综合上述分析可见：在p_in>p_o时，第一开关管S₁占空比恒定，第三开关管S₃处于恒关断状态，控制第二开关管S₂为输出功率提供所需的能量；第二开关管S₂与第一开关管S₁同时开通实现第二开关管S₂零电压零电流开通，第三开关管S₃无开关动作，减小了开关损耗；一个开关周期内输入功率p_in多余的能量被储能电容C_a吸收。

1.2当p_in<p_o时的开关模态分析

图6为p_in<p_o时的主要工作波形，该功率条件下电路共有四种开关模态，对应的等效电路如图7所示。

1)开关模态1[t₀,t₁]：等效电路如图7(a)所示。t₀时刻，第一开关管S₁、第三开关管S₃开通，虽然在p_in<p_o时第二开关管S₂恒开通，但是副边二极管D_R在第一开关管S₁导通期间承受反压而不导通，故第二开关管S₂没有电流流过。假设输入电压v_in在一个开关周期内保持不变，则变压器绕组N_p的励磁电流i_Lp1从零开始线性上升，如式(9)：

$i_{{\mathrm{Lp}}_1}\left(t\right)=\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|}{\mathrm{Lp}}(t-t_o)---\left(9\right)$

由于在p_in<p_o期间p_in向负载提供的能量不足，所以t₀时刻第三开关管S₃开通，储能电容C_a补充输入功率p_in不足的能量。假设储能电容C_a的电压v_ca在一个开关周期内保持不变，辅助绕组N_ap的励磁电流i_Lp2从零开始线性上升，如式(10)：

$i_{\mathrm{Lp}2}\left(t\right)=\frac{v_{\mathrm{ca}}\left(t\right){N_p}^2}{\mathrm{Lp}{N_{\mathrm{ap}}}^2}(t-t_o)---\left(10\right)$

t₁时刻第三开关管S₃关断,由式(10)得t₁时刻i_Lp2大小如式(11)：

$I_{\mathrm{Lp}2}\left(t_1\right)=\frac{v_{\mathrm{ca}}\left(t\right){N_p}^2}{L_p{N_{\mathrm{ap}}}^2}(t_1-t_o)=\frac{v_{\mathrm{ca}}\left(t\right){N_p}^2}{L_p{N_{\mathrm{ap}}}^2}{D}_3{T}_s---\left(11\right)$

2)开关模态2[t₁,t₂]：等效电路如图7(b)所示。t₁时刻第三开关管S₃关断,[t₁,t₂]期间第一开关管S₁仍然导通，i_Lp1继续线性上升。t₃时刻第一开关管S₁关断，由式(9)得t₃时刻i_Lp1大小，如式(12)：

$I_{{\mathrm{Lp}}_1}\left(t_2\right)=\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|}{\mathrm{Lp}}(t_2-t_o)=\frac{\left|v_{\mathrm{in}}\left(t\right)\right|}{\mathrm{Lp}}{D}_1{T}_s---\left(12\right)$

3)开关模态3[t₂,t₃]：等效电路如图7(c)所示。储存在变压器的能量通过S₂向后级变换器释放。若N_p：N_s＝N_ap：N_s，[t₁,t₂]期间副边线圈电流可以表示为式(13)：

$i_s\left(t\right)=i_{\mathrm{DR}1}\left(t\right)=[I_{\mathrm{Lp}2}\left(t_1\right)+I_{\mathrm{Lp}1}\left(t_2\right)]\frac{N_p}{N_s}-\frac{V_{\mathrm{zo}}}{L_p{N_s}^2/{N_p}^2}(t_3-t_2)---\left(13\right)$

t₃时刻i_DR1下降为零，励磁电流也下降为零，由式子(13)得t₂和t₃的时间间隔为式(14)：

${\mathrm{\&Delta;T}}_2=(t_3-t_2)=\frac{[I_{\mathrm{Lp}2}\left(t_1\right)+I_{\mathrm{Lp}1}\left(t_2\right)]L_p{N_s}^2}{V_{\mathrm{zo}}{N_p}^2}---\left(14\right)$

4)开关模态4[t₃,t₄]：等效电路如图7(d)所示。在此开关模态中，电流i_Lp1、i_Lp2为零，第一开关管S₁、第三开关管S₃处于关断状态，变压器完全磁复位。

反激变换器设计为工作在电流断续模式或临界连续模式，因此p_in<p_o时需要满足条件，如式(15)：

T_pin＜po＝D₁T_s+ΔT₂≤T_s(15)

综合上述分析可见：在p_in<p_o时，第一开关管S₁占空比恒定，第二开关管S₂处于恒开通状态，控制第三开关管S₃为输出功率提供所需的能量；第二开关管S₂无开关动作，减小了开关损耗；一个开关周期内输入功率p_in不足的能量由储能电容C_a补充。

所述DC/AC变换器是工作在工频状态下的全桥拓扑，在半个工频周期内，对应对角线上的两个开关管一直导通，作用是将反激变换器、输出整流电路和辅助电路组成的前级变换器所得到的馒头波展开成全周期的正弦波。

本发明不局限于上述具体实施方式，本领域的技术人员可以根据本发明公开的内容进行多种实施方式。应理解上述实施例仅用于说明本发明而不用于限制本发明的范围，在阅读了本发明之后，本领域技术人员对本发明的各种等价形式的修改均落于本申请所附权利要求所限定的范围。

Claims (4)

1.一种零输入二次纹波电流含量的微型光伏逆变器，其特征在于，其包括太阳能电池板、反激变换器、辅助电路、输出整流电路及DC/AC变换器，所述太阳能电池板依次连接反激变换器、辅助电路、输出整流电路及DC/AC变换器。

2.根据权利要求1所述的零输入二次纹波电流含量的微型光伏逆变器，其特征在于，所述太阳能电池板由太阳能模组和第一二极管组成；所述第一二极管的阳极连接所述太阳能模组，阴极连接反激变换器；所述反激变换器由原边绕组、副边绕组和第一开关管组成，所述原边绕组的同名端与所述第一二极管的阴极连接，所述原边绕组的异名端与所述第一开关管的漏极连接，第一开关管的源极与太阳能模组另一端连接；所述输出整流电路由第二二极管与第二开关管组成，第二二极管的阳极与副边绕组异名端相连，阴极与第二开关管漏极相连；所述辅助电路由第三二极管、储能电容、辅助绕组和第三开关管组成；所述第三二极管的阳极与副边绕组异名端相连，阴极与储能电容的正极相连；所述辅助绕组与反激变换器原副边绕组共用同一个磁芯，辅助绕组的同名端与储能电容的正极相连，异名端与第三开关管的漏极连接，第三开关管的源极与储能电容的负极相连，储能电容的负极又与副边绕组同名端相连；所述DC/AC变换器的两个输入端分别连接第二开关管源极和第三开关管源极，DC/AC变换器的两个输出端分别连接电网的正极和负极。

3.根据权利要求2所述的零输入二次纹波电流含量的微型光伏逆变器，其特征在于，所述辅助电路和输出整流电路协调工作可以平衡输入功率和输出功率之间的低频脉动功率，进而抑制输入二次纹波电流含量。

4.根据权利要求2所述的零输入二次纹波电流含量的微型光伏逆变器，其特征在于，所述第一开关管控制储能电容的平均电压，并使反激变换器工作在电流断续状态或者电流临界连续状态。