CN110868073B - 一种基于多绕组变压器耦合的串联SiC MOSFET驱动电路 - Google Patents

一种基于多绕组变压器耦合的串联SiC MOSFET驱动电路 Download PDF

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Abstract

本发明提出一种基于多绕组变压器耦合的串联SiC MOSFET驱动电路，所述驱动电路主要由变压器、储能电容以及推挽电路组成。其中变压器起到对串联SiC MOSFET的栅源极电压之间的关系进行约束，保证串联的每个SiC MOSET的驱动电压同步增加和降低，防止出现驱动电压不同步而产生开通关断瞬间的动态电压不均衡的问题；储能电容和推挽结构都是用以保证SiC MOSFET的开通瞬间具有足够的驱动电流，实现SiC MOSFET的快速的开通；同时在关断瞬间为栅源极电压构造泄放回路，保证在较短的时间内实现驱动电压的下降。

Description

一种基于多绕组变压器耦合的串联SiC MOSFET驱动电路
技术领域
本发明属于驱动电路技术领域，特别是涉及一种基于多绕组变压器耦合的串联SiC MOSFET驱动电路。
背景技术
SiC MOSFET作为第三代电力电子半导体器件，相比于传统Si IGBT具有更高的工作频率，更好的阻断特性，以及更高的耐压等级，但在一些中高压场合下单个SiC MOSFET的耐压等级仍无法满足要求，需要多个SiC MOSFET进行串联应用。串联SiC MOSFET涉及到个体间驱动源极存在电位差，因此需要多驱动电源进行供电。此外由于SiC MOSFET器件个体间的寄生参数和驱动芯片之间的特性差异，将会导致串联SiC MOSFET驱动信号存在延迟，造成串联SiC MOSFET串联驱动信号之间存在延迟，导致串联SiC MOSFET的动态均压不平衡，从而造成开通关断瞬间SiC MOSFET分压不均衡。因此设计相关串联SiC MOSFET的驱动器电路保证驱动信号的同步性是十分必要的。
传统的串联SiC MOSFET在单驱动电源下需要依靠自举电容进行驱动电源钳位从而实现串联SiC MOSFET的导通，目前主要的SiC MOSFET串联方式主要有：(1)寄生电容自举方式，依靠SiC MOSFET的自举电容，通过对自举电容充电的方式来实现驱动电压条件；(2)RC栅极充电式：利用RC缓冲电路对栅极RC电路进行充电，从而实现栅极电压的抬升，进而实现串联SiC MOSFET的导通；(3)动态电压缓冲式：依靠RCD缓冲电路和栅极钳位二极管，通过SiC MOSFET导通后的低导通电压降低串联SiC MOSFET的源极电位，达到栅源极电压并联稳压管的稳定条件，来保证串联SiC MOSFET导通。然而上述三种方式都存在串联SiC MOSFET依次导通，分别要短时间内承担高压母线电压，且涉及栅源极电阻电容需要考虑其应用电压，以适应串联结构中源极电位悬浮导致的高电压。
发明内容
本发明目的是为了解决现有技术中的问题，提出了一种基于多绕组变压器耦合的串联SiC MOSFET驱动电路。
本发明是通过以下技术方案实现的，本发明提出一种基于多绕组变压器耦合的串联SiC MOSFET驱动电路，所述驱动电路包括原边侧电路和至少2个驱动回路；所述原边侧电路中的绕组N1和每个驱动回路中的绕组Ni，i＝2,3……n，n取正整数，构成多绕组耦合变压器，用以约束串联驱动电压；相邻的两个驱动回路通过各自的SiC MOSFET串联连接；所述驱动回路包括绕组N2、电阻R3、二极管D2、二极管D3、电容C2、电阻R4、三极管Q1、三极管Q2和SiCMOSFET M1；所述绕组N2的同名端与电阻R3的一端连接，绕组N2的另一端分别与二极管D2的正极、电容C2的一端、电阻R4的一端、三极管Q2的集电极和SiC MOSFET M1的源极相连；所述二极管D2的负极分别与电阻R3的另一端和二极管D3的正极相连；所述电容C2的另一端与二极管D3的负极相连；所述电阻R4的另一端与二极管D2的负极相连；所述三极管Q1的集电极与二极管D3的负极相连；所述三极管Q1的基极和所述三极管Q2的基极均分别与电阻R4的另一端和二极管D2的负极相连；所述三极管Q1的发射极与所述三极管Q2的发射极相连；所述SiCMOSFET M1的栅极分别与所述三极管Q1的发射极与所述三极管Q2的发射极相连；所述SiCMOSFET M1的源极与相邻的驱动回路中的SiC MOSFET M2的漏极相连；每个所述驱动回路结构相同。
进一步地，所述原边侧电路包括电阻R1、电容C1、二极管D1、绕组N1、Si MOSFET S1和电阻R2；所述电阻R1、二极管D1、电容C1构成RCD缓冲电路；所述绕组N1的同名端分别与电阻R1的一端、电容C1的一端和电源VCC相连；所述电阻R1的另一端、电容C1的另一端均与二极管D1的负极相连；所述二极管D1的正极和绕组N1的另一端均与Si MOSFET S1的漏极连接；所述SiMOSFET S1的源极接地；所述Si MOSFET S1的栅极与电阻R2的一端连接；所述电阻R2的另一端接地。
本发明有益效果：
本发明所述驱动电路基于多绕组变压器，通过变压器的磁场耦合来约束串联SiCMOSFET的驱动电压，保证串联SiC MOSFET的驱动电压的同步性，从而实现串联SiC MOSFET的导通关断的同步性。此外所提出的串联驱动电路可以调节RCD泄放电流回路大小来决定驱动负电压持续时间，从而防止串联SiC MOSFET的误导通现象。
附图说明
图1是本发明所述基于多绕组变压器耦合的串联SiC MOSFET驱动电路结构图；
图2是串联驱动电路开通过程电流流向示意图；其中i1表示变压器原边绕组电流，ig表示SiC MOSFET的驱动电流；
图3是串联驱动电路关断过程电流流向示意图；其中i1表示变压器原边绕组电流，ig表示SiC MOSFET的驱动电流，i2表示正向驱动电压下变压器副边绕组电流，ic1表示去磁过程中电容C1的电流；
图4是单个SiC MOSFET下驱动仿真结果示意图；其中UDS表示SiC MOSFET的漏源极电压，UGS表示SiC MOSFET的栅源极电压，VG_logic表示SiC MOSFET的驱动信号；
图5是三个SiC MOSFET串联下驱动仿真示意图；其中VGS表示栅源极电压，VDS表示栅源极电压；
图6是参数不一致下串联SiC MOSFET仿真结果示意图。
具体实施方式
下面将结合本发明实施例中的附图对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
本发明提出一种基于多绕组变压器耦合的串联SiC MOSFET驱动电路，所述驱动电路包括原边侧电路和至少2个驱动回路；所述原边侧电路中的绕组N1和每个驱动回路中的绕组Ni，i＝2,3……n，n取正整数，构成多绕组耦合变压器，用以约束串联驱动电压；相邻的两个驱动回路通过各自的SiC MOSFET串联连接；所述驱动回路包括绕组N2、电阻R3、二极管D2、二极管D3、电容C2、电阻R4、三极管Q1、三极管Q2和SiC MOSFET M1；所述绕组N2的同名端与电阻R3的一端连接，绕组N2的另一端分别与二极管D2的正极、电容C2的一端、电阻R4的一端、三极管Q2的集电极和SiC MOSFET M1的源极相连；所述二极管D2的负极分别与电阻R3的另一端和二极管D3的正极相连；所述电容C2的另一端与二极管D3的负极相连；所述电阻R4的另一端与二极管D2的负极相连；所述三极管Q1的集电极与二极管D3的负极相连；所述三极管Q1的基极和所述三极管Q2的基极均分别与电阻R4的另一端和二极管D2的负极相连；所述三极管Q1的发射极与所述三极管Q2的发射极相连；所述SiC MOSFET M1的栅极分别与所述三极管Q1的发射极与所述三极管Q2的发射极相连；所述SiC MOSFET M1的源极与相邻的驱动回路中的SiC MOSFET M2的漏极相连；每个所述驱动回路结构相同。当驱动回路为2个时，其具体电路结构如图1所示。
所述原边侧电路包括电阻R1、电容C1、二极管D1、绕组N1、Si MOSFET S1和电阻R2；所述电阻R1、二极管D1、电容C1构成RCD缓冲电路；所述绕组N1的同名端分别与电阻R1的一端、电容C1的一端和电源VCC相连；所述电阻R1的另一端、电容C1的另一端均与二极管D1的负极相连；所述二极管D1的正极和绕组N1的另一端均与Si MOSFET S1的漏极连接；所述Si MOSFETS1的源极接地；所述Si MOSFET S1的栅极与电阻R2的一端连接；所述电阻R2的另一端接地。
本发明提出一种适用于串联SiC MOSFET的驱动电路结构，该结构基于多绕组耦合变压器的磁场约束来实现串联SiC MOSFET的驱动电压的同步性，同时保证串联SiC MOSFET的动态均压。本发明所提出的一种基于多绕组变压器耦合的串联SiC MOSFET驱动电路结构如图1所示，其中M1和M2表示串联的两个SiC MOSFET，N1、N2、N3构成多绕组耦合变压器，用以约束串联驱动电压，N1作为原边侧提供驱动电压，结合S1将串联驱动信号转化为功率电压信号，防止经过变压器传输而导致衰减；R1、D1、C1构成RCD缓冲电路，用以驱动关断过程中实现去磁，保证变压器不会出现磁饱和，致使驱动电路失去驱动能力；R2作为S1的驱动电阻，用以限制驱动电流，同时在高频驱动信号回路中接入阻性器件，可以抑制驱动回路震荡。N2和N3所构成的驱动回路对称，N2后级构成驱动电路主体，负责驱动电流提升与驱动电压控制。其中R3作为泄放电阻，在关断过程中起到去磁作用，此外R3将会限制C2的充电电流；D2作为去磁回路续流二极管，D3为开通驱动电流提供回路；C2作为驱动瞬间正向电压的储能电容，保证开通瞬间为SiC MOSFET提供充足的栅极电流。Q1、Q2作为后级驱动推挽结构，用以提升驱动电流。R4作为下拉电阻，为Q1和Q2的导通提供导通关断条件。
为保证串联SiC MOSFET的驱动信号的一致性，因此实际应用中采用的副边侧的驱动回路完全相同，因此针对其中一路驱动回路进行分析。具体的开通过程中变压器电流N1的电流流向和驱动电流流向如图2所示，当驱动信号由低转高，开关管S1导通，此时驱动电源VCC开始对N1充电，绕组N1和N2的同名端都为正，二极管D3导通，D2截止，N2等效为电压源输出接近VCC的电压值，为C2开始充电，Q1、Q2的基极为正电压，Q1导通、Q2截止，栅极充电电流提供回路，串联的SiC MOSFET的栅源极驱动电压开始同步上升，SiC MOSFET开始导通。由于SiC MOSFET是电压型器件，因此栅极电流主要是对栅源极电容C2充电和消除栅极电荷导致的，因此N2的电流会开通瞬间产生一个较大电流尖峰，同时C2辅助变压提供驱动电流，SiCMOSFET导通后，驱动电压维持在正电压，并不消耗电流，N2和C2的电流维持在零。在SiCMOSFET导通期间，由于二极管D3的压降，所以驱动正向电压略低于VCC。
当驱动信号由高转变为低电平后，串联驱动回路进入关断状态，关断过程电流等效示意图如图3所示。此时S1关断，此时原边绕组N1会继续维持电流，但是变压器同名端等效为负电压，N2的电流反向，D2导通，D3截至；变压器同名端等效电压反向，因此下拉电阻R4两端的电位反向，Q1和Q2的基极电位低于驱动正电压，有Q1截至，Q2开始导通，驱动栅极电流经过Q2开始泄放，驱动栅源极电压下降。存储在N2中的能量经过D2和R3进行去磁。由于原边绕组也经过RCD吸收同步进行电能消耗，因此相比于开通时刻尖锋电流，关断时N2的电流在较短的时间反向流过，便随着去磁结束而变为0。同时在该阶段，由于加入RCD吸收电路为变压器去磁，在S1关断后，有N1经过D1为C1充电，同R1消耗N1存储的能量，C1的电压上升，当达到最大值时，有C1电压加上D1的导通压降等于N1的电压，C1和N1等效电感之间发生谐振，直到N1和C1储能消耗殆尽，电压开始下降，表明去磁过程结束。
综上，当多个SiC MOSFET串联时，驱动回路原理相同，串联SiC MOSFET的驱动电压之间依靠变压器进行耦合，可以抑制单个驱动电压的突变，防止驱动电压不同步造成的串联动态电压不均衡。
为了进一步验证本发明所提出的变压器隔离型的串联SiC MOSFET驱动电路的可行性，通过在PSPICE软件中搭建了所提出的变压器隔离串联驱动结构驱动单管的仿真模型，搭建的驱动模型中SiC MOSFET模型采用CREE的C3M0075120K，原边侧开关MOSFET采用Infineon的SPB100N06S2L-05_L1，具有55V的耐压，可承受400A的脉冲电流。首先验证单一SiC MOSFET下驱动效果，设置输入驱动信号为50kHz，占空比为60％的PWM，模型中变压器的变比为1:1，以降低变压器去磁过程中的原边绕组的反向电压。原边输入驱动电压为20V，SiC MOSFET的漏源极电压为200V，如图4(a)所示为仿真得到的输出栅源极电压和漏源极电压波形，图4(b)和图4(c)为开通和关断瞬间的驱动电压和漏源极电压的局部放大图。可以看到当驱动逻辑信号转变为高电平，存在20ns左右驱动电压开始转变为高，关断过程相似。
为了进一步验证串联SiC MOSFET下驱动器的控制效果，在200V电压下，改变驱动电压源电压为15V，串联3个相同SiC MOSFET进行仿真，得到的仿真结果如图5所示，从结果可以看出，当串联驱动器的副边侧驱动回路参数完全一致下，串联SiC MOSFET每个分压为漏源极电压的三分之一，由于变压器的耦合关系，开通、关断瞬间同时导通同时关断。
为了说明本发明所提出的串联驱动电路对驱动电压同步性的约束，改变变压器副边侧的去磁电阻大小，进行仿真验证，仿真结果如图6所示，从仿真结果可以看到，即使变压器副边侧的去磁电阻大小存在差异，但是上电瞬间三个串联的SiC MOSFET的栅源极电压的上升仍然是同步的，但是由于去磁电阻在开通瞬间会限制储能电容的充电时间，因此达到最大驱动电压值的时间存在先后顺序；关断瞬间由于变压器的磁场约束，因此漏源极电压的泄放电阻不一致，会造成关断负压的大小存在差异，只是泄放的时间都是相同，只要一个变压器绕组内残存能量，其他绕组都会产生对应的反向感应电动势。
本发明所述驱动电路主要由变压器、储能电容以及推挽电路组成。其中变压器起到对串联SiC MOSFET的栅源极电压之间的关系进行约束，保证串联的每个SiC MOSET的驱动电压同步增加和降低，防止出现驱动电压不同步而产生开通关断瞬间的动态电压不均衡的问题；储能电容和推挽结构都是用以保证SiC MOSFET的开通瞬间具有足够的驱动电流，实现SiC MOSFET的快速的开通；同时在关断瞬间为栅源极电压构造泄放回路，保证在较短的时间内实现驱动电压的下降。
以上对本发明所提出的一种基于多绕组变压器耦合的串联SiC MOSFET驱动电路，进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (2)

1.一种基于多绕组变压器耦合的串联SiC MOSFET驱动电路，其特征在于：所述驱动电路包括原边侧电路和至少2个驱动回路；所述原边侧电路中的绕组N1和每个驱动回路中的绕组Ni，i＝2,3……n，n取正整数，构成多绕组耦合变压器，用以约束串联驱动电压；相邻的两个驱动回路通过各自的SiC MOSFET串联连接；所述驱动回路包括绕组N2、电阻R3、二极管D2、二极管D3、电容C2、电阻R4、三极管Q1、三极管Q2和SiC MOSFET M1；所述绕组N2的同名端与电阻R3的一端连接，绕组N2的另一端分别与二极管D2的正极、电容C2的一端、电阻R4的一端、三极管Q2的集电极和SiC MOSFETM1的源极相连；所述二极管D2的负极分别与电阻R3的另一端和二极管D3的正极相连；所述电容C2的另一端与二极管D3的负极相连；所述电阻R4的另一端与二极管D2的负极相连；所述三极管Q1的集电极与二极管D3的负极相连；所述三极管Q1的基极和所述三极管Q2的基极均分别与电阻R4的另一端和二极管D2的负极相连；所述三极管Q1的发射极与所述三极管Q2的发射极相连；所述SiC MOSFETM1的栅极分别与所述三极管Q1的发射极与所述三极管Q2的发射极相连；所述SiC MOSFETM1的源极与相邻的驱动回路中的SiC MOSFET M2的漏极相连；每个所述驱动回路结构相同。
2.根据权利要求1所述的驱动电路，其特征在于：所述原边侧电路包括电阻R1、电容C1、二极管D1、绕组N1、SiC MOSFET S1和电阻R2；所述电阻R1、二极管D1、电容C1构成RCD缓冲电路；所述绕组N1的同名端分别与电阻R1的一端、电容C1的一端和电源VCC相连；所述电阻R1的另一端、电容C1的另一端均与二极管D1的负极相连；所述二极管D1的正极和绕组N1的另一端均与SiC MOSFET S1的漏极连接；所述SiC MOSFET S1的源极接地；所述SiC MOSFET S1的栅极与电阻R2的一端连接；所述电阻R2的另一端连接驱动信号。
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