CN106208711A - 一种采用SiC功率管的桥式功率转换器的栅驱动电路 - Google Patents

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Abstract

一种采用SiC功率管的桥式功率转换器的栅驱动电路，包括两部分结构相同的电路，每部分电路均包括初级开关电路、隔离变压器和RCD电平移位电路，将传统的耦合隔离变压器分成了分立的隔离变压器，次级功率管由分立的初级驱动电路分别控制驱动，隔离变压器次级侧分别串接了谐振电感和电平移位电路。本发明可以大大降低谐振栅驱动电路的驱动损耗，降低SiC功率管发生误导通的概率，同时降低SiC功率管上下两管出现直通的概率，可靠性好，效率高。

Description

一种采用SiC功率管的桥式功率转换器的栅驱动电路
技术领域
本发明涉及桥式功率转换器的栅驱动电路，尤其涉及一种采用SiC功率管(SiC材料的金属-氧化物半导体场效应晶体管)的桥式功率转换器的栅驱动电路。
背景技术
目前，功率转换器中的开关频率越来越高，开关频率的增高带来的优点如下：①电路中的储能器件(电感、变压器、电容等)体积相应的减小。②整个电路的功率密度进一步增大。但是开关频率的增大也带了开关损耗的增加。对于栅驱动电路来说，不仅要解决由于开关频率增大带来的开关损耗增大的问题，同时还要解决栅驱动电路中有关次级SiC MOSFET管误导通和直通的相关问题。
桥式转换器的栅驱动电路传统上都是采用耦合变压器隔离电压源驱动或者采用没有隔离的谐振栅驱动电路，传统的耦合变压器隔离电压源驱动的栅驱动电路虽然能够驱动全桥转换器，但由于其次级串联的电阻以及SiC MOSFET管的寄生电阻上仍然会消耗大量的功率，并且这种栅驱动电路的初级驱动电路部分的功率管的开关损耗也非常大，由此便会导致这种栅驱动电路的效率比较低。而没有隔离的谐振栅驱动电路，当其输入电压变高时，则需要谐振电感必须明显的升高，这样便使得电感的储能增大，最终导致出现SiCMOSFET管误触发的现象，由此可知没有隔离的谐振栅驱动电路并不适合全桥转换器。所以，针对于桥式变换器的栅驱动电路，降低其开关损耗、提高其效率、降低伪触发脉冲引起的误导通的概率、降低SiC MOSFET管发生直通的概率并提高其稳定性十分重要。
近年来，很多的栅驱动设计方案主要集中在解决开关损耗过大的一个问题上，虽然ZVS和ZCS软开关技术已经大量应用于全桥的转换器中，但在实际应用中，随着开关频率的增大，大量的驱动损耗仍然存在并由此引起功率和可靠性降低的现象。因此，设计一款降低栅驱动电路的开关损耗、解决其功率误导通和直通问题的栅驱动电路十分有必要。
发明内容
本发明是针对现有技术存在的缺陷提供的一种采用SiC MOSFET管的桥式功率转换器的栅驱动电路。
本发明的技术方案如下:一种采用SiC功率管的桥式功率转换器的栅驱动电路，其中的桥式功率转换器包括半桥和全桥功率转换器，其特征在于：包括初级开关电路、隔离变压器和RCD电平移位电路，初级开关电路中的MOS管栅极控制信号由波形发生器提供，初级开关电路的输出经过隔离变压器输出给RCD电平移位电路，RCD电平移位电路的输出信号作为桥式功率转换器中SiC功率管的栅驱动信号，驱动桥式功率转换器桥臂中的高、低压侧SiC功率管，利用变压器次级存在的漏感作为谐振电感与SiC功率管栅源寄生电容的谐振作用和RCD电平移位电路的电平移位，分别降低驱动损耗和SiC功率管的误导通概率；
初级开关电路、隔离变压器和RCD电平移位电路均包括相同结构的第一、第二两部分电路，第一部分电路中的RCD电平移位电路的输出信号驱动桥式功率转换器桥臂中高压侧SiC功率管的栅极，第二部分中的RCD电平移位电路的输出信号驱动桥式功率转换器桥臂中低压侧SiC功率管的栅极；其中：
第一部分电路中，初级开关电路包括MOSFET管S1-S4，波形发生器Q1-Q4、电容Cr1以及电压源VC1，电压源VC1的正极连接MOSFET管S1的漏极和MOSFET管S2的漏极，电压源VC1的负极连接MOSFET管S3的源极和MOSFET管S4的源极并接地，MOSFET管S1的源极连接MOSFET管S3的漏极，MOSFET管S2的源极连接MOSFET管S4的漏极，MOSFET管S1-S4的栅极控制信号分别由对应的波形发生器Q1-Q4提供，波形发生器Q1-Q4的正极分别连接对应的MOSFET管S1-S4的栅极，波形发生器Q1-Q4的负极分别连接对应的MOSFET管S1-S4的源极，MOSFET管S1的源极和MOSFET管S3的漏极连接电容Cr1的一端；隔离变压器T1初级绕组的同名端连接电容Cr1的另一端，隔离变压器T1初级绕组异名端连接MOSFET管S2的源极和MOSFET管S4的漏极，隔离变压器T1次级绕组同名端连接作为谐振电感的漏感Lr1的一端；RCD电平移位电路包括电阻R1和R4，电容C3和C6以及二极管D1，电阻R1与电容C3并联后的一端连接隔离变压器T1次级绕组的异名端，电阻R1与电容C3并联后的另一端连接二极管D1的阳极和功率转换器中一个桥臂的高压侧SiC功率管源极及低压侧SiC功率管漏极，二极管D1的阴极连接电阻R4与电容C6并联后的一端，电阻R4与电容C6并联后的另一端连接隔离变压器T1次级绕组漏感Lr1的另一端并作为栅驱动信号的输出端，驱动桥式功率转换器中一个桥臂高压侧SiC功率管的栅极；
第二部分电路中，初级开关电路包括MOSFET管S5-S8，波形发生器Q5-Q8、电容Cr2以及电压源VC1，电压源VC1的正极连接MOSFET管S5的漏极和MOSFET管S6的漏极，电压源VC1的负极连接MOSFET管S7的源极和MOSFET管S8的源极并接地，MOSFET管S5的源极连接MOSFET管S7的漏极，MOSFET管S6的源极连接MOSFET管S8的漏极，MOSFET管S5-S8的栅极控制信号分别由对应的波形发生器Q5-Q8提供，波形发生器Q5-Q8的正极分别连接相应的MOSFET管S5-S8的栅极，波形发生器Q5-Q8的负极分别连接相应的MOSFET管S5-S8的源极，MOSFET管S5的源极和MOSFET管S7的漏极连接电容Cr2的一端；隔离变压器T2初级绕组的同名端连接电容Cr2的另一端，隔离变压器T2初级绕组的异名端连接MOSFET管S6的源极和MOSFET管S8的漏极，隔离变压器T2次级绕组的同名端连接作为谐振电感的漏感Lr2的一端；RCD电平移位电路包括电阻R2和R3，电容C4和C5以及二极管D2，电阻R2与电容C4并联后的一端连接隔离变压器T2次级绕组异名端，电阻R2与电容C4并联后的另一端连接二极管D2的阳极和功率转换器中同一桥臂的低压侧SiC功率管源极并接地，二极管D2的阴极连接电阻R3与电容C5并联后的一端，电阻R3与电容C5并联后的另一端连接隔离变压器T2次级绕组漏感Lr2的另一端并作为栅驱动信号的输出端，驱动桥式功率转换器同一桥臂低压侧SiC功率管的栅极。
如果桥式功率转换器采用的是全桥变换器，则设置两个相同的第一部分电路和两个相同的第二部分电路，分别驱动全桥变换器两个桥臂中的高、低压侧SiC功率管。
本发明具有如下优点和效果：
1)适用于所有的桥式变换器，利用隔离变压器的隔离作用和次级谐振电感与SiCMOSFET管寄生电容的谐振作用，通过相应的控制算法可使得初级驱动电路的功率管实现ZVS(零电压开关)导通和ZVS关断，从而大大减小了驱动电路的驱动损耗，进而提高了本发明电路的效率。
2)利用隔离变压器可以提供一个负的驱动电压从而避免次级SiC MOSFET管的误触发，同时在次级串接了RCD(电阻电容二极管式)电平移位电路有助于更好地防止产生误触发脉冲引起SiC MOSFET管发生误导通现象，提高了本栅驱动电路的可靠性。
3)将耦合隔离变压器分开，分别单独用各自的隔离变压器代替，初级驱动电路的两个部分均由四个功率管构成并且相应部分的功率管开关的状况分开设置，分别来驱动次级的SiC MOSFET管，这样可以减弱SiC MOSFET管的直通现象，进一步提高本栅驱动电路的稳定性。
附图说明
图1是本发明整体结构原理框图；
图2是对应图1的本发明电路图；
图3是对应图2的本发明实施电路图；
图4是初级开关电路开关管开关信号波形图；
图5a是耦合隔离变压器未分开时的原理
图5b是次级侧驱动信号波形图。
图6是本发明次级侧驱动信号波形图；
图7是本发明RCD电平移位电路两侧波形图；
图8是开关频率与栅驱动损耗的关系对比图；
图9是栅极电荷与栅驱动损耗的关系对比图。
具体实施方式
下面结合附图给出的实施例对发明的技术方案进行详细说明，实施例中的桥式功率转换器采用的是同步BUCK电路,将同步BUCK整流电路作为半桥测试载体。
同步BUCK电路包括高、低压侧SiC功率管S9和S10、电压源VC2、电感L4、输出电容C7以及栅极驱动电阻R5和R6，高压侧SiC功率管S9的漏极连接电压源VC2的负极，电压源VC2的正极连接输出电容C7的一端并接地，输出电容C7的另一端通过电感L4连接第一部分RCD电平移位电路中的二极管D1的阳极并且二极管D1的阳极与S9的源极和S10的漏极相连,，SiC功率管S9通过驱动电阻R5连接第一部分RCD电平移位电路中电阻R4与电容C6并联后与隔离变压器T1次级绕组漏感Lr1的连接端，SiC功率管S10通过驱动电阻R6连接第二部分RCD电平移位电路中电阻R3与电容C5并联后与隔离变压器T2次级绕组漏感Lr2的连接端。同步BUCK电路5的输出电容C7以及下管S10接地。初级驱动电路1的上下两个部分依次串接对应部分的隔离变压器2、次级谐振电感3、RCD电平移位电路4，形成两个分立的驱动电路分别驱动同步BUCK电路的S9和S10。
如图1所示，本发明采用SiC功率管的桥式功率转换器的栅驱动电路，包括有初级开关电路1、隔离变压器2、次级谐振电感3、RCD电平移位电路4和被驱动的同步BUCK电路5，其中初级开关电路1的两个部分分别串接隔离变压器2、次级谐振电感3和RCD电平移位电路4。
如图2所示，初级驱动电路1由上下同结构的两个部分组成，每个部分包括有：4个MOSFET管、4个波形发生器、1个电压源。MOSFET管S1-S4、波形发生器Q1-Q4和电压源VC1构成了部分一，电压源VC1的正极接S1的漏极同时接S2的漏极，电压源VC1的负极接S3和S4的源极并接地，S1的源极串接S3的漏极，S2的源极串接S4的漏极，S1和S3的串接并上S2和S4的串接，S1-S4的栅极驱动信号分别由对应的Q1-Q4波形发生器提供。MOSFET管S5-S8、波形发生器Q5-Q8和电压源VC1构成了部分二，部分二的电路结构与部分一相同。隔离变压器2由分立的两个变压器T1和T2组成，隔离变压器T1初级侧的上端连接电容Cr1的右端，电容Cr1的左端连接到S1的源极和S2的漏极之间，隔离变压器T1初级侧的下端连接到S2的源极和S4的漏极之间，隔离变压器T2与初级驱动电路1部分二的连接方式与上述相同。次级谐振电感3由分立的两个漏感Lr1和Lr2组成，Lr1和Lr2分别串接隔离变压器T1和T2次级线圈的上端。RCD电平移位电路4包括上下两个同结构的部分，每个部分包括有：3个电阻、2个电容、1个二极管。电容C3和C6、电阻R1，R4、二极管D1构成了RCD电平移位电路4的上部分，C6和R4并联同时RC并联的下端与二极管D1阴极连接，R1和C3并联同时该RC并联左端与隔离变压器T1次级线圈下端连接，二极管D1的阳极与R1和C3的并联端右侧相连，栅驱动电阻R5左端连接R4和C6并联电路的上端，R5的右端连接同步BUCK电路5中SiC MOSFET管S9的栅极。电容C4和C5、电阻R2，R3、二极管D2构成了RCD电平移位电路4的下部分，下部分与隔离变压器T2以及BUCK同步电路的连接方式与上述上部分相同。需要说明的是，图中两个隔离变压器T1和T2的初级和次级都存在漏感，本发明是利用次级的漏感Lr1和Lr2作为次级谐振电感3分别与S9和S10的栅源间寄生电容产生谐振。图中漏感Lr1和Lr2分别示出在T1的同名端和T2的异名端串联连接只是一种示例，实际上漏感Lr1和Lr2是寄生参数并不是实体电感，所以漏感Lr1和Lr2也可以示出在T1的异名端和T2的同名端串联连接。
上述初级开关电路1、隔离变压器2、次级谐振电感3、RCD电平移位电路4构成了基本的SiC MOSFET管的谐振栅驱动电路结构。其具体地工作原理如下：
S1-S8为驱动开关，其中S1-S4为S9的驱动开关，S5-S8为S10的驱动开关，S1-S4的驱动开关的工作过程与S5-S8的驱动开关的工作过程类似，如图4所示，在[t0-t1]时间段，S2和S3导通，此时电压UAB被钳位在-VC。由于隔离变压器的变比为1:1，此时在变压器次级侧电压也为-VC，此时S10导通，S9关断，在t1时刻，此时初次级谐振电路发生谐振，初级侧和次级侧电流为0，此时S2管零电压关断，S4管零电压开通，在t2时刻，次级上部分电压达到VC，此时S9导通，S10关断,此时驱动开关S3零电压关断，S1零电压开通，在[t2-t3]时刻，UAB电压钳位在VC，则次级电压也维持在VC，在t3时刻，发生谐振，S1零电压关断，S2零电压开通。利用这种控制策略可以实现初级驱动电路开关管的ZVS导通和ZVS关断，从而降低初级驱动电路开关管的开关损耗，提高本栅驱动电路的效率。本发明中在次级侧串接了RCD电平移位电路，使得SiC MOSFET管的触发脉冲变为不对称触发脉冲，该电路可降低次级SiCMOSFET管误导通的概率。
1)隔离变压器2，起到一个隔离变压以及初次级传递能量的作用。
2)次级谐振电感3是与次级SiC MOSFET管的栅源极寄生电容形成谐振。
3)RCD电平移位电路4利用分压原理来实现次级输出驱动信号的电平移位，降低伪触发脉冲误导通SiC MOSFET管和自震荡的概率。提高栅驱动的可靠性。
4)初级驱动电路采用两部分，并分别配置一个隔离变压器的原因主要是为了降低次级侧功率管S9和S10驱动信号发生重叠最终导致直通的概率，提高整个栅驱动电路的可靠性。
本发明工作过程如下：
本发明中，次级侧的两个SiC MOSFET管分立开来驱动，采用了两路控制电路，这样可以避免次级侧的两个功率管发生直通的现象。提高了该栅驱动电路的稳定性。
下面以图3为例，描述本发明：
参数及说明如下：
Vc1＝10V，Vc2＝20V，Lr1＝Lr2＝53nH，R1＝R2＝R3＝R4＝180kΩ，R5＝R6＝2.2Ω,，Cr1＝Cr2＝C3＝C4＝C5＝C6＝0.1uF，实例中用BUCK同步电路来仿真测试应证。
如图4所示为驱动开关的开关信号波形图，由图可见通过相应的控制策略可在死区时间使得驱动开关实现ZVS开通和ZVS关断。
如图5所示为本发明图2电路中耦合隔离变压器初级电路未分开时的原理图(图5a)以及次级驱动信号波形图(图5b)，发现其驱动信号存在比较严重的交叠现象。
如图6所示为本发明栅驱动电路次级驱动信号的波形图，其驱动信号交叠现象减弱。
如图7所示为RCD电平移位电路两侧的波形图，加入RCD电平移位电路后驱动信号有明显的电平移位，其驱动波形由对称的波形变为不对称的波形。
如图8所示为本发明和传统的栅驱动电路的驱动开关管损耗随开关频率变化的一个对比折线图，本发明的驱动开关的损耗明显比传统的栅驱动开关损耗要低的多，大大提高栅驱动电路的效率。
如图9所示为本发明和传统的栅驱动电路的驱动开关管损耗随栅极电荷变化的一个对比，同样，本发明的驱动开关管的损耗明显比传统栅驱动开关损耗要低的多，大大提高了栅驱动电路的效率。

Claims (2)

1.一种采用SiC功率管的桥式功率转换器的栅驱动电路，其中的桥式功率转换器包括半桥和全桥功率转换器，其特征在于：包括初级开关电路、隔离变压器和RCD电平移位电路，初级开关电路中的MOS管栅极控制信号由波形发生器提供，初级开关电路的输出经过隔离变压器输出给RCD电平移位电路，RCD电平移位电路的输出信号作为桥式功率转换器中SiC功率管的栅驱动信号，驱动桥式功率转换器桥臂中的高、低压侧SiC功率管，利用变压器次级存在的漏感作为谐振电感与SiC功率管栅源寄生电容的谐振作用和RCD电平移位电路的电平移位，分别降低驱动损耗和SiC功率管的误导通概率；
初级开关电路、隔离变压器和RCD电平移位电路均包括相同结构的第一、第二两部分电路，第一部分电路中的RCD电平移位电路的输出信号驱动桥式功率转换器桥臂中高压侧SiC功率管的栅极，第二部分中的RCD电平移位电路的输出信号驱动桥式功率转换器桥臂中低压侧SiC功率管的栅极；其中：
第一部分电路中，初级开关电路包括MOSFET管S1-S4，波形发生器Q1-Q4、电容Cr1以及电压源VC1，电压源VC1的正极连接MOSFET管S1的漏极和MOSFET管S2的漏极，电压源VC1的负极连接MOSFET管S3的源极和MOSFET管S4的源极并接地，MOSFET管S1的源极连接MOSFET管S3的漏极，MOSFET管S2的源极连接MOSFET管S4的漏极，MOSFET管S1-S4的栅极控制信号分别由对应的波形发生器Q1-Q4提供，波形发生器Q1-Q4的正极分别连接对应的MOSFET管S1-S4的栅极，波形发生器Q1-Q4的负极分别连接对应的MOSFET管S1-S4的源极，MOSFET管S1的源极和MOSFET管S3的漏极连接电容Cr1的一端；隔离变压器T1初级绕组的同名端连接电容Cr1的另一端，隔离变压器T1初级绕组异名端连接MOSFET管S2的源极和MOSFET管S4的漏极，隔离变压器T1次级绕组同名端连接作为谐振电感的漏感Lr1的一端；RCD电平移位电路包括电阻R1和R4，电容C3和C6以及二极管D1，电阻R1与电容C3并联后的一端连接隔离变压器T1次级绕组的异名端，电阻R1与电容C3并联后的另一端连接二极管D1的阳极和功率转换器中一个桥臂的高压侧SiC功率管源极及低压侧SiC功率管漏极，二极管D1的阴极连接电阻R4与电容C6并联后的一端，电阻R4与电容C6并联后的另一端连接隔离变压器T1次级绕组漏感Lr1的另一端并作为栅驱动信号的输出端，驱动桥式功率转换器中一个桥臂高压侧SiC功率管的栅极；
第二部分电路中，初级开关电路包括MOSFET管S5-S8，波形发生器Q5-Q8、电容Cr2以及电压源VC1，电压源VC1的正极连接MOSFET管S5的漏极和MOSFET管S6的漏极，电压源VC1的负极连接MOSFET管S7的源极和MOSFET管S8的源极并接地，MOSFET管S5的源极连接MOSFET管S7的漏极，MOSFET管S6的源极连接MOSFET管S8的漏极，MOSFET管S5-S8的栅极控制信号分别由对应的波形发生器Q5-Q8提供，波形发生器Q5-Q8的正极分别连接相应的MOSFET管S5-S8的栅极，波形发生器Q5-Q8的负极分别连接相应的MOSFET管S5-S8的源极，MOSFET管S5的源极和MOSFET管S7的漏极连接电容Cr2的一端；隔离变压器T2初级绕组的同名端连接电容Cr2的另一端，隔离变压器T2初级绕组的异名端连接MOSFET管S6的源极和MOSFET管S8的漏极，隔离变压器T2次级绕组的同名端连接作为谐振电感的漏感Lr2的一端；RCD电平移位电路包括电阻R2和R3，电容C4和C5以及二极管D2，电阻R2与电容C4并联后的一端连接隔离变压器T2次级绕组异名端，电阻R2与电容C4并联后的另一端连接二极管D2的阳极和功率转换器中同一桥臂的低压侧SiC功率管源极并接地，二极管D2的阴极连接电阻R3与电容C5并联后的一端，电阻R3与电容C5并联后的另一端连接隔离变压器T2次级绕组漏感Lr2的另一端并作为栅驱动信号的输出端，驱动桥式功率转换器同一桥臂低压侧SiC功率管的栅极。
2.根据权利要求1所述的采用SiC功率管的桥式功率转换器的栅驱动电路，其特征在于：如果桥式功率转换器采用的是全桥变换器，则设置两个相同的第一部分电路和两个相同的第二部分电路，分别驱动全桥变换器两个桥臂中的高、低压侧SiC功率管。
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