CN109450263A - 一种推挽谐振型驱动电路及其控制方法 - Google Patents

一种推挽谐振型驱动电路及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种推挽谐振型驱动电路及其控制方法，电路包括直流电压源，带反并联二极管的第一功率管、第二功率管、第三功率管，高频隔离变压器，第一谐振电感、第二谐振电感，第一电容、第二电容，一个桥臂被驱动功率管上管、下管，所述的高频隔离变压器包含原边第一绕组，原边第二绕组，副边第一绕组，副边第二绕组。同时还提供一种控制方法，用于控制所述的推挽谐振型驱动电路。本发明利用谐振电感与被驱动功率管的输入电容谐振，产生谐振电流作为驱动电流，可将储存在被驱动功率管输入电容上的能量回收利用，输出关断负压可提高关断状态的可靠性，所有功率管可实现ZCS开通与ZCS关断，不仅可减小驱动损耗，也可以减小被驱动功率管的开关损耗。

Description

一种推挽谐振型驱动电路及其控制方法
技术领域
本发明涉及DC-DC软开关变换器技术领域，具体涉及一种推挽谐振型驱动电路。
背景技术
DC-DC与DC-AC变换器是太阳能、风能及燃料电池等新能源发电系统的关键组成部分，其性能直接关系到新能源发电系统的整体技术、投入回报率及可持续发展。对进一步提高变换器的传输效率、可靠性、减小体积和降低成本具有十分重要意义。随着开关频率的提高，采用传统电压型驱动电路驱动功率器件所带来的开关损耗日益凸显，为了进一步改善整个变换器的性能，驱动电路的优化必须得到重视。推挽变换器具有结构简单、电气隔离、变压器利用率高等优点，常应用于新能源发电系统中，推挽功率放大电路也广泛应用于功率管驱动电路中。传统的电压型结构驱动功率管工作在硬开关状态，驱动功率损耗全部消耗在门极驱动电阻上，驱动电路的损耗随着开关频率的提高而增大。现有的谐振型驱动电路优点是可以回收消耗在驱动电阻上的功率损耗，高频工作下可大幅度减小驱动损耗、提高效率，但是存在部分电路的结构不够简化，输出不含负压不能保证被驱动功率管的稳定关断，驱动电路自身所占损耗大等问题。
发明内容
本发明的目的旨在针对背景所述技术的不足，提供了一种推挽谐振型驱动电路及其控制方法，能够将储存在被驱动功率管输入电容上的能量回收利用，输出关断负压可提高关断状态的可靠性，减小被驱动功率管的开关损耗。
为实现上述目的，本发明采用如下技术方案：
一种推挽谐振型驱动电路，包括直流电压源，带反并联二极管的第一功率管、第二功率管、第三功率管，高频隔离变压器，第一谐振电感、第二谐振电感，第一电容、第二电容，一个桥臂被驱动功率管上管、下管，所述的高频隔离变压器包含原边第一绕组、原边第二绕组、副边第一绕组、副边第二绕组，其中，直流电压源的正极接第三功率管的漏极，第三功率管的源极接高频隔离变压器原边第一绕组的异名端与原边第二绕组的同名端，原边第一绕组的同名端接第一功率管的漏极，原边第二绕组的异名端接第二功率管的漏极；第一功率管的源极与第二功率管的源极共同与直流电压源的负极相连；副边第一绕组的同名端与第一谐振电感的一端连接，副边第一绕组的异名端与被驱动功率管上管的源极、被驱动功率管下管的漏极、第一输入电容的一端连接，第一谐振电感的另一端与被驱动功率管上管的栅极和第一输入电容的另一端连接；副边第二绕组的异名端与第二谐振电感的一端、第二输入电容的一端连接，副边第二绕组的同名端与被驱动功率管下管的源极和地连接，第二谐振电感的另一端与被驱动功率管下管的栅极和第二输入电容的另一端连接。
输入直流电压经过高频隔离变压器原边三个功率管两两交替导通作用于高频隔离变压器的原边第一绕组与原边第二绕组，副边第一绕组和副边第二绕组感应出一对大小相同、极性相反的信号，第一谐振电感与第一输入电容谐振，第二谐振电感与第二输入电容谐振均发生在第一功率管、第二功率管共同导通时，它们产生的谐振电流作为被驱动功率管的驱动电流，两路驱动电压信号分别上升和下降，使得被驱动功率管输入电容中的能量得以回收，开关损耗得以减小。
进一步地，所述的第一功率管、第二功率管、第三功率管是功率MOSFET。
进一步地，所述第一谐振电感、第二谐振电感为高频隔离变压器的漏感。
进一步地，所述的高频隔离变压器的原边第一绕组、原边第二绕组、副边第一绕组、副边第二绕组四个绕组的匝数相等，以保证高频隔离变压器的磁平衡，不会因为磁芯饱和而影响变换器传输效率与工作性能。
本发明同时提供一种控制方法，用于控制所述的一种推挽谐振型驱动电路，包括以下步骤：
步骤1：第一功率管与第三功率管共同导通Td/2时间后关断第三功率管；
步骤2：经过死区时间Ts后开通第二功率管，第二功率管与第一功率管共同导通T(1-d)/2后关断第一功率管；
步骤3：经过死区时间Ts后开通第三功率管，第三功率管与第二功率管共同导通Td/2时间后关断第三功率管；
步骤4：经过死区时间Ts后开通第一功率管，第二功率管与第一功率管共同导通T(1-d)/2后，关断第二功率管；
步骤5：经过死区时间Ts后开通第三功率管，第一功率管、第三功率管同时导通，回到步骤1，进行循环。
进一步地，所述的死区时间Ts大于第二功率管开通或关断和第三功率管关断或开通的瞬态时间之和，且时间越短越对该模态的谐振状态有利，死区时间的存在可以避免一个桥臂功率管发生直通问题。
进一步地，所述的T为第一功率管或第二功率管的开关周期。
进一步地，所述的d为第一功率管或第二功率管的导通占空比。
与现有技术相比，本发明的有益技术效果在于：
(1)本发明利用电感与被驱动功率管的输入电容谐振，有利于回收输入电容里储存的能量，减小开关损耗。
(2)本发明的输出驱动电压包含负压，可以保证被驱动功率管的可靠关断，减小一个桥臂上的功率管因为漏源极电压快速变化受到的串扰影响。
(3)本发明的双通道输出驱动电压，时序互补，且包含一定的死区时间，可以驱动一个桥臂的功率管，避免桥臂直通的问题。
附图说明
附图1为本发明电路结构示意图。
附图2为本发明的PWM开关时序图。
附图3为本发明实施电路主要波形示意图。
附图4～附图9为本发明电路实施例的各个开关模态示意图。
图1中，Vc：直流电压源；S1～S3：功率开关管；Tr：高频隔离变压器；ugs1～ugs3：功率管S1～S3的驱动信号；Lr1、Lr2：谐振电感；Q1、Q2：一个桥臂上被驱动的功率管；Cgs1、Cgs2：Q1、Q2对应的输入电容；ip：流过功率管S3的电流；ir1、ir2：驱动电流；vgs1、vgs2：功率管Q1、Q2的驱动电压；vs：高频隔离变压器Tr的绕组电压。
具体实施方式
为了更具体地描述本发明，下面结合附图及实施例对本发明的技术方案进行详细描述。
如图1所示，一种推挽谐振型驱动电路，包括直流电压源Vc，带反并联二极管的第一功率管S1、第二功率管S2、第三功率管S3，高频隔离变压器Tr，第一谐振电感Lr1、第二谐振电感Lr2，一个桥臂被驱动功率管上管Q1、下管Q2，所述的高频隔离变压器Tr包含原边第一绕组Np1、原边第二绕组Np2、副边第一绕组Ns1、副边第二绕组Ns2，其中，直流电压源Vc的正极接第三功率管S3的漏极，第三功率管S3的源极接高频隔离变压器Tr原边第一绕组Np1的异名端与原边第二绕组Np2的同名端，原边第一绕组Np1的同名端接第一功率管S1的漏极，原边第二绕组Np2的异名端接第二功率管S2的漏极；第一功率管S1的源极与第二功率管S2的源极共同与直流电压源Vc的负极相连；高频隔离变压器Tr副边第一绕组Ns1的同名端与第一谐振电感Lr1的一端连接，副边第一绕组Ns1的异名端与被驱动功率管上管Q1的源极连接，第一谐振电感Lr1的另一端与被驱动功率管上管Q1的栅极连接；副边第二绕组Ns2的异名端与第二谐振电感Lr2的一端连接，副边第二绕组Ns2的同名端与被驱动功率管下管Q2的源极连接，第二谐振电感Lr2的另一端与被驱动功率管下管Q2的栅极连接。
本发明还提供一种控制方法，用于控制上述的一种推挽谐振型碳化硅功率管驱动电路，如图2所示，采用脉冲宽度调制技术(PWM，Pulse Width Modulation)开关时序：①第一与第三功率管S1与S3共同导通Td/2时间后关断第三功率管S3；②经过死区时间Ts后开通第二功率管S2，第二功率管S2与第一功率管S1共同导通T(1-d)/2后关断第一功率管S1；③经过死区时间Ts后开通第三功率管S3，第三功率管S3与第二功率管S2共同导通Td/2时间后关断第三功率管S3；④经过死区时间Ts后开通第一功率管S1，第二功率管S2与第一功率管S1共同导通T(1-d)/2后，关断第二功率管S2；⑤经过死区时间Ts后开通第三功率管S3，第一、第三功率管S1与S3同时导通，回到第①个过程；如此循环下去。
下面结合附图4～附图9对本发明推挽谐振型驱动电路的具体工作原理进行详细地描述。稳态下本发明在一个开关周期内共有12个开关模态，分别是[t0～t1]、[t1～t2]、[t2～t3]、[t3～t4]、[t4～t5]、[t5～t6]、[t6～t7]、[t7～t8]、[t8～t9]、[t9～t10]、[t10～t11]、[t11～t12]，其中[t0～t6]为前半个周期，[t7～t12]为后半个周期。附图3为前半个周期的开关时序图，下面对各个模态的工作原理具体分析。
1模态1[t0～t1]对应附图4
在t0～t1阶段，驱动管S1与S3导通，驱动高频隔离变压器Tr同名端电压被箝位在-Vc，由于高频隔离变压器匝比为1:1，所以功率管上管Q1的栅源极电压也被箝位在-Vc，处于关断状态，Q2栅源极电压为+Vc，处于导通状态。功率管上管Q1的负栅源极电压可防止桥臂高频工作下dv/dt引起的功率管误导通，增加了关断的可靠性。
2模态2[t1～t2]对应附图5
t1时刻，关断S3和开通S2，关断与开通之间存在死区时间Ts，Ts大于功率管S2、S3的开通、关断瞬态时间之和即可，且时间越短越对该模态的谐振状态有利。由于t1时刻原、副边电流ip、ir1与ir2均为零，因此S3可实现零电流开关(ZCS，Zero Current Switch)关断，S2实现ZCS开通。随后，驱动高频隔离变压器绕组电压为0，由于前一时刻Cgs1与Cgs2分别承受-Vc与+Vc的电压，当高频隔离变压器电压为0时，电容Cgs1与电感Lr1、Cgs2与电感Lr2分别发生串联谐振，谐振电流ir1与ir2分别对Cgs1与Cgs2充、放电，变化波形如附图3t1～t2阶段的半正弦波，原边电流ip为副边ir1、ir2二者之和。t2时刻，当电流ir1与ir2谐振到零时，该模态结束。由于谐振回路电阻Rp存在压降(其中Rp包括驱动功率管S1与S2的导通电阻、高频隔离变压器副边的绕组电阻及驱动功率管上管Q1与下管Q2的内部栅极驱动电阻之和)，因此到t2时刻，vgs1与vgs2两端电压分别上升与下降至Vc1和-Vc1，t2时刻，vgs1的大小Vc1为：
式中：
其中Vc1与输入电压源Vc存在电压差ΔVc，大小为：
此模态下，驱动电流并没有流过直流电压源，电流ip流过S1、S2与原边绕组、副边电流ir1与ir2分别流过Lr1、Cgs1与Lr2、Cgs2，从中可以看出，直流电压源在谐振过程中并没有提供能量，驱动能量来自于Cgs1与Cgs2，这表明谐振驱动电路可大幅度回收输入电容存储的能量，减小损耗、提高效率。
3模态3[t2～t3]对应附图6
t2时刻，电流ir1与ir2谐振到零，驱动管S1可实现ZCS关断、S3实现ZCS开通，驱动高频隔离变压器绕组电压作用在Vc，随后Vc将继续给Cgs1充电，同时Cgs2放电，t3时刻，vgs1与vgs2分别由Vc1充电至Vc、vgs2由-Vc1放电至-Vc，此模态结束。
4模态4[t3～t4]对应附图7
t3时刻后，原边驱动管S2、S3导通，直流电压源Vc箝位在绕组上，因此，vgs1电压可被箝位在Vc，Q1处在正向导通阶段，vgs2电压被箝位在-Vc，Q2处于有效可靠关断状态。此过程与模态1类似。
5模态5[t4～t5]对应附图8
t4时刻，ip＝ir1＝ir2＝0,可ZCS关断驱动管S3和ZCS开通S1，电容Cgs1与电感Lr1、Cgs2与电感Lr2构成串联谐振电路重新发生谐振，工作原理与模态1类似，但是副边谐振电流方向与模态2反向，Cgs1谐振放电、Cgs2谐振充电；t5时刻，vgs1与vgs2两端电压分别下降与上升至-Vc1和Vc1，此过程结束。
6模态6[t5～t6]对应附图9
t5时刻，电流ir1与ir2又谐振到零，驱动管S2可实现ZCS关断、S3实现ZCS开通，驱动高频隔离变压器绕组电压作用在Vc而继续给Cgs2充电、Cgs1放电，t6时刻，vgs2与vgs1分别充放电至Vc、-Vc，此模态结束。
t6时刻以后，驱动电路工作状态回到模态1，不再重复。
应当指出，以上所述仅为本发明的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。本实施例中未明确的各组成部分均可用现有技术加以实现。

Claims (8)

1.一种推挽谐振型驱动电路，其特征在于：包括直流电压源，带反并联二极管的第一功率管、第二功率管、第三功率管，高频隔离变压器，第一谐振电感、第二谐振电感，第一电容、第二电容，一个桥臂被驱动功率管上管、下管，所述的高频隔离变压器包含原边第一绕组、原边第二绕组、副边第一绕组、副边第二绕组，其中，直流电压源的正极接第三功率管的漏极，第三功率管的源极接原边第一绕组的异名端与原边第二绕组的同名端，原边第一绕组的同名端接第一功率管的漏极，原边第二绕组的异名端接第二功率管的漏极；第一功率管的源极与第二功率管的源极共同与直流电压源的负极相连；副边第一绕组的同名端与第一谐振电感的一端连接，副边第一绕组的异名端与被驱动功率管上管的源极、被驱动功率管下管的漏极、第一输入电容的一端连接，第一谐振电感的另一端与被驱动功率管上管的栅极和第一输入电容的另一端连接；副边第二绕组的异名端与第二谐振电感的一端、第二输入电容的一端连接，副边第二绕组的同名端与被驱动功率管下管的源极和地连接，第二谐振电感的另一端与被驱动功率管下管的栅极和第二输入电容的另一端连接。
2.根据权利要求1所述的一种推挽谐振型驱动电路，其特征在于：所述的第一功率管、第二功率管、第三功率管是功率MOSFET。
3.根据权利要求1所述的一种推挽谐振型驱动电路，其特征在于：所述第一谐振电感、第二谐振电感为高频隔离变压器的漏感。
4.根据权利要求1所述的一种推挽谐振型驱动电路，其特征在于：所述的高频隔离变压器的原边第一绕组、原边第二绕组、副边第一绕组、副边第二绕组四个绕组的匝数相等。
5.如权利要求1所述的一种推挽谐振型驱动电路的控制方法，用于控制，其特征在于包括以下步骤：
步骤1：第一功率管与第三功率管共同导通Td/2时间后关断第三功率管；
步骤2：经过死区时间Ts后开通第二功率管，第二功率管与第一功率管共同导通T(1-d)/2后关断第一功率管；
步骤3：经过死区时间Ts后开通第三功率管，第三功率管与第二功率管共同导通Td/2时间后关断第三功率管；
步骤4：经过死区时间Ts后开通第一功率管，第二功率管与第一功率管共同导通T(1-d)/2后，关断第二功率管；
步骤5：经过死区时间Ts后开通第三功率管，第一功率管、第三功率管同时导通，回到步骤1，进行循环。
6.根据权利要求5所述的控制方法，其特征在于：所述的死区时间Ts大于第二功率管开通或关断和第三功率管关断或开通的瞬态时间之和。
7.根据权利要求5所述的控制方法，其特征在于：所述的T为第一功率管或第二功率管的开关周期。
8.根据权利要求5所述的控制方法，其特征在于：所述的d为第一功率管或第二功率管的导通占空比。
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