CN113992024B - 一种基于桥臂复用式隔离型dc-dc变换器的功率分段调制方法 - Google Patents

一种基于桥臂复用式隔离型dc-dc变换器的功率分段调制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种基于桥臂复用式隔离型DC‑DC变换器的功率分段调制方法。对两端口隔离型DC‑DC变换器进行桥臂复用设计是构建高功率密度多端口DC‑DC变换器的常用方法，但由于复用桥臂的占空比不恒为50％，大大增加复用桥臂开关管的软开关实现难度。本发明提出一种功率分段调制方式，通过判断移相角与复用桥臂占空比的关系来选择不同的调制方式，通过设计适用于轻载工况的脉冲注入调制方式，解决因脉冲宽度变化而导致的轻载工况不能实现开关管的软开关问题。功率分段调制方法计算量小，不涉及查表等复杂的手段，简单实用，能够实现采用桥臂复用设计的隔离型DC‑DC变换器的全功率范围所有开关管的软开关，提高了工作效率与功率密度，降低了成本。

Description

一种基于桥臂复用式隔离型DC-DC变换器的功率分段调制 方法
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，更具体地，涉及一种基于桥臂复用式隔离型DC-DC变换器的功率分段调制方法及装置。
背景技术
直流主动配电网能够有效整合和消纳风电、光伏等分布式可再生能源，将是未来电网的重要形态。分布式可再生能源发电往往具有时空不平衡性，需要加入储能进行削峰填谷，而储能的加入使得配网中出现了多向功率调节的要求。传统的电力电子变换器不能满足直流主动配电网提出的功率多向流动、高功率密度等要求。
多端口DC-DC变换器相对于传统两端口变换器来说集成复用率更高，整个系统结构更加紧凑，体积与成本也更低。现有的多端口DC-DC变换器可分为完全隔离型、部分隔离型和非隔离型。完全隔离型多端口拓扑通常是将多个半桥单元或全桥单元通过多绕组的隔离变压器以磁耦合的方式相连，器件数量多，功率密度不高；非隔离型三端口拓扑可采用一条共用的直流母线连接各种非隔离型两端口变换器得到，不具备电气隔离和功率控制功能；部分隔离型三端口拓扑由两端口隔离型拓扑与非隔离型拓扑共同构成，部分端口之间不采用隔离设计，更适用于主动直流配电网场合。
部分隔离型多端口拓扑常采用桥臂复用设计以减少开关器件数量，提高效率，降低制造成本。隔离型两端口DC-DC变换器常采用移相控制方法，通过改变原边与副边全桥的移相角来改变传输功率大小和方向。但桥臂复用后，由于复用桥臂的占空比不恒为50％，大大增加了复用桥臂开关管的软开关实现难度，轻载工况所有开关管均不能实现软开关，重载工况的全范围的软开关实现条件也较为严苛，降低了变换器的工作效率。
发明内容
针对现有技术的缺陷和改进需求，本发明提供了一种基于桥臂复用式隔离型DC-DC变换器的功率分段调制方法及装置，旨在解决隔离型DC-DC变换器采用桥臂复用设计后不能实现软开关、效率低的问题。
为实现上述目的，按照本发明的一个方面，提供了一种基于桥臂复用式隔离型DC-DC变换器的功率分段调制方法，所述桥臂复用式隔离型DC-DC变换器包括：原边电路、副边电路和隔离电路；所述原边电路包括第一直流电源Vs1、第一至第四开关管Q1～Q4，其中Q1的源极与Q2的漏极连接，Q3的源极与Q4的漏极连接，Vs1的正极与Q1和Q2构成的桥臂的中点连接，Vs1的负极与Q2的源极连接；所述副边电路包括第三直流电源Vs3、第五至第八开关管S1～S4，其中S1的源极与S2的漏极连接，S3的源极与S4的漏极连接，Vs3的正极与S3的漏极连接，Vs3的负极与S4的源极连接；隔离电路原边与Q1～Q4构成的原边全桥电路的中点相连，隔离电路副边与S1～S4构成的副边全桥电路的中点相连，所述功率分段调制方法包括：
S1：对Vs1的输出电流is1做闭环控制，得到Q1和Q3的占空比d；
S2：对Vs3的传输功率Ps3做闭环控制，得到副边全桥电路相对于原边全桥电路的移相角
S3：比较与d之间的关系，若/>采用脉冲宽度调制，否则，采用脉冲注入调制。
进一步地，所述S1包括：
S11：将期望的Vs1的输出电流is1 ref与检测到的Vs1的输出电流is1相减得到误差信号eis1；
S12：通过跟踪误差信号eis1，得到Q1和Q3的占空比d。
进一步地，所述S2包括：
S21：将期望的Vs3的传输功率Ps3 ref与检测到的Vs3的传输功率Ps3相减得到误差信号ePS3；
S22：通过跟踪误差信号ePS3，得到副边全桥电路相对于原边全桥电路的移相角
进一步地，所述S3中，所述脉冲宽度调制具体为：
控制Q1和Q3的占空比为d，Q2与Q1互补导通，Q4与Q3互补导通；S1和S3的占空比为0.5，S2与S1互补导通，S4与S3互补导通；Q3相对于Q1的移相角为0.5，S3相对于S1的移相角为0.5；S1相对于Q1的移相角为
进一步地，所述S3中，所述脉冲注入调制具体为：
控制Q1的驱动波形，在占空比为0.5的驱动波形基础上注入占空比为d'＝d-0.5的脉冲；Q3的驱动波形与Q1的驱动波形相同，且Q3的未注入脉冲区域相对于Q1的未注入脉冲区域移相角为0.5，Q1的注入脉冲相对于Q3的未注入脉冲区域超前移相角为Q3的注入脉冲相对于Q1的未注入脉冲区域超前移相角为/>Q2与Q1互补导通，Q4与Q3互补导通；
S1的未注入脉冲区域相对于Q1的未注入脉冲区域移相角为S3的驱动波形与S1的驱动波形相同，S3的未注入脉冲区域相对于S1的未注入脉冲区域移相角为0.5，S1的注入脉冲相对于S3的未注入脉冲区域滞后移相角为/>S3的注入脉冲相对于S1的未注入脉冲区域滞后移相角为/>S2与S1互补导通，S4与S3互补导通；
其中，
进一步地，所述在占空比为0.5的驱动波形基础上注入占空比为d'＝d-0.5的脉冲，具体为：
当d>0.5时，在零电平脉范围注入脉冲宽度为d'的正电平脉冲；当d<0.5时，在正电平脉冲范围注入脉冲宽度为d'的零电平脉冲。
按照本发明的另一个方面，还提供了一种多相交错并联LLC谐振变换器优化控制装置，所述桥臂复用式隔离型DC-DC变换器包括：原边电路、副边电路和隔离电路；所述原边电路包括第一直流电源Vs1、第一至第四开关管Q1～Q4，其中Q1的源极与Q2的漏极连接，Q3的源极与Q4的漏极连接，Vs1的正极与Q1和Q2构成的桥臂的中点连接，Vs1的负极与Q2的源极连接；所述副边电路包括第三直流电源Vs3、第五至第八开关管S1～S4，其中S1的源极与S2的漏极连接，S3的源极与S4的漏极连接，Vs3的正极与S3的漏极连接，Vs3的负极与S4的源极连接；隔离电路原边与Q1～Q4构成的原边全桥电路的中点相连，隔离电路副边与S1～S4构成的副边全桥电路的中点相连，所述功率分段调制装置包括：
占空比计算模块，用于对Vs1的输出电流is1做闭环控制，得到Q1和Q3的占空比d；
移相角计算模块，用于对Vs3的传输功率Ps3做闭环控制，得到副边全桥电路相对于原边全桥电路的移相角
调制模块，用于比较与d之间的关系，若/>，采用脉冲宽度调制，否则，采用脉冲注入调制。
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案，能够取得以下有益效果：
(1)本发明通过设计适用于轻载工况的脉冲注入调制方式，解决了因脉冲宽度变化而导致的轻载工况不能实现开关管的软开关问题，并且能够实现采用桥臂复用设计的隔离型DC-DC变换器全功率范围所有开关管的软开关。从而减小开关损耗，提高工作效率，减小散热片设计，提高功率密度。
(2)本发明提出的脉冲注入调制方式，无需进行硬件电路的重新设计，适用于所有采用桥臂复用设计的隔离型变换器，具有通用性。
(3)本发明提出的分段功率调制方法计算量小，不涉及查表等复杂的手段，简单实用。
(4)本发明提出的分段功率调制方法能够实现能量双向流动工况的所有开关管全功率范围软开关，应用范围更广。
附图说明
图1为本发明实施例提供的一种桥臂复用式隔离型DC-DC变换器的拓扑结构图；
图2为本发明实施例提供的一种基于桥臂复用式隔离型DC-DC变换器的功率分段调制方法的控制框图；
图3为本发明实施例提供的脉冲宽度调制+移相控制工作波形；
图4为本发明实施例提供的脉冲注入调制+移相控制工作波形；
图5(a)至图5(f)为6个不同时段脉冲宽度调制+移相控制工作模态；
图6(a)至图6(l)为12个不同时段脉冲注入调制+移相控制工作模态；
图7为本发明实施例提供的一种基于桥臂复用式隔离型DC-DC变换器的功率分段调制装置的结构框图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
在本发明中，本发明及附图中的术语“第一”、“第二”等(如果存在)是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。
本发明中提到的桥臂复用式隔离型DC-DC变换器如图1所示，包括：原边电路、副边电路和隔离电路；所述原边电路包括第一直流电源Vs1、第二直流电源Vs2、第一电容Cs1、第二电容Cs2、第一电感L1、第二电感L2和第一至第四开关管Q1～Q4，其中Q1的源极与Q2的漏极连接，构成第一前桥臂，Q3的源极与Q4的漏极连接，构成第一后桥臂，前后两个桥臂连接构成原边全桥电路，Vs2、Cs2与所述原边全桥电路并联，第一前桥臂的中点与L1连接，第一后桥臂的中点与L2连接，L1和L2的另一端共同与Vs1的正极连接，Cs1与Vs1并联；所述副边电路包括第三直流电源Vs3、第三电容Cs3和第五至第八开关管S1～S4，其中S1的源极与S2的漏极连接，构成第二前桥臂，S3的源极与S4的漏极连接，构成第二后桥臂，前后两个桥臂连接构成副边全桥电路，Cs3、Vs3与所述副边全桥电路并联；所述隔离电路包括原边绕组n1、副边绕组n2和漏感L3，漏感L3一端与第一前桥臂的中点连接，另一端与原边绕组n1连接，原边绕组n1另一端与第一后桥臂的中点连接，副边绕组n2两端分别与第二前、后桥臂的中点连接。
其中，Vs3/Vs2＝n，n为隔离电路变比。Q1、Q2和Q3、Q4为双Buck-Boost变换器与隔离型变换器DAB的复用桥臂，Q1和Q3的占空比均为d，Q1和Q2互补导通，Q3和Q4互补导通，双Buck-Boost变换器的增益大小为：
基于图1所示的桥臂复用式隔离型DC-DC变换器，本发明提供了一种功率分段调制方法，包括：
S1：对Vs1的输出电流is1做闭环控制，得到Q1和Q3的占空比d；
S2：对Vs3的传输功率Ps3做闭环控制，得到S1～S4构成的副边全桥电路相对于Q1～Q4构成的原边全桥电路的移相角
S3：比较与d之间的关系，若/>采用脉冲宽度调制，否则，采用脉冲注入调制。
隔离型变换器DAB采用移相控制实现对传输功率流向和大小的控制。具体地，通过改变副边全桥电路相对于原边全桥电路的移相角对Vs3的传输功率Ps3做闭环控制。Vs3的传输功率Ps3越大，所需的移相角/>越大。如图2所示，当/>与d之间满足/>时，即传输功率较大时，采用脉冲宽度调制+移相控制策略能够满足所有开关管的软开关条件；否则，由于/>太小，脉冲宽度调制+移相控制策略不能实现所有开关管的软开关条件，此时采用脉冲注入调制+移相控制策略。
在与d之间满足/>时，采用脉冲宽度调制+移相控制策略的工作波形如图3所示。Q1和Q3的占空比为d，Q2与Q1互补导通，Q4与Q3互补导通。S1和S3的占空比为0.5，S2与S1互补导通，S4与S3互补导通。Q3相对与Q1的移相角为0.5，S3相对与S1的移相角为0.5。S1相对与Q1的移相角为/>开关周期为Ts，vAB为图1端点AB之间的瞬时电压，Vs3的传输功率Ps3与移相角/>之间的关系为：
在与d之间不满足/>时，采用脉冲注入调制+移相控制策略的工作波形如图4所示。Q1的驱动波形为，在d＝0.5的驱动波形基础上注入占空比为d'＝d-0.5的脉冲。具体注入方式为，d>0.5时，在零电平脉范围注入脉冲宽度为d'的正电平脉冲，d<0.5时，在正电平脉冲范围注入脉冲宽度为d'的零电平脉冲。Q3的驱动波形与Q1的驱动波形相同，Q3的未注入脉冲区域相对于Q1的未注入脉冲区域移相角为0.5，Q1的注入脉冲相对于Q3的未注入脉冲区域超前移相角为/>Q3的注入脉冲相对于Q1的未注入脉冲区域超前移相角为/>Q2与Q1互补导通，Q4与Q3互补导通。S1的未注入脉冲区域相对于Q1的未注入脉冲区域移相角为S3的驱动波形与S1的驱动波形相同，S3的未注入脉冲区域相对于S1的未注入脉冲区域移相角为0.5，S1的注入脉冲相对于S3的未注入脉冲区域滞后移相角为/>S3的注入脉冲相对于S1的未注入脉冲区域滞后移相角为/>S2与S1互补导通，S4与S3互补导通。其中/>Vs3的传输功率Ps3与移相角/>之间的关系为：
下面结合图5(a)至图5(f)和图6(a)至图6(l)对功率分段调制方法进行分析。考虑开关死区时间，图3与图4中tn表示对应开关管的导通时刻，tn'表示对应开关管的关断时刻（tn'未在图中标注）。DQn、DSn表示开关管Qn和Sn的反并联二极管，CQn、CSn表示开关管Qn和Sn的谐振电容。
脉冲宽度调制+移相控制的工作模态分析：
模态1(t0～t1)，对应图5(a)：在t0'时刻前，电感L3的电流为负。t0'时刻开关管Q3关断，电感L3与电容CQ3、CQ4谐振，电容CQ4放电、电容CQ3充电。谐振结束后DQ4续流，将Q4两端电压钳位在二极管导通压降大小，为Q4的零电压开通做准备。t0时刻Q4零电压开通，电感L3两端电压为2vAB，电感电流上升。
模态2(t1～t2)，对应图5(b)：在t1'时刻前，电感L3的电流为正。t1'时刻开关管S2、S3关断，电感L3与电容CS1～CS4谐振，电容CS1、CS4放电，电容CS2、CS3充电。谐振结束后DS1、DS4续流，将S1、S4两端电压钳位在二极管导通压降大小，为S1、S4的零电压开通做准备。t1时刻S1、S4零电压开通，电感L3两端电压为0，电感电流不变。
模态3(t2～t3)，对应图5(c)：在t2'时刻前，电感L3的电流为正。t2'时刻开关管Q4关断，电感L3与电容CQ3、CQ4谐振，电容CQ3放电、电容CQ4充电。谐振结束后DQ3续流，将Q3两端电压钳位在二极管导通压降大小，为Q3的零电压开通做准备。t2时刻Q3零电压开通，电感L3两端电压为-vAB，电感电流下降。
模态4(t3～t4)，对应图5(d)：在t3'时刻前，电感L3的电流为正。t3'时刻开关管Q1关断，电感L3与电容CQ1、CQ2谐振，电容CQ2放电、电容CQ1充电。谐振结束后DQ2续流，将Q2两端电压钳位在二极管导通压降大小，为Q2的零电压开通做准备。t1时刻Q2零电压开通，电感L3两端电压为-2vAB，电感电流下降。
模态5(t4～t5)，对应图5(e)：在t4'时刻前，电感L3的电流为负。t4'时刻开关管S1、S4关断，电感L3与电容CS1～CS4谐振，电容CS2、CS3放电，电容CS1、CS4充电。谐振结束后DS1、DS4续流，将S2、S3两端电压钳位在二极管导通压降大小，为S2、S3的零电压开通做准备。t2时刻S2、S3零电压开通，电感L3两端电压为0，电感电流不变。
模态6(t5～t6)，对应图5(f)：在t5'时刻前，电感L3的电流为负。t5'时刻开关管Q2关断，电感L3与电容CQ1、CQ2谐振，电容CQ1放电、电容CQ2充电。谐振结束后DQ1续流，将Q1两端电压钳位在二极管导通压降大小，为Q1的零电压开通做准备。t5时刻Q1零电压开通，电感L3两端电压为vAB，电感电流上升。
脉冲宽度注入调制+移相控制的工作模态分析：
模态1(t0～t1)，对应图6(a)：在t0'时刻前，电感L3的电流为正。t0'时刻开关管S2、S3关断，电感L3与电容CS1～CS4谐振，电容CS1、CS4放电，电容CS2、CS3充电。谐振结束后DS1、DS4续流，将S1、S4两端电压钳位在二极管导通压降大小，为S1、S4的零电压开通做准备。t0时刻S1、S4零电压开通，电感L3两端电压为0，电感电流不变。
模态2(t1～t2)，对应图6(b)：在t1'时刻前，电感L3的电流为正。t1'时刻开关管Q4关断，电感L3与电容CQ3、CQ4谐振，电容CQ3放电、电容CQ4充电。谐振结束后DQ3续流，将Q3两端电压钳位在二极管导通压降大小，为Q3的零电压开通做准备。t1时刻Q3零电压开通，电感L3两端电压为-vAB，电感电流下降。
模态3(t2～t3)，对应图6(c)：在t2'时刻前，电感L3的电流为负。t2'时刻开关管S4关断，电感L3与电容CS3、CS4谐振，电容CS3放电、电容CS4充电。谐振结束后DS3续流，将S3两端电压钳位在二极管导通压降大小，为S3的零电压开通做准备。t2时刻S3零电压开通，电感L3两端电压为0，电感电流不变。
模态4(t3～t4)，对应图6(d)：在t3'时刻前，电感L3的电流为负。t3'时刻开关管Q3关断，电感L3与电容CQ3、CQ4谐振，电容CQ4放电、电容CQ3充电。谐振结束后DQ4续流，将Q4两端电压钳位在二极管导通压降大小，为Q4的零电压开通做准备。t0时刻Q4零电压开通，电感L3两端电压为vAB，电感电流上升。
模态5(t4～t5)，对应图6(e)：在t4'时刻前，电感L3的电流为正。t4'时刻开关管S3关断，电感L3与电容CS3、CS4谐振，电容CS4放电、电容CS3充电。谐振结束后DS4续流，将S4两端电压钳位在二极管导通压降大小，为S4的零电压开通做准备。t4时刻S4零电压开通，电感L3两端电压为0，电感电流不变。
模态6(t5～t6)，对应图6(f)：在t5'时刻前，电感L3的电流为正。t5'时刻开关管Q1、Q4关断，电感L3与电容CQ1～CQ4谐振，电容CQ2、CQ3放电，电容CQ1、CQ4充电。谐振结束后DQ2、DQ3续流，将Q2、Q3两端电压钳位在二极管导通压降大小，为Q2、Q3的零电压开通做准备。t5时刻Q2、Q3零电压开通，电感L3两端电压为-2vAB，电感电流下降。
模态7(t6～t7)，对应图6(g)：在t6'时刻前，电感L3的电流为负。t6'时刻开关管S1、S4关断，电感L3与电容CS1～CS4谐振，电容CS2、CS3放电、电容CS1、CS4充电。谐振结束后DS2、DS3续流，将S2、S3两端电压钳位在二极管导通压降大小，为S2、S3的零电压开通做准备。t6时刻S2、S3零电压开通，电感L3两端电压为0，电感电流不变。
模态8(t7～t8)，对应图6(h)：在t7'时刻前，电感L3的电流为负。t7'时刻开关管Q2关断，电感L3与电容CQ1、CQ2谐振，电容CQ1放电、电容CQ2充电。谐振结束后DQ1续流，将Q1两端电压钳位在二极管导通压降大小，为Q1的零电压开通做准备。t7时刻Q1零电压开通，电感L3两端电压为vAB，电感电流上升。
模态9(t8～t9)，对应图6(i)：在t8'时刻前，电感L3的电流为正。t8'时刻开关管S2关断，电感L3与电容CS1、CS2谐振，电容CS1放电、电容CS2充电。谐振结束后DS1续流，将S1两端电压钳位在二极管导通压降大小，为S1的零电压开通做准备。t8时刻S1零电压开通，电感L3两端电压为0，电感电流不变。
模态10(t9～t10)，对应图6(j)：在t9'时刻前，电感L3的电流为正。t9'时刻开关管Q1关断，电感L3与电容CQ1、CQ2谐振，电容CQ2放电、电容CQ1充电。谐振结束后DQ2续流，将Q2两端电压钳位在二极管导通压降大小，为Q2的零电压开通做准备。t9时刻Q2零电压开通，电感L3两端电压为-vAB，电感电流下降。
模态11(t10～t11)，对应图6(k)：在t10'时刻前，电感L3的电流为负。t10'时刻开关管S1关断，电感L3与电容CS1、CS2谐振，电容CS2放电、电容CS1充电。谐振结束后DS2续流，将S2两端电压钳位在二极管导通压降大小，为S2的零电压开通做准备。t10时刻S2零电压开通，电感L3两端电压为0，电感电流不变。
模态12(t11～t12)，对应图6(l)：在t11'时刻前，电感L3的电流为负。t11'时刻开关管Q2、Q3关断，电感L3与电容CQ1～CQ4谐振，电容CQ1、CQ4放电、电容CQ2、CQ3充电。谐振结束后DQ1、DQ4续流，将Q1、Q4两端电压钳位在二极管导通压降大小，为Q1、Q4的零电压开通做准备。t11时刻Q1、Q4零电压开通，电感L3两端电压为2VAB，电感电流上升。
如图7所示，本发明另一方面，还提供了一种基于桥臂复用式隔离型DC-DC变换器的功率分段调制装置700，包括：
占空比计算模块710，用于对Vs1的输出电流is1做闭环控制，得到Q1和Q3的占空比d；
移相角计算模块720，用于对Vs3的传输功率Ps3做闭环控制，得到副边全桥电路相对于原边全桥电路的移相角
调制模块730，用于比较与d之间的关系，若/>采用脉冲宽度调制，否则，采用脉冲注入调制。
本实施例中，各模块的具体实施方式，请参考上述方法实施例中的描述，在此将不作复述。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种基于桥臂复用式隔离型DC-DC变换器的功率分段调制方法，所述桥臂复用式隔离型DC-DC变换器包括：原边电路、副边电路和隔离电路；所述原边电路包括第一直流电源Vs1、第二直流电源Vs2、第一电感L1、第二电感L2、第一至第四开关管Q1~Q4，其中Q1的源极与Q2的漏极连接，Q3的源极与Q4的漏极连接，Q1和Q2构成的桥臂的中点与L1连接，Q3和Q4构成的桥臂的中点与L2连接，L1和L2的另一端共同与Vs1的正极连接，Vs1的负极与Q2的源极连接，Vs2与Q1~Q4构成的原边全桥电路并联；所述副边电路包括第三直流电源Vs3、第五至第八开关管S1~S4，其中S1的源极与S2的漏极连接，S3的源极与S4的漏极连接，Vs3的正极与S3的漏极连接，Vs3的负极与S4的源极连接；隔离电路原边与Q1~Q4构成的原边全桥电路的中点相连，隔离电路副边与S1~S4构成的副边全桥电路的中点相连，其特征在于，所述功率分段调制方法包括：
S1：对Vs1的输出电流is1做闭环控制，得到Q1和Q3的占空比d；
S2：对Vs3的传输功率Ps3做闭环控制，得到副边全桥电路相对于原边全桥电路的移相角；
S3：比较与d之间的关系，若/>，采用脉冲宽度调制，否则，采用脉冲注入调制。
2.如权利要求1所述的功率分段调制方法，其特征在于，所述S1包括：
S11：将期望的Vs1的输出电流is1 ref与检测到的Vs1的输出电流is1相减得到误差信号eis1；
S12：通过跟踪误差信号eis1，得到Q1和Q3的占空比d。
3.如权利要求1所述的功率分段调制方法，其特征在于，所述S2包括：
S21：将期望的Vs3的传输功率Ps3 ref与检测到的Vs3的传输功率Ps3相减得到误差信号ePS3；
S22：通过跟踪误差信号ePS3，得到副边全桥电路相对于原边全桥电路的移相角。
4.如权利要求1所述的功率分段调制方法，其特征在于，所述S3中，所述脉冲宽度调制具体为：
控制Q1和Q3的占空比为d，Q2与Q1互补导通，Q4与Q3互补导通；S1和S3的占空比为0.5，S2与S1互补导通，S4与S3互补导通；Q3相对于Q1的移相角为0.5，S3相对于S1的移相角为0.5；S1相对于Q1的移相角为。
5.如权利要求1所述的功率分段调制方法，其特征在于，所述S3中，所述脉冲注入调制具体为：
控制Q1的驱动波形，在占空比为0.5的驱动波形基础上注入占空比为的脉冲；Q3的驱动波形与Q1的驱动波形相同，且Q3的未注入脉冲区域相对于Q1的未注入脉冲区域移相角为0.5，Q1的注入脉冲相对于Q3的未注入脉冲区域超前移相角为/>，Q3的注入脉冲相对于Q1的未注入脉冲区域超前移相角为/>；Q2与Q1互补导通，Q4与Q3互补导通；
S1的未注入脉冲区域相对于Q1的未注入脉冲区域移相角为φ；S3的驱动波形与S1的驱动波形相同，S3的未注入脉冲区域相对于S1的未注入脉冲区域移相角为0.5，S1的注入脉冲相对于S3的未注入脉冲区域滞后移相角为，S3的注入脉冲相对于S1的未注入脉冲区域滞后移相角为/>；S2与S1互补导通，S4与S3互补导通；
其中，。
6.如权利要求5所述的功率分段调制方法，其特征在于，所述在占空比为0.5的驱动波形基础上注入占空比为的脉冲，具体为：
当d>0.5时，在零电平脉范围注入脉冲宽度为d'的正电平脉冲；当d<0.5时，在正电平脉冲范围注入脉冲宽度为d'的零电平脉冲。
7.一种基于桥臂复用式隔离型DC-DC变换器的功率分段调制装置，所述桥臂复用式隔离型DC-DC变换器包括：原边电路、副边电路和隔离电路；所述原边电路包括第一直流电源Vs1、第二直流电源Vs2、第一电感L1、第二电感L2、第一至第四开关管Q1~Q4，其中Q1的源极与Q2的漏极连接，Q3的源极与Q4的漏极连接，Q1和Q2构成的桥臂的中点与L1连接，Q3和Q4构成的桥臂的中点与L2连接，L1和L2的另一端共同与Vs1的正极连接，Vs1的负极与Q2的源极连接，Vs2与Q1~Q4构成的原边全桥电路并联；所述副边电路包括第三直流电源Vs3、第五至第八开关管S1~S4，其中S1的源极与S2的漏极连接，S3的源极与S4的漏极连接，Vs3的正极与S3的漏极连接，Vs3的负极与S4的源极连接；隔离电路原边与Q1~Q4构成的原边全桥电路的中点相连，隔离电路副边与S1~S4构成的副边全桥电路的中点相连，其特征在于，所述功率分段调制装置包括：
占空比计算模块，用于对Vs1的输出电流is1做闭环控制，得到Q1和Q3的占空比d；
移相角计算模块，用于对Vs3的传输功率Ps3做闭环控制，得到副边全桥电路相对于原边全桥电路的移相角；
调制模块，用于比较与d之间的关系，若/>，采用脉冲宽度调制，否则，采用脉冲注入调制。
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