CN111342665A - 一种隔离型双向dc-dc变换器及其控制方法 - Google Patents

一种隔离型双向dc-dc变换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种隔离型双向DC‑DC变换器及其控制方法，所述变换器可等效为桥臂复用的四开关和CLLLC级联变换器，由原边直流源、副边直流源、原边升降压电感、谐振电感、谐振电容、直流母线电容、滤波电容、变压器、原副边功率开关管等器件组成，四开关变换器与CLLLC变换器复用原边第二开关桥臂。本发明提供的变换器不仅能同时具有两变换器的优点、减少开关管的数量，还有较宽的直流增益范围；并且具有多输入输出端口、功率双向流动、变换效率高、输入范围宽等优点，可实现所有开关管软开关，适用于V2G、UPS系统等大功率电能变换场合。

Description

一种隔离型双向DC-DC变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及电力电子领域，更具体地，涉及一种隔离型双向DC-DC变换器及其控制方法。
背景技术
随着电力电子技术的发展，我国可再生能源的装机容量不断上升，加之，变频家电及工业变频器的大量使用，使得传统配电网需要应对分布式新能源并网、负载多样化的考验。庞杂的网络结构使得配电网的电能供应稳定性、高效性受到巨大挑战。相比于交流配电网，直流配电网具有线路成本低、输电损耗小、供电可靠性高、便于分布式能源接入等优点。当新能源发电设备接入直流微网时，因其具有不连续的特点，为了稳定直流母线电压，需要在直流母线上挂接储能系统。在储能系统中，隔离型双向DC-DC变换电路(IsolatedBidirectional DC-DC Converter,IBDC)是连接直流母线和电池的重要部件。由于储能系统中电池电压变化范围较宽，因此要求IBDC支持宽范围输入。
电动汽车V2G技术在近几年受到广泛关注，该技术要求电动汽车车载充电机不仅能实现对车载动力电池组的充电，还可将动力电池组的电能反馈给电网。由于车载动力电池组通常由上百节锂离子电池单体通过串联或并联组成。锂离子电池单体电压一般在3V～4.2V之间，波动范围较宽，因此电池组的电压变化范围也很宽，作为连接车载动力电池组和电网之间的IBDC单元就需要符合宽范围输入的要求。
传统的IBDC通常采用双有源桥(DAB)或谐振变换器，但DAB电路存在输入输出电压不匹配时会产生较大环流的问题，且随着负载的减轻软开关ZVS的实现范围变小，开关管关断电流较大，这些都会增加损耗从而降低效率。谐振变换器可实现所有开关管软开关，但谐振变换器要获得较宽的输入电压范围，其开关频率变化范围也较大，轻载时效率较低且容易出现输出过压的问题。
发明内容
针对现有技术的缺陷或改进需求，本发明提出了一种隔离型双向DC-DC变换器及其控制方法，旨在解决传统的隔离型双向DC-DC变换器无法较好适应较宽的输入电压范围的问题。
为实现上述目的，按照本发明的一方面，提供了一种隔离型双向DC-DC变换器，该变换器可等效为级联的四开关变换器及CLLLC变换器。四开关变换器包含的桥臂有原边第一开关桥臂、原边第二开关桥臂；CLLLC变换器包含的桥臂有原边第二开关桥臂、原边第三开关桥臂、副边第一开关桥臂、副边第二开关桥臂。所述四开关变换器与所述CLLLC变换器复用原边第二开关桥臂。
进一步地，四开关变换器包括原边直流电压源V1、原边滤波电容C1、直流母线电容Cbus、第一原边功率开关管Sp1、第二原边功率开关管Sp2、第三原边功率开关管Sp3、第四原边功率开关管Sp4及原边升降压电感L1；第一原边功率开关管Sp1的发射极与第二原边功率开关管Sp2的集电极相连，组成原边第一开关桥臂；所述原边第一开关桥臂与原边滤波电容C1及原边直流电压源V1并联；第三原边功率开关管Sp3的发射极与第四原边功率开关管Sp4的集电极相连，组成原边第二开关桥臂；所述原边第二开关桥臂与直流母线电容Cbus并联；原边升降压电感L1一端连接原边第一开关桥臂的中点，另一端连接原边第二开关桥臂的中点。二极管Dp1为第一原边功率开关管Sp1的反并联二极管或体二极管，电容Cp1为第一原边功率开关管Sp1的结电容或并联等效电容；所述二极管Dp2为第二原边功率开关管Sp2的反并联二极管或体二极管，电容Cp2为第二原边功率开关管Sp2的结电容或并联等效电容；所述二极管Dp3为第三原边功率开关管Sp3的反并联二极管或体二极管，电容Cp3为第三原边功率开关管Sp3的结电容或并联等效电容；所述二极管Dp4为第四原边功率开关管Sp4的反并联二极管或体二极管，电容Cp4为第四原边功率开关管Sp4的结电容或并联等效电容。
进一步地，CLLLC变换器包括第三原边功率开关管Sp3、第四原边功率开关管Sp4、第五原边功率开关管Sp5、第六原边功率开关管Sp6、原边谐振电感Lpr、原边谐振电容Cpr、变压器T1、副边谐振电容Csr、副边谐振电感Lsr、第一副边功率开关管Ss1、第二副边功率开关管Ss2、第三副边功率开关管Ss3、第四副边功率开关管Ss4、副边直流电压源V2、副边滤波电容C2；第五原边功率开关管Sp5的发射极与第六原边功率开关管Sp6的集电极相连，组成原边第三开关桥臂；所述原边第三开关桥臂与原边第二开关桥臂及直流母线电容Cbus并联；原边谐振电感Lpr、原边谐振电容Cpr及变压器T1原边绕组构成原边串联谐振网络；所述原边串联谐振网络一端连接原边第二开关桥臂的中点，另一端连接原边第三开关桥臂的中点；第一副边功率开关管Ss1的发射极与第二副边功率开关管Ss2的集电极相连，组成副边第一开关桥臂；第三副边功率开关管Ss3的发射极与第四副边功率开关管Ss4的集电极相连，组成副边第二开关桥臂；副边第一开关桥臂、副边第二开关桥臂与副边直流电压源V2、副边滤波电容C2并联；副边谐振电感Lsr、副边谐振电容Csr及变压器T1副边绕组构成副边串联谐振网络；副边串联谐振网络一端连接副边第一开关桥臂的中点，另一端连接副边第二开关桥臂的中点。二极管Dp5为第五原边功率开关管Sp5的反并联二极管或体二极管，电容Cp5为第五原边功率开关管Sp5的结电容或并联等效电容；所述二极管Dp6为第六原边功率开关管Sp6的反并联二极管或体二极管，电容Cp6为第六原边功率开关管Sp6的结电容或并联等效电容。所述二极管Ds1为第一副边功率开关管Ss1的反并联二极管或体二极管，电容Cs1为第一副边功率开关管Ss1的结电容或并联等效电容；所述二极管Ds2为第二副边功率开关管Ss2的反并联二极管或体二极管，电容Cs2为第二副边功率开关管Ss2的结电容或并联等效电容；所述二极管Ds3为第三副边功率开关管Ss3的反并联二极管或体二极管，电容Cs3为第三副边功率开关管Ss3的结电容或并联等效电容；所述二极管Ds4为第四副边功率开关管Ss4的反并联二极管或体二极管，电容Cs4为第四副边功率开关管Ss4的结电容或并联等效电容。
进一步地，直流母线电容Cbus两端并联直流电源或负载，构成三端口变换器。
进一步地，所有的功率开关管可为电力晶体管、功率MOS管、IGBT等半导体器件。
按照本发明的另一方面，本发明还提供了一种隔离型双向DC-DC变换器的控制方法，定义电能从左向右传输的方向为变换器正向运行方向。
变换器正向运行时给第一原边功率开关管Sp1、第二原边功率开关管Sp2、第三原边功率开关管Sp3、第四原边功率开关管Sp4、第五原边功率开关管Sp5、第六原边功率开关管Sp6施加控制信号。施加在第一原边功率开关管Sp1的控制信号与施加在第二原边功率开关管Sp2控制信号互补；施加在第三原边功率开关管Sp3的控制信号与施加在第四原边功率开关管Sp4控制信号互补；施加在第五原边功率开关管Sp5的控制信号与施加在第六原边功率开关管Sp6控制信号互补；施加在第三原边功率开关管Sp3及第六原边功率开关管Sp6的控制信号相位相同，且施加在第三原边功率开关管Sp3至第六原边功率开关管Sp6的控制信号的占空比均为50％。第一原边功率开关管Sp1、第二原边功率开关管Sp2、第三原边功率开关管Sp3、第四原边功率开关管Sp4、第五原边功率开关管Sp5、第六原边功率开关管Sp6的开关频率相同，且为原边谐振电感Lpr和原边谐振电容Cpr的谐振频率fr。第一副边功率开关管Ss1、第二副边功率开关管Ss2、第三副边功率开关管Ss3、第四副边功率开关管Ss4处于无源整流或同步整流状态。调节第一原边功率开关管Sp1的占空比可改变直流母线电容Cbus的电压VCbus，即改变了CLLLC变换器的输入电压，进而改变变换器输出电压。通过调节第一原边功率开关管Sp1和第三原边功率开关管Sp3的控制信号相位差，可实现原副边所有开关管软开关。
变换器反向运行时，给第一副边功率开关管Ss1、第二副边功率开关管Ss2、第三副边功率开关管Ss3、第四副边功率开关管Ss4施加控制信号。第一副边功率开关管Ss1与第二副边功率开关管Ss2控制信号互补，第三副边功率开关管Ss3和第四副边功率开关管Ss4控制信号互补。第一副边功率开关管Ss1与第四副边功率开关管Ss4控制信号相位相同。第一副边功率开关管Ss1、第二副边功率开关管Ss2、第三副边功率开关管Ss3、第四副边功率开关管Ss4的开关频率与副边谐振电容Csr及副边谐振电感Lsr的谐振频率fr相同，且施加在第一副边功率开关管Ss1至第四副边功率开关管Ss4的控制信号的占空比均为50％。第三原边功率开关管Sp3、第四原边功率开关管Sp4、第五原边功率开关管Sp5、第六原边功率开关管Sp6处于同步整流状态。第一原边功率开关管Sp1、第二原边功率开关管Sp2的开关频率与副边谐振电容Csr及副边谐振电感Lsr的谐振频率fr相同，调节第一原边功率开关管Sp1的占空比可改变变换器输出电压，通过调节第一原边功率开关管Sp1和第三原边功率开关管Sp3的控制信号相位差，可实现原副边所有开关管软开关。
通过本发明所构思的以上技术方案，与现有技术相比，能够取得以下有益效果：
1、本发明提供的隔离型双向DC-DC变换器将四开关变换器与CLLLC变换器进行级联，并将两变换器的桥臂进行复用，保留两变换器优点的同时，还可以克服四开关变换器输入输出不隔离、CLLLC变换器开关频率变化范围大，轻载输出电压容易失控等缺点。此外，桥臂的复用并不会影响两变换器的直流增益范围。桥臂复用后的级联变换器，具有比四开关变换器和CLLLC变换器更宽的直流增益，因此特别适用于输入输出需要隔离且输入电压变化范围较宽的应用场合。
2、本发明将四开关变换器与CLLLC变换器进行级联，并将四开关变换器和CLLLC变换器的桥臂进行复用。桥臂的复用能减少开关管的数量，减小系统装置体积，节约系统制造成本。
3、本发明所有开关管可以实现软开关，开关损耗小，具有较高的转换效率。开关损耗的减小，可减小散热片的体积，提高功率密度。
4、本发明能实现功率双向流动，便于集中控制，可靠性高。
5、本发明可以实现多个输入输出端口，可应用于需要多个电压水平的场合。
附图说明
图1为本发明提供的隔离型双向DC-DC变换器电路原理图；
图2为本发明提供的隔离型双向DC-DC变换器主要工作波形；
图3(a)-(g)为本发明提供的隔离型双向DC-DC变换器各阶段等效电路图；
附图标记：
V1为原边直流电压源、C1为原边滤波电容、Cbus为直流母线电容、Sp1为第一原边功率开关管、Sp2为第二原边功率开关管、Sp3为第三原边功率开关管、Sp4为第四原边功率开关管、Sp5为第五原边功率开关管、Sp6为第六原边功率开关管、L1为原边升降压电感、Lpr为原边谐振电感、Cpr为原边谐振电容、T1为变压器、Csr为副边谐振电容、Lsr为副边谐振电感、Ss1为第一副边功率开关管、Ss2为第二副边功率开关管、Ss3为第三副边功率开关管、Ss4为第四副边功率开关管、V2为副边直流电压源、C2为副边滤波电容、二极管Dp1为第一原边功率开关管Sp1的反并联二极管或体二极管、电容Cp1为第一原边功率开关管Sp1的结电容或并联等效电容、二极管Dp2为第二原边功率开关管Sp2的反并联二极管或体二极管、电容Cp2为第二原边功率开关管Sp2的结电容或并联等效电容、二极管Dp3为第三原边功率开关管Sp3的反并联二极管或体二极管、电容Cp3为第三原边功率开关管Sp3的结电容或并联等效电容、二极管Dp4为第四原边功率开关管Sp4的反并联二极管或体二极管、电容Cp4为第四原边功率开关管Sp4的结电容或并联等效电容、二极管Dp5为第五原边功率开关管Sp5的反并联二极管或体二极管、电容Cp5为第五原边功率开关管Sp5的结电容或并联等效电容、二极管Dp6为第六原边功率开关管Sp6的反并联二极管或体二极管、电容Cp6为第六原边功率开关管Sp6的结电容或并联等效电容、二极管Ds1为第一副边功率开关管Ss1的反并联二极管或体二极管、电容Cs1为第一副边功率开关管Ss1的结电容或并联等效电容、二极管Ds2为第二副边功率开关管Ss2的反并联二极管或体二极管、电容Cs2为第二副边功率开关管Ss2的结电容或并联等效电容、二极管Ds3为第三副边功率开关管Ss3的反并联二极管或体二极管、电容Cs3为第三副边功率开关管Ss3的结电容或并联等效电容、二极管Ds4为第四副边功率开关管Ss4的反并联二极管或体二极管、电容Cs4为第四原边功率开关管Sp4的结电容或并联等效电容、Vgs为功率开关管控制信号、VCE(sp1)为第一原边功率开关管Sp1集电极和发射极的电压差、VCE(sp3)为第三原边功率开关管Sp3集电极和发射极的电压差、VCbus为直流母线电容Cbus电压、IL1为原边升降压电感电流、ILpr为原边谐振电感电流、IDs1为流过二极管Ds1的电流。
具体实施方式
下面结合附图对本发明作进一步说明，所述是对本发明的解释，而不是限定。
本发明公开了一种隔离型双向DC-DC变换器及其控制方法，所述变换器可等效为桥臂复用的四开关和CLLLC级联变换器，由原边直流源、副边直流源、原边升降压电感、谐振电感、谐振电容、直流母线电容、滤波电容、变压器、原副边功率开关管等器件组成，四开关变换器与CLLLC变换器复用原边第二开关桥臂。本发明提供的变换器不仅能同时具有两变换器的优点、减少开关管的数量，还有较宽的直流增益范围；并且具有多输入输出端口、功率双向流动、变换效率高、输入范围宽等优点，可实现所有开关管软开关，适用于V2G、UPS系统等大功率电能变换场合。
本发明提供的隔离型双向DC-DC变换器的电路原理图如图1所示，该变换器可等效为级联的四开关变换器及CLLLC变换器。四开关变换器包含的桥臂有原边第一开关桥臂、原边第二开关桥臂；CLLLC变换器包含的桥臂有原边第二开关桥臂、原边第三开关桥臂、副边第一开关桥臂、副边第二开关桥臂。所述四开关变换器与所述CLLLC变换器复用原边第二开关桥臂。
具体的，四开关变换器包括原边直流电压源V1、原边滤波电容C1、直流母线电容Cbus、第一原边功率开关管Sp1、第二原边功率开关管Sp2、第三原边功率开关管Sp3、第四原边功率开关管Sp4及原边升降压电感L1；第一原边功率开关管Sp1的发射极与第二原边功率开关管Sp2的集电极相连，组成原边第一开关桥臂；所述原边第一开关桥臂与原边滤波电容C1及原边直流电压源V1并联；第三原边功率开关管Sp3的发射极与第四原边功率开关管Sp4的集电极相连，组成原边第二开关桥臂；所述原边第二开关桥臂与直流母线电容Cbus并联；原边升降压电感L1一端连接原边第一开关桥臂的中点，另一端连接原边第二开关桥臂的中点。二极管Dp1为第一原边功率开关管Sp1的反并联二极管或体二极管，电容Cp1为第一原边功率开关管Sp1的结电容或并联等效电容；所述二极管Dp2为第二原边功率开关管Sp2的反并联二极管或体二极管，电容Cp2为第二原边功率开关管Sp2的结电容或并联等效电容；所述二极管Dp3为第三原边功率开关管Sp3的反并联二极管或体二极管，电容Cp3为第三原边功率开关管Sp3的结电容或并联等效电容；所述二极管Dp4为第四原边功率开关管Sp4的反并联二极管或体二极管，电容Cp4为第四原边功率开关管Sp4的结电容或并联等效电容。
具体的，CLLLC变换器包括第三原边功率开关管Sp3、第四原边功率开关管Sp4、第五原边功率开关管Sp5、第六原边功率开关管Sp6、原边谐振电感Lpr、原边谐振电容Cpr、变压器T1、副边谐振电容Csr、副边谐振电感Lsr、第一副边功率开关管Ss1、第二副边功率开关管Ss2、第三副边功率开关管Ss3、第四副边功率开关管Ss4、副边直流电压源V2、副边滤波电容C2；第五原边功率开关管Sp5的发射极与第六原边功率开关管Sp6的集电极相连，组成原边第三开关桥臂；所述原边第三开关桥臂与原边第二开关桥臂及直流母线电容Cbus并联；原边谐振电感Lpr、原边谐振电容Cpr及变压器T1原边绕组构成原边串联谐振网络；所述原边串联谐振网络一端连接原边第二开关桥臂的中点，另一端连接原边第三开关桥臂的中点；第一副边功率开关管Ss1的发射极与第二副边功率开关管Ss2的集电极相连，组成副边第一开关桥臂；第三副边功率开关管Ss3的发射极与第四副边功率开关管Ss4的集电极相连，组成副边第二开关桥臂；副边第一开关桥臂、副边第二开关桥臂与副边直流电压源V2、副边滤波电容C2并联；副边谐振电感Lsr、副边谐振电容Csr及变压器T1副边绕组构成副边串联谐振网络；副边串联谐振网络一端连接副边第一开关桥臂的中点，另一端连接副边第二开关桥臂的中点。二极管Dp5为第五原边功率开关管Sp5的反并联二极管或体二极管，电容Cp5为第五原边功率开关管Sp5的结电容或并联等效电容；所述二极管Dp6为第六原边功率开关管Sp6的反并联二极管或体二极管，电容Cp6为第六原边功率开关管Sp6的结电容或并联等效电容。所述二极管Ds1为第一副边功率开关管Ss1的反并联二极管或体二极管，电容Cs1为第一副边功率开关管Ss1的结电容或并联等效电容；所述二极管Ds2为第二副边功率开关管Ss2的反并联二极管或体二极管，电容Cs2为第二副边功率开关管Ss2的结电容或并联等效电容；所述二极管Ds3为第三副边功率开关管Ss3的反并联二极管或体二极管，电容Cs3为第三副边功率开关管Ss3的结电容或并联等效电容；所述二极管Ds4为第四副边功率开关管Ss4的反并联二极管或体二极管，电容Cs4为第四副边功率开关管Ss4的结电容或并联等效电容。
其中，直流母线电容Cbus两端并联直流电源或负载，构成三端口变换器。
所提到的所有功率开关管可为电力晶体管、功率MOS管、IGBT等半导体器件。
本发明还提供了一种隔离型双向DC-DC变换器的控制方法，定义图1中，电能从左向右传输的方向为变换器正向运行方向。变换器正向运行时给第一原边功率开关管Sp1、第二原边功率开关管Sp2、第三原边功率开关管Sp3、第四原边功率开关管Sp4、第五原边功率开关管Sp5、第六原边功率开关管Sp6施加控制信号。施加在第一原边功率开关管Sp1的控制信号与施加在第二原边功率开关管Sp2控制信号互补；施加在第三原边功率开关管Sp3的控制信号与施加在第四原边功率开关管Sp4控制信号互补；施加在第五原边功率开关管Sp5的控制信号与施加在第六原边功率开关管Sp6控制信号互补；施加在第三原边功率开关管Sp3及第六原边功率开关管Sp6的控制信号相位相同，且占空比均为D2＝50％。第一原边功率开关管Sp1、第二原边功率开关管Sp2、第三原边功率开关管Sp3、第四原边功率开关管Sp4、第五原边功率开关管Sp5、第六原边功率开关管Sp6的开关频率相同，且为原边谐振电感Lpr和原边谐振电容Cpr的谐振频率fr。第一副边功率开关管Ss1、第二副边功率开关管Ss2、第三副边功率开关管Ss3、第四副边功率开关管Ss4处于无源整流或同步整流状态。定义第一原边功率开关管Sp1的占空比为D1，调节占空比D1可改变直流母线电容Cbus的电压VCbus，即改变了CLLLC变换器的输入电压，进而改变变换器输出电压。通过调节第一原边功率开关管Sp1和第三原边功率开关管Sp3的控制信号相位差Φ，可实现原副边所有开关管软开关。
变换器反向运行时，给第一副边功率开关管Ss1、第二副边功率开关管Ss2、第三副边功率开关管Ss3、第四副边功率开关管Ss4施加控制信号。第一副边功率开关管Ss1与第二副边功率开关管Ss2控制信号互补，第三副边功率开关管Ss3和第四副边功率开关管Ss4控制信号互补。第一副边功率开关管Ss1与第四副边功率开关管Ss4控制信号相位相同。第一副边功率开关管Ss1、第二副边功率开关管Ss2、第三副边功率开关管Ss3、第四副边功率开关管Ss4的开关频率与副边谐振电容Csr及副边谐振电感Lsr的谐振频率fr相同，且占空比均为D3＝50％。第三原边功率开关管Sp3、第四原边功率开关管Sp4、第五原边功率开关管Sp5、第六原边功率开关管Sp6处于同步整流状态。第一原边功率开关管Sp1、第二原边功率开关管Sp2的开关频率与副边谐振电容Csr及副边谐振电感Lsr的谐振频率fr相同，调节占空比D1可改变变换器输出电压，通过调节第一原边功率开关管Sp1和第三原边功率开关管Sp3的控制信号相位差Φ，可实现原副边所有开关管软开关。
下面结合图2和图3对上述变换器正向运行时具体工作过程进行分析。在图2中t0-t7为一个开关周期Ts。
(1)模态1(t0-t1)
模态1等效电路如图3(a)所示。在t0时刻以前，开关管Sp2、Sp4、Sp5均已导通，开关管Sp1、Sp3、Sp6关断；原边升降压电感L1两端电压为零，流过原边升降压电感L1的电流大小不变；原边谐振电感Lpr与原边谐振电容Cpr谐振，原边串联谐振网络两端电压为-VCbus；副边电流流过二极管Ds2、Ds3，电流大小为原边谐振电感Lpr的电流ILpr与励磁电流ILm的差，二极管Ds1、Ds4承受反压而截止。t0时刻开关管Sp2关断，原边升降压电感L1与电容Cp1及电容Cp2谐振，电容Cp2被充电到与原边直流电压源V1相同的电压，电容Cp1开始放电，t1时刻电容Cp1两端电压为零。由于t0-t1为开关桥臂的死区时间，这段时间非常短，原边升降压电感L1电流大小可认为近似不变。
(2)模态2(t1-t2)
模态2等效电路如图3(b)所示。t1时刻电容Cp1两端电压为零，此时给开关管Sp1开通信号，开关管Sp1零电压开通。加在原边升降压电感L1两端的电压为V1，流过电感L1的电流线性增加。
(3)模态3(t2-t3)
模态3等效电路如图3(c)所示。t2时刻开关管Sp4、Sp5关断，原边升降压电感L1、原边串联谐振网络与电容Cp3、电容Cp4及电容Cp5、电容Cp6谐振，电容Cp3、Cp6开始放电，t3时刻电容Cp3、Cp6两端电压为零，电容Cp4、Cp5则被充电到与直流母线电容Cbus相同的电压。由于t2-t3为开关桥臂的死区时间，这段时间非常短，原边谐振电感Lpr的电流大小可认为近似不变。t2时刻二极管Ds2及Ds3电流降为零而自然关断，副边二极管为零电流关断。
(4)模态4(t3-t4)
模态4等效电路如图3(d)所示。t3时刻开关管Sp1关断，原边升降压电感L1与电容Cp1及电容Cp2谐振，电容Cp1被充电到与原边直流电压源V1相同的电压，电容Cp2开始放电，t4时刻电容Cp2两端电压为零，由于t3-t4为开关桥臂的死区时间，这段时间非常短，原边升降压电感L1电流大小可认为近似不变。t3时刻，电容Cp3及电容Cp6的电压为零，开关管Sp3及开关管Sp6零电压开通，原边串联谐振网络两端电压为VCbus，原边谐振电感Lpr与原边谐振电容Cpr处谐振状态，流过原边谐振电感Lpr的电流增大。副边电流流过二极管Ds1、Ds4，二极管Ds2、Ds3承受反压而截止。流过二极管Ds1、Ds4的电流从零开始增大，因此二极管Ds1、Ds4零电流开通，电流大小为原边谐振电感Lpr的电流ILpr与励磁电流ILm的差。
(5)模态5(t4-t5)
模态5等效电路如图3(e)所示。t4时刻开关管Sp2开通，此时电容Cp2两端电压为零，开关管Sp2零电压开通。加在原边升降压电感L1两端的电压为-VCbus，电感电流线性下降。t5时刻二极管Ds3及Ds4零电流关断。
(6)模态6(t5-t6)
模态6等效电路如图3(f)所示。t5时刻开关管Sp3、Sp6关断，原边升降压电感L1、原边串联谐振网络与电容Cp3、电容Cp4及电容Cp5、电容Cp6谐振，电容Cp3、Cp6被充电到与直流母线电容Cbus相同的电压VCbus；电容Cp4、Cp5开始放电，t6时刻电容Cp4及电容Cp5两端电压为零。t5-t6这段时间非常短，原边谐振电感Lpr的电流大小可认为近似不变。
(7)模态7(t6-t7)
模态7等效电路如图3(g)所示。t6时刻开关管Sp4、Sp5开通，此时电容Cp4及电容Cp5两端电压为零，因此开关管Sp4、Sp5为零电压开通。原边串联谐振网络两端电压为-VCbus，原边谐振电感Lpr与原边谐振电容Cpr谐振，流过原边谐振电感Lpr的电流减小。原边升降压电感L1两端电压为0，流过电感L1上的电流不变。副边二极管Ds2及Ds3零电流导通，二极管Ds1及Ds4承受反压截止。
上述变换器将两级联变换器的桥臂进行复用，通过一定的控制策略，可实现所有开关管软开关，有效减小开关损耗，提高变换效率，提高功率密度，适用于大功率场合。同时变换器具有较宽的直流增益范围，适用于输入电压范围较宽的场合。此外，变换器可以实现多个输入输出端口，可应用于需要多个电压水平的场合。
本发明包括但不限于上文所述变换器的形式及控制方法，上述说明仅为了描述的清晰，而不是对本发明的限制。对本领域普通技术人员来说，根据上述说明加以改进、变换或采用其他控制方式并不困难，所有这些改进、变换或采用其他控制方式都应属于本发明所附权利要求的保护范围内。

Claims (10)

1.一种隔离型双向DC-DC变换器，其特征在于，包括级联的四开关变换器及CLLLC变换器，所述四开关变换器包括原边第一开关桥臂、原边第二开关桥臂；所述CLLLC变换器包括原边第二开关桥臂、原边第三开关桥臂、副边第一开关桥臂、副边第二开关桥臂；所述四开关变换器与所述CLLLC变换器复用原边第二开关桥臂。
2.根据权利要求1所述的隔离型双向DC-DC变换器，其特征在于，所述四开关变换器包括原边直流电压源V1、原边滤波电容C1、直流母线电容Cbus、第一原边功率开关管Sp1、第二原边功率开关管Sp2、第三原边功率开关管Sp3、第四原边功率开关管Sp4及原边升降压电感L1；第一原边功率开关管Sp1的发射极与第二原边功率开关管Sp2的集电极相连，组成原边第一开关桥臂；所述原边第一开关桥臂与原边滤波电容C1及原边直流电压源V1并联；第三原边功率开关管Sp3的发射极与第四原边功率开关管Sp4的集电极相连，组成原边第二开关桥臂；所述原边第二开关桥臂与直流母线电容Cbus并联；原边升降压电感L1一端连接原边第一开关桥臂的中点，另一端连接原边第二开关桥臂的中点。
3.根据权利要求2所述的隔离型双向DC-DC变换器，其特征在于，所述二极管Dp1为第一原边功率开关管Sp1的反并联二极管或体二极管，电容Cp1为第一原边功率开关管Sp1的结电容或并联等效电容；所述二极管Dp2为第二原边功率开关管Sp2的反并联二极管或体二极管，电容Cp2为第二原边功率开关管Sp2的结电容或并联等效电容；所述二极管Dp3为第三原边功率开关管Sp3的反并联二极管或体二极管，电容Cp3为第三原边功率开关管Sp3的结电容或并联等效电容；所述二极管Dp4为第四原边功率开关管Sp4的反并联二极管或体二极管，电容Cp4为第四原边功率开关管Sp4的结电容或并联等效电容。
4.根据权利要求1所述的隔离型双向DC-DC变换器，其特征在于，所述CLLLC变换器包括第三原边功率开关管Sp3、第四原边功率开关管Sp4、第五原边功率开关管Sp5、第六原边功率开关管Sp6、原边谐振电感Lpr、原边谐振电容Cpr、变压器T1、副边谐振电容Csr、副边谐振电感Lsr、第一副边功率开关管Ss1、第二副边功率开关管Ss2、第三副边功率开关管Ss3、第四副边功率开关管Ss4、副边直流电压源V2、副边滤波电容C2；第五原边功率开关管Sp5的发射极与第六原边功率开关管Sp6的集电极相连，组成原边第三开关桥臂；所述原边第三开关桥臂与原边第二开关桥臂及直流母线电容Cbus并联；原边谐振电感Lpr、原边谐振电容Cpr及变压器T1原边绕组构成原边串联谐振网络；所述原边串联谐振网络一端连接原边第二开关桥臂的中点，另一端连接原边第三开关桥臂的中点；第一副边功率开关管Ss1的发射极与第二副边功率开关管Ss2的集电极相连，组成副边第一开关桥臂；第三副边功率开关管Ss3的发射极与第四副边功率开关管Ss4的集电极相连，组成副边第二开关桥臂；副边第一开关桥臂、副边第二开关桥臂与副边直流电压源V2、副边滤波电容C2并联；副边谐振电感Lsr、副边谐振电容Csr及变压器T1副边绕组构成副边串联谐振网络；副边串联谐振网络一端连接副边第一开关桥臂的中点，另一端连接副边第二开关桥臂的中点。
5.根据权利要求4所述的隔离型双向DC-DC变换器，其特征在于，所述二极管Dp5为第五原边功率开关管Sp5的反并联二极管或体二极管，电容Cp5为第五原边功率开关管Sp5的结电容或并联等效电容；所述二极管Dp6为第六原边功率开关管Sp6的反并联二极管或体二极管，电容Cp6为第六原边功率开关管Sp6的结电容或并联等效电容；所述二极管Ds1为第一副边功率开关管Ss1的反并联二极管或体二极管，电容Cs1为第一副边功率开关管Ss1的结电容或并联等效电容；所述二极管Ds2为第二副边功率开关管Ss2的反并联二极管或体二极管，电容Cs2为第二副边功率开关管Ss2的结电容或并联等效电容；所述二极管Ds3为第三副边功率开关管Ss3的反并联二极管或体二极管，电容Cs3为第三副边功率开关管Ss3的结电容或并联等效电容；所述二极管Ds4为第四副边功率开关管Ss4的反并联二极管或体二极管，电容Cs4为第四副边功率开关管Ss4的结电容或并联等效电容。
6.根据权利要求1-5任一项所述的隔离型双向DC-DC变换器，其特征在于，直流母线电容Cbus两端并联直流电源或负载，构成三端口变换器。
7.根据权利要求1所述的隔离型双向DC-DC变换器，其特征在于，所述变换器的所有功率开关管为电力晶体管、功率MOS管或者IGBT。
8.一种隔离型双向DC-DC变换器控制方法，其特征在于，电能从左向右传输的方向为变换器正向运行方向，
变换器正向运行时，给第一原边功率开关管Sp1、第二原边功率开关管Sp2、第三原边功率开关管Sp3、第四原边功率开关管Sp4、第五原边功率开关管Sp5、第六原边功率开关管Sp6施加控制信号；第一副边功率开关管Ss1、第二副边功率开关管Ss2、第三副边功率开关管Ss3、第四副边功率开关管Ss4处于无源整流或同步整流状态；调节第一原边功率开关管Sp1的占空比改变直流母线电容Cbus的电压VCbus，即改变CLLLC变换器的输入电压，进而改变变换器输出电压；通过调节第一原边功率开关管Sp1和第三原边功率开关管Sp3的控制信号相位差，实现原副边所有开关管软开关；
变换器反向运行时，给第一副边功率开关管Ss1、第二副边功率开关管Ss2、第三副边功率开关管Ss3、第四副边功率开关管Ss4施加控制信号；第三原边功率开关管Sp3、第四原边功率开关管Sp4、第五原边功率开关管Sp5、第六原边功率开关管Sp6处于同步整流状态；调节第一原边功率开关管Sp1的占空比改变变换器输出电压，通过调节第一原边功率开关管Sp1和第三原边功率开关管Sp3的控制信号相位差，实现原副边所有开关管软开关。
9.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于，
变换器正向运行时，施加在第一原边功率开关管Sp1的控制信号与施加在第二原边功率开关管Sp2的控制信号互补；施加在第三原边功率开关管Sp3的控制信号与施加在第四原边功率开关管Sp4控制信号互补；施加在第五原边功率开关管Sp5的控制信号与施加在第六原边功率开关管Sp6控制信号互补；施加在第三原边功率开关管Sp3及第六原边功率开关管Sp6的控制信号相位相同，且施加在第三原边功率开关管Sp3至第六原边功率开关管Sp6的控制信号的占空比均为50％；
变换器反向运行时，施加在第一副边功率开关管Ss1的控制信号与施加在第二副边功率开关管Ss2的控制信号互补；施加在第三副边功率开关管Ss3的控制信号和施加在第四副边功率开关管Ss4的控制信号互补；施加在第一副边功率开关管Ss1的控制信号与施加在第四副边功率开关管Ss4的控制信号相位相同，且施加在第一副边功率开关管Ss1至第四副边功率开关管Ss4的控制信号的占空比均为50％。
10.根据权利要求8所述的控制方法，其特征在于，
变换器正向运行时，第一原边功率开关管Sp1、第二原边功率开关管Sp2、第三原边功率开关管Sp3、第四原边功率开关管Sp4、第五原边功率开关管Sp5、第六原边功率开关管Sp6的开关频率相同，等于原边谐振电感Lpr和原边谐振电容Cpr的谐振频率fr；
变换器反向运行时，第一副边功率开关管Ss1、第二副边功率开关管Ss2、第三副边功率开关管Ss3、第四副边功率开关管Ss4的开关频率相同，等于副边谐振电容Csr及副边谐振电感Lsr的谐振频率fr；第一原边功率开关管Sp1、第二原边功率开关管Sp2的开关频率相同，等于副边谐振电容Csr及副边谐振电感Lsr的谐振频率fr。
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