CN113992010A - 一种宽增益dc-dc变换器及其控制方法 - Google Patents

一种宽增益dc-dc变换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明公开了一种宽增益DC‑DC变换器及其控制方法，属于电力电子技术领域。传统的电力电子变换器不能满足分布式新能源发电系统提出的功率多向流动、宽增益、高功率密度等要求。本发明提出的宽增益DC‑DC变换器拓扑采用多桥臂复用技术，将双向Buck‑Boost变换器的Boost单元与双有源桥变换器的半桥桥臂复用，将交错Buck‑Boost变换器与双有源桥变换器的原边全桥复用，在具有宽增益端口、低电流纹波端口、恒压端口和隔离端口的同时，能够减少开关管数量、降低制造成本、提高功率密度、减小开关损耗和导通损耗。本发明提出的控制方法，包括电感电流闭环调制与脉冲注入调制方法，能够实现所有开关管全功率范围的软开关。适用于分布式新能源发电、新型家庭发电系统等场合。

Description

一种宽增益DC-DC变换器及其控制方法
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，更具体地，涉及一种宽增益DC-DC变换器及其控制方法。
背景技术
直流主动配电网能够有效整合和消纳风电、光伏等分布式可再生能源，将是未来电网的重要形态。分布式可再生能源发电往往具有时空不平衡性，需要加入储能进行削峰填谷，而储能的加入使得配网中出现了多向功率调节的要求。传统的电力电子变换器不能满足直流主动配电网提出的功率多向流动、宽增益、高功率密度等要求。
分布式新能源的发电输出往往具有宽电压范围的特点。光伏组件的电压根据光照和温度的变化而变化，因此光伏电池板侧输出的直流电压波动范围较大。通常要求光伏侧电力电子装置工作范围比大于3，装置电压变比越高，适应性越强。分布式风电是一种对大型风电项目无法覆盖区域的补充，单系统规模小但市场前景良好，具有建设成本低、土地资源占用小、可就地消纳等优点。由于风速变化范围很大，为保证整流器工作特性，整流端口输出电压也在很大的范围内波动。
在可再生能源并网发电的场合，往往需要加入储能元件。在并网功率较小时，需要加入解耦电容以解耦可再生能源的直流功率与并网的二次脉动功率。当并网功率较大时，则需要加入大容量储能设备，以避免注入电网的能量波动大，造成子网电压的升高或降低。相较于采用多个两端口变换器连接新能源发电端、储能端和配电网母线，集中式三端口变换器集成复用率更高，整个系统结构更加紧凑，体积与成本相比传统解决方案更低。
现有的集中式多端口DC-DC变换器可分为完全隔离型、部分隔离型和非隔离型。完全隔离型多端口拓扑通常是将多个半桥单元或全桥单元通过多绕组的隔离变压器以磁耦合的方式相连，器件数量多，功率密度不高；非隔离型三端口拓扑可采用一条共用的直流母线连接各种非隔离型两端口变换器得到，不具备电气隔离和功率控制功能；部分隔离型三端口拓扑由两端口隔离型拓扑与非隔离型拓扑共同构成，部分端口之间不采用隔离设计，更适用于主动直流配电网场合。
发明内容
针对现有技术的缺陷和改进需求，本发明提供了一种宽增益DC-DC变换器及其控制方法，旨在解决现有DC-DC变换器在不能满足宽范围电压工况与储能工况的控制要求、效率低下和功率密度低的问题。
为实现上述目的，第一方面，本发明提供了一种宽增益DC-DC变换器，包括：
第一至第四电容C1～C4、第一至第四电感L1～L4、变压器T、原边第一至第六开关管Q1～Q6、副边第一至第四开关管S1～S4、所述原边第一至第六开关管Q1～Q6的反并联二极管DQ1～DQ6以及副边第一至第四开关管S1～S4的反并联二极管DS1～DS4；
其中，原边第一开关管Q1和原边第二开关管Q2串联构成第一桥臂B1，原边第三开关管Q3和原边第四开关管Q4串联构成第二桥臂B2，原边第五开关管Q5和原边第六开关管Q6串联构成第三桥臂B3，副边第一开关管S1和副边第二开关管S2串联构成第四桥臂B4，副边第三开关管S3和副边第四开关管S4串联构成第五桥臂B5；
第一桥臂B1与第一电容C1并联，第一桥臂B1的负极与第二桥臂B2的负极相连，第一电感L1一端连接第一桥臂B1的中点，另一端连接第二桥臂B2的中点；第二桥臂B2、第三桥臂B3与第四电容C4并联，第二电容C2的负极与第二桥臂B2的负极相连，第三电感L3一端连接第二桥臂B2的中点，另一端连接第二电容C2的正极，第四电感L4一端连接第三桥臂B3的中点，另一端连接第二电容C2的正极；第二电感L2一端连接变压器T原边绕组，另一端连接第二桥臂B2的中点；变压器T原边绕组一端连接第二电感L2，另一端连接第三桥臂B3的中点；第四桥臂B4、第五桥臂B5与第三电容C3并联，变压器T副边绕组一端连接第四桥臂B4的中点，另一端连接第五桥臂B5的中点。
进一步地，所述宽增益DC-DC变换器为三端口，包括：并联在第一电容C1两端的第一端口Port1、并联在第二电容C2两端的第二端口Port2以及并联在第三电容C3两端的第三端口Port3，其中，第一端口Port1为可再生能源发电端口，第二端口Port2为储能端口，第三端口Port3为并网端口。
进一步地，所述宽增益DC-DC变换器为四端口，包括：并联在第一电容C1两端的第一端口Port1、并联在第二电容C2两端的第二端口Port2、并联在第三电容C3两端的第三端口Port3以及并联在第四电容C4两端的第四端口Port4，其中，第一端口Port1为可再生能源发电端口，第二端口Port2为储能端口，第三端口Port3为并网端口，第四端口Port4为恒压端口。
进一步地，第一桥臂B1、第二桥臂B2和第一电感L1构成双向Buck-Boost变换器，用于对第一端口Port1宽范围变化的输入电压进行处理；第二桥臂B2、第三桥臂B3、第三电感L3和第四电感L4构成交错Buck-Boost变换器，用于控制产生低纹波电流对第二端口Port2进行充放电；第二桥臂B2、第三桥臂B3、第四桥臂B4、第五桥臂B5、第二电感L2和变压器T构成双有源桥变换器，用于将第一端口Port1、第二端口Port2与第三端口Port3进行电气隔离，并对第三端口Port3的能量大小与传输方向进行主动控制。
第二方面，本发明还提供了一种适用于第一方面所述的宽增益DC-DC变换器的控制方法，第一桥臂B1、第二桥臂B2和第一电感L1构成的双向Buck-Boost变换器采用以下电感电流闭环调制方式：
原边第三开关管Q3的导通时刻滞后原边第一开关管Q1的导通时刻的时长为
Figure BDA0003369950930000041
原边第二开关管Q2和原边第四开关管Q4同时导通时，通过改变
Figure BDA0003369950930000042
的大小，使第一电感L1的电流大小跟随其给定值，以使双向Buck-Boost变换器所包含的开关管都能实现软开关；
其中，Ts为所有开关管的开关周期，
Figure BDA0003369950930000043
为双向Buck-Boost变换器的移相角，且满足：
Figure BDA0003369950930000044
d1和d3分别为原边第一开关管Q1和原边第三开关管Q3的等效占空比。
进一步地，第二桥臂B2、第三桥臂B3、第四桥臂B4、第五桥臂B5、第二电感L2和变压器T构成的双有源桥变换器采用以下功率分段调制方式：
比较双有源桥变换器的移相角
Figure BDA0003369950930000045
与d3之间的关系，若
Figure BDA0003369950930000046
采用脉冲宽度调制，否则，采用脉冲注入调制。
进一步地，所述脉冲宽度调制具体为：
原边第三开关管Q3和原边第五开关管Q5的有效占空比为d3，原边第五开关管Q5的导通时刻滞后原边第三开关管Q3的导通时刻的时长为0.5Ts；副边第一开关管S1的占空比为0.5，副边第三开关管S3的占空比为0.5，副边第一开关管S1与副边第三开关管S3互补导通。
进一步地，所述脉冲注入调制具体为：
控制原边第三开关管Q3的驱动波形，在占空比为0.5的驱动波形基础上注入占空比为d3'＝d3-0.5的脉冲；原边第五开关管Q5的驱动波形与原边第三开关管Q3的驱动波形相同，且原边第五开关管Q5的未注入脉冲区域相对于原边第三开关管Q3的未注入脉冲区域移相角为0.5，原边第三开关管Q3的注入脉冲相对于原边第五开关管Q5的未注入脉冲区域超前移相角为
Figure BDA0003369950930000047
原边第五开关管Q5的注入脉冲相对于原边第三开关管Q3的未注入脉冲区域超前移相角为
Figure BDA0003369950930000051
副边第一开关管S1的未注入脉冲区域相对于原边第三开关管Q3的未注入脉冲区域移相角为
Figure BDA0003369950930000052
副边第三开关管S3的未注入脉冲区域相对于副边第一开关管S1的未注入脉冲区域移相角为0.5，副边第一开关管S1的注入脉冲相对于副边第三开关管S3的未注入脉冲区域滞后移相角为
Figure BDA0003369950930000053
副边第三开关管S3的注入脉冲相对于副边第一开关管S1的未注入脉冲区域滞后移相角为
Figure BDA0003369950930000054
其中，
Figure BDA0003369950930000055
进一步地，所述在占空比为0.5的驱动波形基础上注入占空比为d3'＝d3-0.5的脉冲，具体为：
当d3>0.5时，在零电平脉范围注入脉冲宽度为d3'的正电平脉冲；当d3<0.5时，在正电平脉冲范围注入脉冲宽度为d3'的零电平脉冲。
总体而言，通过本发明所构思的以上技术方案，能够取得以下有益效果：
(1)本发明提出的宽增益DC-DC变换器拓扑采用多桥臂复用技术，将双向Buck-Boost变换器的Boost单元与双有源桥变换器的半桥桥臂复用，将交错Buck-Boost变换器与双有源桥变换器的原边全桥复用，从而能够减少开关管数量、降低制造成本、提高功率密度、减小开关损耗和导通损耗。
(2)本发明同时具有宽增益特性端口和低电流纹波特性端口，能够很好满足分布式发电工况提出的工作要求。
(3)本发明提出的宽增益DC-DC变换器拓扑具有可扩展性，在双有源桥原边桥臂两端可外接电路扩展为恒压端口。
(4)本发明提出的电感电流闭环调制方式，在双向Buck-Boost变换器的开关管软开关的同时，能够保证电感电流纹波最小，计算量小，无需采用查表等复杂手段，简单实用。
(5)本发明提出的分段功率调制方式，解决了双有源桥变换器在轻载工况不能实现软开关的问题，能够减小开关损耗、提高工作效率，减小散热片的设计。
附图说明
图1为本发明实施例提供的一种宽增益DC-DC变换器的拓扑结构图；
图2为本发明实施例提供的另一种宽增益DC-DC变换器的拓扑结构图；
图3为本发明实施例提供的功率分段调制的控制框图；
图4为本发明实施例提供的电感电流闭环调制的控制框图；
图5为本发明实施例提供的双有源桥变换器工作于脉冲宽度调制方式时的工作波形图；
图6为本发明实施例提供的双有源桥变换器工作于脉冲注入调制方式时的工作波形图；
图7(a)至图7(h)为本发明实施例提供的8个不同时段双有源桥变换器工作于脉冲宽度调制方式时的工作模态图；
图8(a)至图8(p)为本发明实施例提供的16个不同时段双有源桥变换器工作于脉冲注入调制方式时的工作模态图。
具体实施方式
为了使本发明的目的、技术方案及优点更加清楚明白，以下结合附图及实施例，对本发明进行进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。此外，下面所描述的本发明各个实施方式中所涉及到的技术特征只要彼此之间未构成冲突就可以相互组合。
在本发明中，本发明及附图中的术语“第一”、“第二”等(如果存在)是用于区别类似的对象，而不必用于描述特定的顺序或先后次序。
本发明公开了一种宽增益三端口DC-DC变换器极其控制方法，所述变换器拓扑结构采用多桥臂复用设计，减少了开关管数量、降低制造成本、提高功率密度、减小开关损耗和导通损耗，提出功率分段调制和电感电流闭环调制方法，能够保证所有开关管在全功率范围都能实现软开关，所述变换器同时具有宽增益特性端口和低电流纹波特性端口，能够很好满足分布式发电工况提出的工作要求。
实施例一
本发明提供的宽增益三端口DC-DC变换器拓扑如图1所示，包括第一电容C1、第二电容C2、第三电容C3、第四电容C4、第一电感L1、第二电感L2、第三电感L3、第四电感L4、变压器T、原边第一开关管Q1、原边第二开关管Q2、原边第三开关管Q3、原边第四开关管Q4、原边第五开关管Q5、原边第六开关管Q6、副边第一开关管S1、副边第二开关管S2、副边第三开关管S3、副边第四开关管S4，DQn和DSn分别为开关管Qn和Sn的反并联二极管，CQn和CSn分别为开关管Qn和Sn的等效寄生电容。其中，原边第一开关管Q1和原边第二开关管Q2串联构成第一桥臂B1，原边第三开关管Q3和原边第四开关管Q4串联构成第二桥臂B2，原边第五开关管Q5和原边第六开关管Q6串联构成第三桥臂B3，副边第一开关管S1和副边第二开关管S2串联构成第一桥臂B4，副边第三开关管S3和副边第四开关管S4串联构成第一桥臂B5。
第一桥臂B1与第一电容C1并联，第一桥臂B1的负极与第二桥臂B2的负极相连，第一电感L1一端连接第一桥臂B1的中点，第一电感L1另一端连接第二桥臂B2的中点；第二桥臂B2、第三桥臂B3与第四电容C4并联，第二电容C2的负极与第二桥臂B2的负极相连，第三电感L3一端连接第二桥臂B2的中点，第三电感L3另一端连接第二电容C2的正极，第四电感L4一端连接第三桥臂B3的中点，第四电感L4另一端连接第二电容C2的正极；第二电感L2一端连接变压器T原边绕组，第二电感L2另一端连接第二桥臂B2的中点，变压器T原边绕组一端连接第二电感L2，变压器T原边绕组另一端连接第三桥臂B3的中点；第四桥臂B4、第五桥臂B5与第三电容C3并联，变压器T副边绕组一端连接第四桥臂B4的中点，变压器T副边绕组另一端连接第五桥臂B5的中点。
所述的三端口变换器包括第一端口Port1、第二端口Port2、第三端口Port3，其中，第一端口Port1为可再生能源发电端口，第二端口Port2为储能端口，第三端口Port3为并网端口。
第一桥臂B1、第二桥臂B2、第一电感L1构成双向Buck-Boost变换器，双向Buck-Boost变换器对第一端口宽范围变化的输入电压进行处理；第二桥臂B2、第三桥臂B3、第三电感L3、第四电感L4构成交错Buck-Boost变换器，交错Buck-Boost变换器控制产生低纹波电流对第二端口进行充放电；第二桥臂B2、第三桥臂B3、第四桥臂B4、第五桥臂B5、第二电感L2、变压器T构成双有源桥变换器，双有源桥变换器将第一端口、第二端口与第三端口进行电气隔离，并对第三端口的能量大小与传输方向进行主动控制。
需要说明的是，如图2所示，在正常工作状态，第四电容C4两端的电压保持恒定，在需要时可以做为恒压端口Port4，此时电路结构扩展为具有恒压端口的四端口变换器。
实施例二
基于实施例提供的宽增益三端口DC-DC变换器和宽增益四端口DC-DC变换器，本发明提供了一种控制方法，具体为：
第一电容C1两端电压为V1，第二电容C2两端电压为V2，第三电容C3两端电压为V3，第四电容C4两端电压为V4，流经第一电感L1的电流为iL1，流经第二电感L2的电流为iL2，流经第三电感L3的电流为iL3，流经第四电感L4的电流为iL4；
同一桥臂的上下两个开关管互补导通，原边第一开关管Q1的等效占空比为d1，原边第三开关管Q3的等效占空比为d3，原边第五开关管Q5的等效占空比为d5，双向Buck-Boost变换器采用电感电流闭环调制，双向Buck-Boost变换器的增益为：
Figure BDA0003369950930000091
第四电容C4两端电压的电压指令为V4'，第一端口Port1的电压V1变化时，通过改变d1和d3的大小，从而改变双向Buck-Boost变换器的增益，使第四电容C4两端电压V4跟随指令。
第二端口Port2连接储能装置，储能装置的充电和放电会导致第二端口Port2的电压V2变化，第二端口Port2的充放电电流为i2，第二端口Port2的充放电电流指令为i2’，d3与d5基本相同，d3≥0.5，d5≥0.5交错Buck-Boost变换器的增益为：
Figure BDA0003369950930000092
在第二端口Port2的电压V2和第二端口Port2的充放电电流指令为i2’变化时，通过改变d3的大小，从而改变交错Buck-Boost变换器的增益，使第二端口Port2的充放电电流i2跟随第二端口Port2的充放电电流指令i2’。第二端口Port2的充放电电流i2的闭环控制策略为双闭环控制，外电流环对第二端口Port2的充放电电流i2做闭环控制，内电流环对流经第三电感L3的电流iL3、流经第四电感L4的电流iL4做闭环控制，流经第三电感L3的电流iL3的指令和流经第四电感L4的电流iL4的指令相同，均为i2’/2，通过改变d3和d5的大小，使iL3和iL4跟随指令。
第三端口Port3连接直流电网，直流电网的功率传输指令为P’，双有源桥变换器的传输功率为P，双有源桥变换器采用单移相控制，双有源桥变换器采用功率分段调制，双有源桥变换器的移相角为
Figure BDA0003369950930000093
通过改变双有源桥变换器的移相角
Figure BDA0003369950930000094
从而改变双有源桥变换器的传输功率P的大小，使双有源桥变换器的传输功率P跟随直流电网的功率传输指令为P’。
此外，双有源桥变换器采用功率分段调制，双向Buck-Boost变换器采用电感电流闭环调制。
所有开关管的开关周期为Ts，双有源桥变换器的功率分段调制的控制框图如图3所示，双有源桥变换器的功率分段调制实现方式为，判断双有源桥变换器的移相角
Figure BDA0003369950930000101
与d3之间的是否满足：
Figure BDA0003369950930000102
若满足，则采用脉冲宽度调制方法，否则采用脉冲注入调制方法；
采用脉冲宽度调制方法时的工作波形如图5所示，原边第三开关管Q3的占空比为d3，原边第五开关管Q5的占空比为d5，原边第五开关管Q5的导通时刻滞后原边第三开关管Q3的导通时刻的时长为0.5Ts，副边第一开关管S1的占空比为0.5，副边第三开关管S3的占空比为0.5，副边第一开关管S1与副边第三开关管S3互补导通。
采用脉冲注入调制方法时的工作波形如图6所示，原边第三开关管Q3的驱动波形为，在占空比为0.5的驱动波形基础上注入占空比为d3'＝d3-0.5的脉冲，具体注入方式为，d3>0.5时，在零电平脉范围注入脉冲宽度为d3'的正电平脉冲，d3<0.5时，在正电平脉冲范围注入脉冲宽度为d3'的零电平脉冲；原边第五开关管Q5的驱动波形为，在占空比为0.5的驱动波形基础上注入占空比为d5'＝d5-0.5的脉冲，具体注入方式为，d5>0.5时，在零电平脉范围注入脉冲宽度为d5'的正电平脉冲，d5<0.5时，在正电平脉冲范围注入脉冲宽度为d5'的零电平脉冲。原边第五开关管Q5的未注入脉冲区域相对于原边第三开关管Q3的未注入脉冲区域移相角为0.5，原边第三开关管Q3的注入脉冲相对于原边第五开关管Q5的未注入脉冲区域超前移相角为
Figure BDA0003369950930000103
原边第五开关管Q5的注入脉冲相对于原边第三开关管Q3的未注入脉冲区域超前移相角为
Figure BDA0003369950930000104
副边第一开关管S1的驱动波形的驱动波形为，在占空比为0.5的驱动波形基础上注入占空比为d3'＝d3-0.5的脉冲具体注入方式为，d3>0.5时，在零电平脉范围注入脉冲宽度为d3'的正电平脉冲，d3<0.5时，在正电平脉冲范围注入脉冲宽度为d3'的零电平脉冲；副边第三开关管S3的驱动波形的驱动波形为，在占空比为0.5的驱动波形基础上注入占空比为d5'＝d5-0.5的脉冲具体注入方式为，d5>0.5时，在零电平脉范围注入脉冲宽度为d5'的正电平脉冲，d5<0.5时，在正电平脉冲范围注入脉冲宽度为d5'的零电平脉冲。副边第一开关管S1的未注入脉冲区域相对于原边第三开关管Q3的未注入脉冲区域移相角为
Figure BDA0003369950930000111
副边第三开关管S3的未注入脉冲区域相对于副边第一开关管S1的未注入脉冲区域移相角为0.5，副边第一开关管S1的注入脉冲相对于副边第三开关管S3的未注入脉冲区域滞后移相角为
Figure BDA0003369950930000112
副边第三开关管S3的注入脉冲相对于副边第一开关管S1的未注入脉冲区域滞后移相角为
Figure BDA0003369950930000113
其中
Figure BDA0003369950930000114
双向Buck-Boost变换器的电感电流闭环调制的控制框图如图4所示，双向Buck-Boost变换器的电感电流闭环调制的实现方式为，双向Buck-Boost变换器的移相角为
Figure BDA0003369950930000115
第三开关管Q3的导通时刻滞后第一开关管Q1的导通时刻的时长为
Figure BDA0003369950930000116
其中：
Figure BDA0003369950930000117
第二开关管Q2和第四开关管Q4同时导通时，第一电感L1的电流iL1大小为If,为保证双向Buck-Boost变换器所包含的开关管都能实现软开关，设定If的给定值为If’，通过改变双向Buck-Boost变换器的移相角
Figure BDA0003369950930000118
的大小，使If的大小跟随给定，当双有源桥变换器采用脉冲宽度调制时，原边第一开关管Q1的占空比为d1，当双有源桥变换器采用脉冲注入调制时，原边第一开关管Q1的驱动波形与原边第三开关管Q3的驱动波形同步，具体同步方法为，对应原边第三开关管Q3驱动波形的脉冲注入部分，原边第一开关管Q1的占空比为d11＝(d3-0.5)d1/d3，对应原边第三开关管Q3驱动波形的未注入部分，原边第一开关管Q1的占空比为d12＝d1/2d3。
下面结合图7(a)至图8(p)对宽增益DC-DC变换器的工作过程进行分析。
双有源桥变换器工作于脉冲宽度调制方式时的工作模态分析：
模态1[t0,t1]，对应图7(a)：在t0之前，iL2为负，随着Q5关断，L2与CQ5和CQ6谐振，CQ5充电同时CQ6放电，谐振结束时-iL4通过DQ6续流，将Q6两端电压钳位。在t0时刻，Q6零电压导通，vL2为V4+V3/N，iL2线性增加；
模态2[t1,t2]，对应图7(b)：在t1之前，iL1为正，随着Q1关断，L1与CQ1和CQ2谐振，CQ1充电同时CQ2放电，谐振结束时iL1通过DQ2续流，将Q2两端电压钳位。在t1时刻，Q2零电压导通，vL1为-V4，iL1线性减小；
模态3[t2,t3]，对应图7(c)：在t2之前，iL2为正，随着S2和S3关断，L2与CS1～CS4谐振，CS2和CS3充电同时CS1和CS4放电，谐振结束时iL2通过DS1和DS4续流，将S1和S4两端电压钳位。在t2时刻，S1和S4零电压导通，vL2为V4-V3/N，因为FSBB的电压调节作用，Vp-VN/N＝0，iL2保持不变；
模态4[t3,t4]，对应图7(d)：在t3之前，iL2为正，随着Q6关断，L2与CQ5和CQ6谐振，CQ6充电同时CQ5放电，谐振结束时iL2+iL4通过DQ5续流，将Q5两端电压钳位。在t0时刻，Q5零电压导通，vL2为-V3/N，iL1线性减小；
模态5[t4,t5]，对应图7(e)：在t4之前，iL1为负，iL2为正，随着Q3关断，L2与CQ3和CQ4谐振，CQ3充电同时CQ4放电，谐振结束时iL2-iL1-ib1通过DQ4续流，将Q4两端电压钳位。在t4时刻，Q4零电压导通，vL1为0，vL2为-(V4+V3/N)，iL1保持不变，iL2线性减小；
模态6[t5,t6]，对应图7(f)：在t5之前，iL1为正，随着Q2关断，L1与CQ1和CQ2谐振，CQ2充电同时CQ1放电，谐振结束时iL1通过DQ1续流，将Q1两端电压钳位。在t2时刻，Q1零电压导通，vL1为V1，iL1线性增加；
模态7[t6,t7]，对应图7(g)：在t6之前，iL2为负，随着S1和S4关断，L2与CS1～CS4谐振，CS1和CS4充电同时CS2和CS3放电，谐振结束时iL2通过DS2和DS3续流，将S2和S3两端电压钳位。在t6时刻，S2和S3零电压导通，vL2为0，iL2保持不变；
模态8[t7,t8]，对应图7(h)：在t7之前，iL1为正，iL2为负，随着Q4关断，L2与CQ3和CQ4谐振，CQ4充电同时CQ3放电，谐振结束时iL1-iL2+ib1通过DQ3续流，将Q3两端电压钳位。在t7时刻，Q3零电压导通，vL1为V1-V4，iL1线性减小，vL2为Vp，iL2线性增加。
双有源桥变换器工作于脉冲宽度调制方式时的工作模态分析：
模态1[t0,t1]，对应图8(a)：在t0之前，iL1为正，随着Q1关断，L1与CQ1和CQ2谐振，CQ1充电同时CQ2放电，谐振结束时-iL1通过DQ2续流，将Q2两端电压钳位。在t0时刻，Q2零电压导通，vL1为0，iL1线性减小；
模态2[t1,t2]，对应图8(b)：在t1之前，iL2为负，随着Q5关断，L2与CQ5和CQ6谐振，CQ5充电同时CQ6放电，谐振结束时iL2通过DQ6续流，将Q6两端电压钳位。在t0时刻，Q6零电压导通，vL2为V4，iL2线性增加；
模态3[t2,t3]，对应图8(c)：在t2之前，iL2为正，随着S3关断，L2与CS3和CS4谐振，CS3充电同时CS4放电，谐振结束时iL2通过DS4续流，将S4两端电压钳位。在t2时刻，S4零电压导通，vL2为0，iL2保持不变；
模态4[t3,t4]，对应图8(d)：在t3之前，iL2为正，随着Q6关断，L2与CQ5和CQ6谐振，CQ6充电同时CQ5放电，谐振结束时iL2通过DQ5续流，将Q5两端电压钳位。在t3时刻，Q5零电压导通，vL2为-V3/N，iL2线性减小；
模态5[t4,t5]，对应图8(e)：在t4之前，iL2为负，随着S1、S4关断，L2与CS1～CS4谐振，CS1、CS4充电同时CS2、CS3放电，谐振结束时iL2通过DS2、DS3续流，将S2、S3两端电压钳位。在t4时刻，S2、S3零电压导通，vL2为-(V4-V3/N)，iL2线性减小；
模态6[t5,t6]，对应图8(f)：在t4之前，iL1为负，随着Q2关断，L1与CQ1和CQ2谐振，CQ2充电同时CQ1放电，谐振结束时-iL1通过DQ1续流，将Q2两端电压钳位。在t5时刻，Q2零电压导通，vL1为0，iL2保持不变；
模态7[t6,t7]，对应图8(g)：在t6之前，iL1为正，iL2为负，随着Q4关断，L1和L2与CQ3和CQ4谐振，CQ4充电同时CQ3放电，谐振结束时iL2-iL1通过DQ3续流，将Q3两端电压钳位。在t5时刻，Q3零电压导通，vL2为0，iL2保持不变；
模态8[t7,t8]，对应图8(h)：在t7之前，iL1为正，iL2为负，随着Q1关断，L1与CQ1和CQ2谐振，CQ1充电同时CQ2放电，谐振结束时iL1通过DQ2续流，将Q2两端电压钳位。在t7时刻，Q2零电压导通，vL1为-V4，iL1线性减小；
模态9[t8,t9]，对应图8(i)：在t8之前，iL2为正，随着S2关断，L2与CS1和CS2谐振，CS2充电同时CS1放电，谐振结束时iL2通过DS1续流，将S1两端电压钳位。在t8时刻，S1零电压导通，vL2为0，iL2保持不变；
模态10[t9,t10]，对应图8(j)：在t9之前，iL1为负，iL2为正，随着Q3关断，L1和L2与CQ3和CQ4谐振，CQ3充电同时CQ4放电，谐振结束时iL1-iL2通过DQ4续流，将Q4两端电压钳位。在t9时刻，Q4零电压导通，vL2为-V4，iL2线性减小；
模态11[t10,t11]，对应图8(k)：在t10之前，iL2为正，随着S1关断，L2与CS1和CS2谐振，CS1充电同时CS2放电，谐振结束时iL2通过DS2续流，将S2两端电压钳位。在t10时刻，S2零电压导通，vL2为0，iL2保持不变；
模态12[t11,t12]，对应图8(l)：在t11之前，iL1为负，随着Q2关断，L1与CQ1和CQ2谐振，CQ2充电同时CQ1放电，谐振结束时-iL1通过DQ1续流，将Q2两端电压钳位。在t11时刻，Q2零电压导通，vL1为V1，iL2线性增加；
模态13[t12,t13]，对应图8(m)：在t12之前，iL1为正，iL2为负，随着Q4、Q5关断，L2与CQ1～CQ4谐振，CQ4、CQ5充电同时CQ3、CQ6放电，谐振结束时-iL2通过DQ3、DQ6续流，将Q3、Q6两端电压钳位。在t12时刻，Q3零电压导通，vL2为V4+V3/N，iL2保持不变；
模态14[t13,t14]，对应图8(n)：在t13之前，iL2为正，随着S2和S3关断，L2与CS1～CS4谐振，CS2和CS3充电同时CS1和CS4放电，谐振结束时iL2通过DS1和DS4续流，将S1和S4两端电压钳位。在t13时刻，S1和S4零电压导通，vL2为0，，iL2保持不变；
模态15[t14,t15]，对应图8(o)：在t14之前，iL2为正，随着Q6关断，L2与CQ5和CQ6谐振，CQ6充电同时CQ5放电，谐振结束时iL2通过DQ5续流，将Q5两端电压钳位。在t14时刻，Q5零电压导通，vL2为-V3/N，iL2线性减小；
模态16[t15,t16]，对应图8(p)：在t15之前，iL2为负，随着S4关断，L2与CS3和CS4谐振，CS4充电同时CS3放电，谐振结束时-iL2通过DS3续流，将S3两端电压钳位。在t15时刻，S3零电压导通，vL2为0，iL2保持不变。
本领域的技术人员容易理解，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并不用以限制本发明，凡在本发明的精神和原则之内所作的任何修改、等同替换和改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。

Claims (9)

1.一种宽增益DC-DC变换器，其特征在于，包括：
第一至第四电容C1～C4、第一至第四电感L1～L4、变压器T、原边第一至第六开关管Q1～Q6、副边第一至第四开关管S1～S4、所述原边第一至第六开关管Q1～Q6的反并联二极管DQ1～DQ6以及副边第一至第四开关管S1～S4的反并联二极管DS1～DS4；
其中，原边第一开关管Q1和原边第二开关管Q2串联构成第一桥臂B1，原边第三开关管Q3和原边第四开关管Q4串联构成第二桥臂B2，原边第五开关管Q5和原边第六开关管Q6串联构成第三桥臂B3，副边第一开关管S1和副边第二开关管S2串联构成第四桥臂B4，副边第三开关管S3和副边第四开关管S4串联构成第五桥臂B5；
第一桥臂B1与第一电容C1并联，第一桥臂B1的负极与第二桥臂B2的负极相连，第一电感L1一端连接第一桥臂B1的中点，另一端连接第二桥臂B2的中点；第二桥臂B2、第三桥臂B3与第四电容C4并联，第二电容C2的负极与第二桥臂B2的负极相连，第三电感L3一端连接第二桥臂B2的中点，另一端连接第二电容C2的正极，第四电感L4一端连接第三桥臂B3的中点，另一端连接第二电容C2的正极；第二电感L2一端连接变压器T原边绕组，另一端连接第二桥臂B2的中点；变压器T原边绕组一端连接第二电感L2，另一端连接第三桥臂B3的中点；第四桥臂B4、第五桥臂B5与第三电容C3并联，变压器T副边绕组一端连接第四桥臂B4的中点，另一端连接第五桥臂B5的中点。
2.如权利要求1所述的宽增益DC-DC变换器，其特征在于，所述宽增益DC-DC变换器为三端口，包括：并联在第一电容C1两端的第一端口Port1、并联在第二电容C2两端的第二端口Port2以及并联在第三电容C3两端的第三端口Port3，其中，第一端口Port1为可再生能源发电端口，第二端口Port2为储能端口，第三端口Port3为并网端口。
3.如权利要求1所述的宽增益DC-DC变换器，其特征在于，所述宽增益DC-DC变换器为四端口，包括：并联在第一电容C1两端的第一端口Port1、并联在第二电容C2两端的第二端口Port2、并联在第三电容C3两端的第三端口Port3以及并联在第四电容C4两端的第四端口Port4，其中，第一端口Port1为可再生能源发电端口，第二端口Port2为储能端口，第三端口Port3为并网端口，第四端口Port4为恒压端口。
4.如权利要求2或3所述的宽增益DC-DC变换器，其特征在于，第一桥臂B1、第二桥臂B2和第一电感L1构成双向Buck-Boost变换器，用于对第一端口Port1宽范围变化的输入电压进行处理；第二桥臂B2、第三桥臂B3、第三电感L3和第四电感L4构成交错Buck-Boost变换器，用于控制产生低纹波电流对第二端口Port2进行充放电；第二桥臂B2、第三桥臂B3、第四桥臂B4、第五桥臂B5、第二电感L2和变压器T构成双有源桥变换器，用于将第一端口Port1、第二端口Port2与第三端口Port3进行电气隔离，并对第三端口Port3的能量大小与传输方向进行主动控制。
5.一种适用于权利要求1至4任一项所述的宽增益DC-DC变换器的控制方法，其特征在于，第一桥臂B1、第二桥臂B2和第一电感L1构成的双向Buck-Boost变换器采用以下电感电流闭环调制方式：
原边第三开关管Q3的导通时刻滞后原边第一开关管Q1的导通时刻的时长为
Figure FDA0003369950920000021
原边第二开关管Q2和原边第四开关管Q4同时导通时，通过改变
Figure FDA0003369950920000022
的大小，使第一电感L1的电流大小跟随其给定值，以使双向Buck-Boost变换器所包含的开关管都能实现软开关；
其中，Ts为所有开关管的开关周期，
Figure FDA0003369950920000023
为双向Buck-Boost变换器的移相角，且满足：
Figure FDA0003369950920000024
d1和d3分别为原边第一开关管Q1和原边第三开关管Q3的等效占空比。
6.如权利要求5所述的控制方法，其特征在于，第二桥臂B2、第三桥臂B3、第四桥臂B4、第五桥臂B5、第二电感L2和变压器T构成的双有源桥变换器采用以下功率分段调制方式：
比较双有源桥变换器的移相角
Figure FDA0003369950920000031
与d3之间的关系，若
Figure FDA0003369950920000032
采用脉冲宽度调制，否则，采用脉冲注入调制。
7.如权利要求6所述的控制方法，其特征在于，所述脉冲宽度调制具体为：
原边第三开关管Q3和原边第五开关管Q5的有效占空比为d3，原边第五开关管Q5的导通时刻滞后原边第三开关管Q3的导通时刻的时长为0.5Ts；副边第一开关管S1的占空比为0.5，副边第三开关管S3的占空比为0.5，副边第一开关管S1与副边第三开关管S3互补导通。
8.如权利要求6所述的控制方法，其特征在于，所述脉冲注入调制具体为：
控制原边第三开关管Q3的驱动波形，在占空比为0.5的驱动波形基础上注入占空比为d3'＝d3-0.5的脉冲；原边第五开关管Q5的驱动波形与原边第三开关管Q3的驱动波形相同，且原边第五开关管Q5的未注入脉冲区域相对于原边第三开关管Q3的未注入脉冲区域移相角为0.5，原边第三开关管Q3的注入脉冲相对于原边第五开关管Q5的未注入脉冲区域超前移相角为
Figure FDA0003369950920000033
原边第五开关管Q5的注入脉冲相对于原边第三开关管Q3的未注入脉冲区域超前移相角为
Figure FDA0003369950920000034
副边第一开关管S1的未注入脉冲区域相对于原边第三开关管Q3的未注入脉冲区域移相角为
Figure FDA0003369950920000035
副边第三开关管S3的未注入脉冲区域相对于副边第一开关管S1的未注入脉冲区域移相角为0.5，副边第一开关管S1的注入脉冲相对于副边第三开关管S3的未注入脉冲区域滞后移相角为
Figure FDA0003369950920000036
副边第三开关管S3的注入脉冲相对于副边第一开关管S1的未注入脉冲区域滞后移相角为
Figure FDA0003369950920000041
其中，
Figure FDA0003369950920000042
9.如权利要求8所述的控制方法，其特征在于，所述在占空比为0.5的驱动波形基础上注入占空比为d3'＝d3-0.5的脉冲，具体为：
当d3>0.5时，在零电平脉范围注入脉冲宽度为d3'的正电平脉冲；当d3<0.5时，在正电平脉冲范围注入脉冲宽度为d3'的零电平脉冲。
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