CN110890842A - 宽电压增益低电流纹波双向谐振变换器及控制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了了一种宽电压增益低电流纹波双向谐振变换器，包括低压侧滤波电感、箝位电容、低压侧桥臂、辅助电感、谐振电感、谐振电容、隔离变压器、高压侧桥臂。低压侧滤波电感包括两个电感，低压侧桥臂由四个开关管构成，高压侧桥臂由四个开关管构成。

Description

宽电压增益低电流纹波双向谐振变换器及控制方法
技术领域
本发明涉及一种双向谐振变换器技术，特别是一种宽电压增益低电流纹波双向谐振变换器及控制方法。
背景技术
可再生能源的开发利用是解决能源危机与环境污染的有效措施，但是由于受到风力、阳光等气候条件的影响，可再生能源发电单元具有输出电能不稳定的特点，进而导致直流母线电压不稳定。通过将蓄电池等储能装置与直流母线相连，可以实现稳定电压的作用。由于蓄电池电压的变换范围较宽且对充放电电流纹波敏感，在蓄电池和直流母线之间需要一个并网变换器，通过该双向直流变换器将蓄电池输出电压变换为一个稳定的电压，同时能够抑制蓄电池充放电电流纹波。
传统双向谐振直流变换器是将交错并联Buck/Boost变换器与LLC谐振变换器级联构成两级式双向谐振直流变换器。利用交错并联Buck/Boost变换器的内在特性及控制方式，不仅提升了变换器电压增益范围，也实现了对蓄电池侧充放电电流纹波的抑制。然而，传统双向谐振直流变换器是将LLC变换器高压侧二极管替换为开关管的方式实现功率流的双向传输，目前已有的变频控制方法和PWM移相控制方法均只能实现高压侧开关管的零电流开关，由于MOSFET开关管的寄生电容放电导致的导通损耗较大，所以当选用MOSFET开关管时，更适合使用零电压开关来降低电路开关损耗。同时传统双向谐振直流变换器中励磁电感的存在也会导致一定的能量损耗，降低变换器能量传输效率。
发明内容
本发明的目的在于提供一种宽电压增益低电流纹波双向谐振变换器及控制方法。
实现本发明目的的第一种技术方案为：一种宽电压增益低电流纹波双向谐振变换器，包括低压侧电路、谐振电路、隔离变压器和高压侧电路；低压侧电路由低压侧第一滤波电感L1、低压侧第二滤波电感L2、箝位电容Ca、辅助电感La、低压侧直流电压VL和低压侧桥臂组成，谐振电路由谐振电感Lr和谐振电容Cr组成，高压侧电路由高压侧桥臂和高压侧直流电压VH组成；低压侧桥臂由第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4组成，第一开关管Q1的源极与第二开关管Q2的漏极连接组成第一桥臂且第一桥臂中点引出作为第一桥臂中点，第三开关管Q3的源极与第四开关管Q4的漏极连接组成第二桥臂且第二桥臂中点引出作为第二桥臂中点，第一开关管Q1与第三开关管Q3的漏极相连并连接箝位电容Ca正端，第二开关管Q2与第四开关管Q4的源极相连并连接箝位电容Ca负端，第一滤波电感L1一端连接第一桥臂中点且另一端连接低压侧直流电压VL正端，第二滤波电感L2一端连接第二桥臂中点且另一端连接低压侧直流电压VL正端，低压侧直流电压VL负端连接箝位电容Ca负端，辅助电感La一端连接第一桥臂中点且另一端连接第二桥臂中点；谐振电感Lr和谐振电容Cr串联组成谐振腔，谐振腔一端连接第一桥臂中点且另一端连接隔离变压器原边绕组同名端，隔离变压器原边绕组异名端连接第二桥臂中点；高压侧桥臂由四个开关管组成，第五开关管Q5的源极与第六开关管Q6的漏极连接组成第三桥臂且第三桥臂中点引出作为第三桥臂中点，第七开关管Q7的源极与第八开关管Q8的漏极连接组成第四桥臂且第四桥臂中点引出作为第四桥臂中点，第五开关管Q5和第七开关管Q7的漏极相连并连接高压侧直流电压VH的正端，第六开关管Q6和第八开关管Q8的源极相连并连接高压侧直流电压VH的负端，隔离变压器副边绕组同名端连接第三桥臂中点，隔离变压器副边绕组异名端连接第四桥臂中点。
采用上述变换器，开关管为MOSFET管，每一开关管的二极管为寄生二极管，每一开关管的电容为寄生电容。
实现本发明目的的第二种技术方案为：变换器的低压侧开关管定频、占空比可变PWM控制方法，包括：低压侧开关管采用固定开关频率、占空比可变的PWM控制方法，低压侧第一、第二、第三、第四开关管开关频率fs等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，第一开关管Q1和第三开关管Q3的占空比均为DL，调节占空比DL以保持高压侧直流电压VH恒定；第一开关管Q1和第二开关管Q2驱动信号互补且留有死区时间，第三开关管Q3和第四开关管Q4驱动信号互补且留有死区时间；第一开关管Q1和第四开关管Q4驱动信号中心对称，第二开关管Q2和第三开关管Q3驱动信号中心对称。高压侧开关管采用固定开关频率、固定占空比的PWM控制方法，高压侧第五、第六、第七、第八开关管开关频率fs等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，第五、第六、第七、第八开关管占空比均为0.5；第五开关管Q5和第六开关管Q6驱动信号互补且留有死区时间，第七开关管Q7和第八开关管Q8驱动信号互补且留有死区时间；第五开关管Q5和第八开关管Q8同时开通，第六开关管Q6和第七开关管Q7同时开通；第五开关管Q5和第一开关管Q1驱动信号中心对称，第六开关管Q6和第二开关管Q2驱动信号中心对称。
实现本发明目的的第三种技术方案为：变换器的高压侧开关管定频、占空比可变PWM控制方法，包括：高压侧开关管采用固定开关频率、占空比可变的PWM控制方法，高压侧第五、第六、第七、第八开关管开关频率fs等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，第五开关管Q5和第七开关管Q7的占空比均为DH，调节占空比DH以保持高压侧直流电压VH恒定；第五开关管Q5和第六开关管Q6驱动信号互补且留有死区时间，第七开关管Q7和第八开关管Q8驱动信号互补且留有死区时间；第五开关管Q5和第八开关管Q8驱动信号中心对称，第六开关管Q6和第七开关管Q7驱动信号中心对称。低压侧开关管采用固定开关频率、固定占空比的PWM控制方法，低压侧第一、第二、第三、第四开关管开关频率fs等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，第一、第二、第三、第四开关管占空比均为0.5；第一开关管Q1和第二开关管Q2驱动信号互补且留有死区时间，第三开关管Q3和第四开关管Q4驱动信号互补且留有死区时间；第一开关管Q1和第四开关管Q4同时开通，第二开关管Q2和第三开关管Q3同时开通；第一开关管Q1和第五开关管Q5驱动信号中心对称，第二开关管Q2和第六开关管Q6驱动信号中心对称。
实现本发明目的的第四种技术方案为：变换器的混合控制方法，包括：变换器采用混合控制方法，电压增益G为G＝nVH/VL，其中VH为高压侧直流电压，VL为低压侧直流电压，n为变压器原边绕组和副边绕组之比。当电压增益G<2时，采用基于本发明所述变换器的低压侧开关管定频、占空比可变PWM控制方法。低压侧开关管采用固定开关频率、占空比可变的PWM控制方法，低压侧第一、第二、第三、第四开关管开关频率fs等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，第一开关管Q1和第三开关管Q3的占空比均为DL，且DL>0.5，调节占空比DL以保持高压侧直流电压VH恒定；第一开关管Q1和第二开关管Q2驱动信号互补且留有死区时间，第三开关管Q3和第四开关管Q4驱动信号互补且留有死区时间。第一开关管Q1和第四开关管Q4驱动信号中心对称，第二开关管Q2和第三开关管Q3驱动信号中心对称。高压侧开关管采用固定开关频率、固定占空比的PWM控制方法，高压侧第五、第六、第七、第八开关管开关频率fs等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，第五、第六、第七、第八开关管占空比均为0.5。第五开关管Q5和第六开关管Q6驱动信号互补且留有死区时间，第七开关管Q7和第八开关管Q8驱动信号互补且留有死区时间。第五开关管Q5和第八开关管Q8同时开通，第六开关管Q6和第七开关管Q7同时开通；第五开关管Q5和第一开关管Q1驱动信号中心对称，第六开关管Q6和第二开关管Q2驱动信号中心对称；当电压增益G>2时，采用基于本发明所述变换器的高压侧开关管定频、占空比可变PWM控制方法。高压侧开关管采用固定开关频率、占空比可变的PWM控制方法，高压侧第五、第六、第七、第八开关管开关频率fs等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，第五开关管Q5和第七开关管Q7的占空比均为DH，且DH<0.5，调节占空比DH以保持高压侧直流电压VH恒定；第五开关管Q5和第六开关管Q6驱动信号互补且留有死区时间，第七开关管Q7和第八开关管Q8驱动信号互补且留有死区时间；第五开关管Q5和第八开关管Q8驱动信号中心对称，第六开关管Q6和第七开关管Q7驱动信号中心对称。低压侧开关管采用固定开关频率、固定占空比的PWM控制方法，低压侧第一、第二、第三、第四开关管开关频率fs等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，第一、第二、第三、第四开关管占空比均为0.5；第一开关管Q1和第二开关管Q2驱动信号互补且留有死区时间，第三开关管Q3和第四开关管Q4驱动信号互补且留有死区时间；第一开关管Q1和第四开关管Q4同时开通，第二开关管Q2和第三开关管Q3同时开通；第一开关管Q1和第五开关管Q5驱动信号中心对称，第二开关管Q2和第六开关管Q6驱动信号中心对称。当电压增益G＝2时，所用控制方法为该混合控制方法切换点，此时所有开关管均采用固定开关频率、固定占空比的PWM控制方法，第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七、第八开关管开关频率fs均等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七、第八开关管占空比均为0.5，此时电路控制方法为所述变换器混合控制方法切换点。第一开关管Q1和第二开关管Q2驱动信号互补且留有死区时间，第三开关管Q3和第四开关管Q4驱动信号互补且留有死区时间，第五开关管Q5和第六开关管Q6驱动信号互补且留有死区时间，第七开关管Q7和第八开关管Q8驱动信号互补且留有死区时间。第一开关管Q1、第四开关管Q4、第五开关管Q5、第八开关管Q8同时开通，第二开关管Q2、第三开关管Q3、第六开关管Q6、第七开关管Q7同时开通。
本发明与现有技术相比，具有以下优点：(1)本发明利用所述变换器的内在特性及所发明的控制方式，相较于传统双有源全桥直流变换器，当本发明所述变换器采用低压侧开关管定频、占空比可变PWM控制方法时，由于引入谐振电路，变换器在宽电压范围、宽负载范围下均能实现所有开关管的零电压开关，变换器效率得到提高，且电流纹波更低；(2)本发明利用所述变换器的内在特性及所发明的控制方式，相较于低压侧加入辅助电感的LLC双向谐振直流变换器，当本发明所述变换器采用低压侧开关管定频、占空比可变PWM控制方法时，在保证所有开关管零电压开关的基础上，由于本发明所述变换器励磁电感不参与谐振，所以可以减小励磁电感电能损耗，变换器效率得到提高；(3)本发明利用所述变换器的内在特性及所发明的控制方式，相较于低压侧加入辅助电感的LLC双向谐振直流变换器，当本发明所述变换器采用高压侧开关管定频、占空比可变PWM控制方法时，在保证所有开关管零电压开关的基础上，由于低压侧开关管占空比固定为0.5，所以本发明所述变换器低压侧电流纹波恒等于0，电流纹波更低，有利于延长低压侧蓄电池电源寿命；(4)本发明利用所述变换器的内在特性及所发明的控制方式，相较于已有双向谐振直流变换器，当本发明所述变换器采用混合控制方法时，在保证所有开关管零电压开关的基础上，本发明所述变换器励磁电感电能更低，在电压增益大于2的情况下，本发明所述变换器低压侧电流纹波更低，变换器具有高效率、宽电压增益和低电流纹波的特性。适用于宽电压范围、蓄电池充放电等双向功率传输的应用场合。
下面结合说明书附图对本发明作进一步描述。
附图说明
图1是本发明所述宽电压增益低电流纹波双向谐振变换器正向传输电路结构示意图。
图2是基于本发明所述变换器的低压侧开关管定频、占空比可变(DL<0.5)PWM控制方法正向传输稳态工作波形图。
图3是基于本发明所述变换器的低压侧开关管定频、占空比可变(DL>0.5)PWM控制方法正向传输稳态工作波形图。
图4是本发明所述宽电压增益低电流纹波双向谐振变换器正向传输等效电路。
图5是本发明所述宽电压增益低电流纹波双向谐振变换器反向传输电路结构示意图。
图6是基于本发明所述变换器的低压侧开关管定频、占空比可变(DL<0.5)PWM控制方法反向传输稳态工作波形图。
图7是基于本发明所述变换器的低压侧开关管定频、占空比可变(DL>0.5)PWM控制方法反向传输稳态工作波形图。
图8是基于本发明所述变换器的低压侧开关管定频、占空比可变PWM控制方法电压增益变化曲线。
图9是基于本发明所述变换器的高压侧开关管定频、占空比可变(DH<0.5)PWM控制方法正向传输稳态工作波形图。
图10是基于本发明所述变换器的高压侧开关管定频、占空比可变(DH>0.5)PWM控制方法正向传输稳态工作波形图。
图11是基于本发明所述变换器的高压侧开关管定频、占空比可变(DH<0.5)PWM控制方法反向传输稳态工作波形图。
图12是基于本发明所述变换器的高压侧开关管定频、占空比可变(DH>0.5)PWM控制方法反向传输稳态工作波形图。
图13是基于本发明所述变换器的高压侧开关管定频、占空比可变PWM控制方法电压增益变化曲线。
图14是本发明所述宽电压增益低电流纹波双向谐振变换器混合控制方法电压增益变化曲线。
具体实施方式
如图1所示的本发明所述宽电压增益低电流纹波双向谐振变换器正向传输电路结构示意图。包括低压侧电路、谐振电路、隔离变压器和高压侧电路，低压侧电路由低压侧滤波电感L1、L2，箝位电容Ca，辅助电感La和低压侧桥臂组成；谐振电路由谐振电感Lr和谐振电容Cr组成；高压侧电路由高压侧桥臂组成。低压侧桥臂由四个开关管组成，第一开关管Q1的源极与第二开关管Q2的漏极连接组成A桥臂，桥臂中点引出作为A点；第三开关管Q3的源极与第四开关管Q4的漏极连接组成B桥臂，桥臂中点引出作为B点；第一开关管Q1与第三开关管Q3的漏极相连并连接箝位电容正端，第二开关管Q2与第四开关管Q4的源极相连并连接箝位电容负端；低压侧滤波电感L1一端连接A桥臂中点A点，另一端连接低压侧直流电压VL正端；低压侧滤波电感L2一端连接B桥臂中点B点，另一端连接低压侧直流电压VL正端；低压侧直流电压VL负端连接箝位电容Ca负端；辅助电感La一端连接A桥臂中点A点，另一端连接B桥臂中点B点。谐振电感Lr和谐振电容Cr串联组成谐振腔，谐振腔一端连接A桥臂中点A点，另一端连接隔离变压器原边绕组同名端，隔离变压器原边绕组异名端连接B桥臂中点B点。高压侧桥臂由四个开关管组成，第五开关管Q5的源极与第六开关管Q6的漏极连接组成C桥臂，桥臂中点引出作为C点；第七开关管Q7的源极与第八开关管Q8的漏极连接组成D桥臂，桥臂中点引出作为D点；第五开关管Q5和第七开关管Q7的漏极相连并连接高压侧直流电压VH的正端，第六开关管Q6和第八开关管Q8的源极相连并连接高压侧直流电压VH的负端。隔离变压器副边同名端连接C桥臂中点C点，隔离变压器副边异名端连接D桥臂中点D点。开关管为MOSFET管，每一开关管的二极管为寄生二极管，每一开关管的电容为寄生电容。
如图2所示的基于本发明所述变换器的低压侧开关管定频、占空比可变(DL<0.5)PWM控制方法正向传输稳态工作波形图。本发明所述变换器功率流正向传输和反向传输均采用图2驱动信号，低压侧开关管采用固定开关频率、占空比可变的PWM控制方法，低压侧第一、第二、第三、第四开关管开关频率fs等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，第一开关管Q1和第三开关管Q3的占空比均为DL，调节占空比DL以保持高压侧直流电压VH恒定；第一开关管Q1和第二开关管Q2驱动信号互补且留有死区时间，第三开关管Q3和第四开关管Q4驱动信号互补且留有死区时间；第一开关管Q1和第四开关管Q4驱动信号中心对称，第二开关管Q2和第三开关管Q3驱动信号中心对称。高压侧开关管采用固定开关频率、固定占空比的PWM控制方法，高压侧第五、第六、第七、第八开关管开关频率fs等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，第五、第六、第七、第八开关管占空比均为0.5；第五开关管Q5和第六开关管Q6驱动信号互补且留有死区时间，第七开关管Q7和第八开关管Q8驱动信号互补且留有死区时间；第五开关管Q5和第八开关管Q8同时开通，第六开关管Q6和第七开关管Q7同时开通；第五开关管Q5和第一开关管Q1驱动信号中心对称，第六开关管Q6和第二开关管Q2驱动信号中心对称。
功率流正向传输时，第一开关管Q1的占空比为DL<0.5和DL>0.5工作模态类似，其中DL<0.5主要包括以下工作模态：
(1)开关模态1[t0,t1]：t0之前，开关管Q5、Q8的寄生电容C5、C8已完成放电，t0时刻，开关管Q5、Q8实现零电压开通。在t0-t1时段内，开关管Q2、Q4导通，Q1、Q3关断；低压侧桥臂中点电压vAB为0，辅助电感La电流iLa保持不变；滤波电感L1电流iL1线性上升，滤波电感L2电流iL2线性上升；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q8导通，Q6、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(2)开关模态2[t1,t2]：t1时刻，开关管Q2关断，由于C1、C2的缓冲作用，开关管Q2实现零电压关断。在t1-t2时段内，开关管Q4导通，Q1、Q2、Q3关断；低压侧桥臂中点电压vAB从0逐渐上升到Va，由于本段时间很短，辅助电感La电流iLa基本不变；滤波电感L1电流iL1保持不变，滤波电感L2电流iL2线性上升；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q8导通，Q6、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(3)开关模态3[t2,t3]：t2时刻，开关管Q1开通，由于开关管Q1的寄生电容C1已完成放电，开关管Q1实现零电压开通。在t2-t3时段内，开关管Q1、Q4导通，Q2、Q3关断；低压侧桥臂中点电压vAB为Va，辅助电感La电流iLa线性上升；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性上升；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q8导通，Q6、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(4)开关模态4[t3,t4]：t3时刻，开关管Q1关断，由于C1、C2的缓冲作用，开关管Q1实现零电压关断。在t3-t4时段内，开关管Q4导通，Q1、Q2、Q3关断；低压侧桥臂中点电压vAB从Va逐渐下降到0，由于本段时间很短，辅助电感La电流iLa基本不变；滤波电感L1电流iL1保持不变，滤波电感L2电流iL2线性上升；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q8导通，Q6、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(5)开关模态5[t4,t5]：t4时刻，开关管Q2开通，由于开关管Q2的寄生电容C2已完成放电，开关管Q2实现零电压开通。在t4-t5时段内，开关管Q2、Q4导通，Q1、Q3关断；低压侧桥臂中点电压vAB为0，辅助电感La电流iLa保持不变；滤波电感L1电流iL1线性上升，滤波电感L2电流iL2线性上升；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q8导通，Q6、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(6)开关模态6[t5,t6]：t5时刻，开关管Q5、Q8关断，由于C5、C8的缓冲作用，开关管Q5、Q8实现零电压关断。在t5-t6时段内，开关管Q2、Q4导通，Q1、Q3关断；低压侧桥臂中点电压vAB为0，辅助电感La电流iLa保持不变；滤波电感L1电流iL1线性上升，滤波电感L2电流iL2线性上升；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q6、Q7、Q8全部关断；高压侧桥臂中点电压vCD从VH逐渐下降到-VH；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(7)开关模态7[t6,t7]：t6之前，开关管Q6、Q7的寄生电容C6、C7已完成放电，t6时刻，开关管Q6、Q7实现零电压开通。在t6-t7时段内，开关管Q2、Q4导通，Q1、Q3关断；低压侧桥臂中点电压vAB为0，辅助电感La电流iLa保持不变；滤波电感L1电流iL1线性上升，滤波电感L2电流iL2线性上升；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q7导通，Q5、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD为-VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(8)开关模态8[t7,t8]：t7时刻，开关管Q4关断，由于C3、C4的缓冲作用，开关管Q4实现零电压关断。在t7-t8时段内，开关管Q2导通，Q1、Q3、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB从0逐渐下降到-Va，由于本段时间很短，辅助电感La电流iLa基本不变；滤波电感L1电流iL1线性上升，滤波电感L2电流iL2保持不变；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q7导通，Q5、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD为-VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(9)开关模态9[t8,t9]：t8时刻，开关管Q3开通，由于开关管Q3的寄生电容C3已完成放电，开关管Q3实现零电压开通。在t8-t9时段内，开关管Q2、Q3导通，Q1、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为-Va，辅助电感La电流iLa线性下降；滤波电感L1电流iL1线性上升，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q7导通，Q5、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD为-VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(10)开关模态10[t9,t10]：t9时刻，开关管Q3关断，由于C3、C4的缓冲作用，开关管Q3实现零电压关断。在t9-t10时段内，开关管Q2导通，Q1、Q3、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB从-Va逐渐上升到0，由于本段时间很短，辅助电感La电流iLa基本不变；滤波电感L1电流iL1线性上升，滤波电感L2电流iL2保持不变；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q7导通，Q5、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD为-VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(11)开关模态11[t10,t11]：t10时刻，开关管Q4开通，由于开关管Q4的寄生电容C4已完成放电，开关管Q4实现零电压开通。在t10-t11时段内，开关管Q2、Q4导通，Q1、Q3关断；低压侧桥臂中点电压vAB为0，辅助电感La电流iLa保持不变；滤波电感L1电流iL1线性上升，滤波电感L2电流iL2线性上升；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q7导通，Q5、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD为-VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(12)开关模态12[t11,t12]：t11时刻，开关管Q6、Q7关断，由于C6、C7的缓冲作用，开关管Q6、Q7实现零电压关断。在t11-t12时段内，开关管Q2、Q4导通，Q1、Q3关断；低压侧桥臂中点电压vAB为0，辅助电感La电流iLa保持不变；滤波电感L1电流iL1线性上升，滤波电感L2电流iL2线性上升；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q6、Q7、Q8全部关断；高压侧桥臂中点电压vCD从-VH逐渐上升到VH；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
如图3所示的基于本发明所述变换器的低压侧开关管定频、占空比可变(DL>0.5)PWM控制方法正向传输稳态工作波形图。功率流正向传输时，其中DL>0.5主要包括以下工作模态：
(1)开关模态1[t0,t1]：t0之前，开关管Q5、Q8的寄生电容C5、C8已完成放电，t0时刻，开关管Q5、Q8实现零电压开通。在t0-t1时段内，开关管Q1、Q3导通，Q2、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为0，辅助电感La电流iLa保持不变；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q8导通，Q6、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(2)开关模态2[t1,t2]：t1时刻，开关管Q3关断，由于C3、C4的缓冲作用，开关管Q3实现零电压关断。在t1-t2时段内，开关管Q1导通，Q2、Q3、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB从0逐渐上升到Va，由于本段时间很短，辅助电感La电流iLa基本不变；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2保持不变；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q8导通，Q6、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(3)开关模态3[t2,t3]：t2时刻，开关管Q4开通，由于开关管Q4的寄生电容C4已完成放电，开关管Q4实现零电压开通。在t2-t3时段内，开关管Q1、Q4导通，Q2、Q3关断；低压侧桥臂中点电压vAB为Va，辅助电感La电流iLa线性上升；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性上升；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q8导通，Q6、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(4)开关模态4[t3,t4]：t3时刻，开关管Q4关断，由于C3、C4的缓冲作用，开关管Q4实现零电压关断。在t3-t4时段内，开关管Q1导通，Q2、Q3、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB从Va逐渐下降到0，由于本段时间很短，辅助电感La电流iLa基本不变；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2保持不变；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q8导通，Q6、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(5)开关模态5[t4,t5]：t4时刻，开关管Q3开通，由于开关管Q3的寄生电容C3已完成放电，开关管Q3实现零电压开通。在t4-t5时段内，开关管Q1、Q3导通，Q2、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为0，辅助电感La电流iLa保持不变；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q8导通，Q6、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(6)开关模态6[t5,t6]：t5时刻，开关管Q5、Q8关断，由于C5、C8的缓冲作用，开关管Q5、Q8实现零电压关断。在t5-t6时段内，开关管Q1、Q3导通，Q2、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为0，辅助电感La电流iLa保持不变；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q6、Q7、Q8全部关断；高压侧桥臂中点电压vCD从VH逐渐下降到-VH；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(7)开关模态7[t6,t7]：t6之前，开关管Q6、Q7的寄生电容C6、C7已完成放电，t6时刻，开关管Q6、Q7实现零电压开通。在t6-t7时段内，开关管Q1、Q3导通，Q2、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为0，辅助电感La电流iLa保持不变；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q7导通，Q5、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD为-VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(8)开关模态8[t7,t8]：t7时刻，开关管Q1关断，由于C1、C2的缓冲作用，开关管Q1实现零电压关断。在t7-t8时段内，开关管Q3导通，Q1、Q2、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB从0逐渐下降到-Va，由于本段时间很短，辅助电感La电流iLa基本不变；滤波电感L1电流iL1保持不变，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q7导通，Q5、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD为-VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(9)开关模态9[t8,t9]：t8时刻，开关管Q2开通，由于开关管Q2的寄生电容C2已完成放电，开关管Q2实现零电压开通。在t8-t9时段内，开关管Q2、Q3导通，Q1、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为-Va，辅助电感La电流iLa线性下降；滤波电感L1电流iL1线性上升，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q7导通，Q5、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD为-VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(10)开关模态10[t9,t10]：t9时刻，开关管Q2关断，由于C1、C2的缓冲作用，开关管Q2实现零电压关断。在t9-t10时段内，开关管Q3导通，Q1、Q2、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB从-Va逐渐上升到0，由于本段时间很短，辅助电感La电流iLa基本不变；滤波电感L1电流iL1保持不变，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q7导通，Q5、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD为-VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(11)开关模态11[t10,t11]：t10时刻，开关管Q1开通，由于开关管Q1的寄生电容C1已完成放电，开关管Q1实现零电压开通。在t10-t11时段内，开关管Q1、Q3导通，Q2、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为0，辅助电感La电流iLa保持不变；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q7导通，Q5、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD为-VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(12)开关模态12[t11,t12]：t11时刻，开关管Q6、Q7关断，由于C6、C7的缓冲作用，开关管Q6、Q7实现零电压关断。在t11-t12时段内，开关管Q1、Q3导通，Q2、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为0，辅助电感La电流iLa保持不变；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q6、Q7、Q8全部关断；高压侧桥臂中点电压vCD从-VH逐渐上升到VH；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
采用基波分析法计算基于本发明所述变换器的低压侧开关管定频、占空比可变PWM控制方法正向传输电压增益G，可将本发明所述变换器划分为三部分：开关网络、谐振网络以及整流网络，每个网络均可等效为一个二端口网络。
步骤1，开关网络的简化
开关网络的输入电压为VL，通过图2和图3所示的控制方法，可得低压侧桥臂中点电压vAB为一梯形波。对vAB进行傅里叶级数展开，可得：
Figure BDA0002094906850000081
式中，ωs为开关角频率，DL为第一开关管Q1的占空比。其中的基波分量vAB1为：
Figure BDA0002094906850000082
式中，VAB1为基波电压有效值，其大小为：
Figure BDA0002094906850000083
可将开关网络等效为一个基波正弦电压源vAB1，折算到高压侧为：
Figure BDA0002094906850000084
步骤2，整流网络的简化
整流网络的输出电压为VH，通过图2和图3所示的控制方法，可得高压侧桥臂中点电压vCD为一方波。对vCD进行傅里叶级数展开，可得：
Figure BDA0002094906850000085
式中，ωs为开关角频率。其中的基波分量vCD1为：
Figure BDA0002094906850000086
式中，VCD1为基波电压有效值，其大小为：
Figure BDA0002094906850000087
iLn是变换器高压侧的交流电流，可以将其近似等效为一个角频率为ωs，幅值为Ipeak的正弦波。由图2可知，iLn相位超前于vCD1。设iLn与vCD1的相位差为
Figure BDA0002094906850000088
iLn的表达式为：
Figure BDA0002094906850000089
式(1.8)中，iLn的幅值Ipeak可以通过功率守恒原理求出。
Figure BDA0002094906850000091
式中，Ro为变换器功率流正向传输时，高压侧等效电阻。
由式(1.9)可得，iLn的最终表达式为：
Figure BDA0002094906850000092
结合式(1.6)、(1.10)可知，整流网络可等效为一个等效负载Ze，其表达式为：
Figure BDA0002094906850000093
如图4所示为本发明所述变换器正向传输模式等效电路，其中vAB1’(t)为基波正弦电压源vAB1折算到高压侧的值，Lr’为谐振电感折算到高压侧的值，Cr’为谐振电容折算到高压侧的值。
步骤3，电压增益G的计算
由图4可知，根据分压原理得：vCD1(t)的幅值VCD1与vAB1’(t)的幅值VAB1’的关系如式(1.12)所示。
Figure BDA0002094906850000094
由于开关频率fs恒等于谐振频率fr，所以谐振电感Lr和谐振电容Cr的等效串联阻抗恒等于0，即：
Figure BDA0002094906850000095
所以，可得式(1.12)恒等于1，即：
Figure BDA0002094906850000096
将式(1.4)、(1.7)代入式(1.14)可得：
Figure BDA0002094906850000097
可得基于本发明所述变换器的低压侧开关管定频、占空比可变PWM控制方法正向传输电压增益G，即：
Figure BDA0002094906850000101
如图5所示的本发明所述宽电压增益低电流纹波双向谐振变换器反向传输电路结构示意图。
功率流反向传输时，变换器控制方法完全一致，因此反向传输模式的模态分析与正向传输模式相同，仅电流方向与正向传输模式相反，如图6所示的基于本发明所述变换器的低压侧开关管定频、占空比可变(DL<0.5)PWM控制方法反向传输稳态工作波形图，如图7所示的基于本发明所述变换器的低压侧开关管定频、占空比可变(DL>0.5)PWM控制方法反向传输稳态工作波形图。具体工作模态均与正向传输时完全相同。
由于功率流反向传输时，变换器控制方法和正向传输完全一致，故电压增益G亦为：
Figure BDA0002094906850000102
如图8所示的基于本发明所述变换器的低压侧开关管定频、占空比可变PWM控制方法电压增益变化曲线。由图可知，本发明所述宽电压增益、低电流纹波双向谐振直流变换器电压增益G仅与第一开关管Q1的占空比DL有关，通过调整占空比DL，可以获得宽范围的电压增益。
如图9所示的基于本发明所述变换器的高压侧开关管定频、占空比可变(DH<0.5)PWM控制方法正向传输稳态工作波形图。该变换器功率流正向传输和反向传输均采用图9驱动信号，高压侧开关管采用固定开关频率、占空比可变的PWM控制方法，高压侧第五、第六、第七、第八开关管开关频率fs等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，第五开关管Q5和第七开关管Q7的占空比均为DH，调节占空比DH以保持高压侧直流电压VH恒定；第五开关管Q5和第六开关管Q6驱动信号互补且留有死区时间，第七开关管Q7和第八开关管Q8驱动信号互补且留有死区时间；第五开关管Q5和第八开关管Q8驱动信号中心对称，第六开关管Q6和第七开关管Q7驱动信号中心对称。低压侧开关管采用固定开关频率、固定占空比的PWM控制方法，低压侧第一、第二、第三、第四开关管开关频率fs等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，第一、第二、第三、第四开关管占空比均为0.5；第一开关管Q1和第二开关管Q2驱动信号互补且留有死区时间，第三开关管Q3和第四开关管Q4驱动信号互补且留有死区时间；第一开关管Q1和第四开关管Q4同时开通，第二开关管Q2和第三开关管Q3同时开通；第一开关管Q1和第五开关管Q5驱动信号中心对称，第二开关管Q2和第六开关管Q6驱动信号中心对称。
功率流正向传输时，第五开关管Q5的占空比为DH<0.5和DH>0.5工作模态类似，其中DH<0.5主要包括以下工作模态：
(1)开关模态1[t0,t1]：t0之前，开关管Q1、Q4的寄生电容C1、C4已完成放电，t0时刻，开关管Q1、Q4实现零电压开通。在t0-t1时段内，开关管Q1、Q4导通，Q2、Q3关断；低压侧桥臂中点电压vAB为Va，辅助电感La电流iLa线性上升；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性上升；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q8导通，Q5、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为0；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(2)开关模态2[t1,t2]：t1时刻，开关管Q6关断，由于C5、C6的缓冲作用，开关管Q6实现零电压关断。在t1-t2时段内，开关管Q1、Q4导通，Q2、Q3关断；低压侧桥臂中点电压vAB为Va，辅助电感La电流iLa线性上升；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性上升；Lr和Cr谐振。开关管Q8导通，Q5、Q6、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD从0逐渐上升到VH；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(3)开关模态3[t2,t3]：t2时刻，开关管Q5开通，由于开关管Q5的寄生电容C5已完成放电，开关管Q5实现零电压开通。在t2-t3时段内，开关管Q1、Q4导通，Q2、Q3关断；低压侧桥臂中点电压vAB为Va，辅助电感La电流iLa线性上升；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性上升；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q8导通，Q6、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(4)开关模态4[t3,t4]：t3时刻，开关管Q5关断，由于C5、C6的缓冲作用，开关管Q5实现零电压关断。在t3-t4时段内，开关管Q1、Q4导通，Q2、Q3关断；低压侧桥臂中点电压vAB为Va，辅助电感La电流iLa线性上升；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性上升；Lr和Cr谐振。开关管Q8导通，Q5、Q6、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD从VH逐渐下降到0；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(5)开关模态5[t4,t5]：t4时刻，开关管Q6开通，由于开关管Q6的寄生电容C6已完成放电，开关管Q6实现零电压开通。在t4-t5时段内，开关管Q1、Q4导通，Q2、Q3关断；低压侧桥臂中点电压vAB为Va，辅助电感La电流iLa线性上升；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性上升；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q8导通，Q5、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为0；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(6)开关模态6[t5,t6]：t5时刻，开关管Q1、Q4关断，由于C1、C2、C3、C4的缓冲作用，开关管Q1、Q4实现零电压关断。在t5-t6时段内，开关管Q1、Q2、Q3、Q4全部关断；低压侧桥臂中点电压vAB从Va逐渐下降到-Va，由于本段时间很短，辅助电感La电流iLa基本不变；滤波电感L1电流iL1保持不变，滤波电感L2电流iL2保持不变；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q8导通，Q5、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为0；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(7)开关模态7[t6,t7]：t6之前，开关管Q2、Q3的寄生电容C2、C3已完成放电，t6时刻，开关管Q2、Q3实现零电压开通。在t6-t7时段内，开关管Q2、Q3导通，Q1、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为-Va，辅助电感La电流iLa线性下降；滤波电感L1电流iL1线性上升，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q8导通，Q5、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为0；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(8)开关模态8[t7,t8]：t7时刻，开关管Q8关断，由于C7、C8的缓冲作用，开关管Q8实现零电压关断。在t7-t8时段内，开关管Q2、Q3导通，Q1、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为-Va，辅助电感La电流iLa线性下降；滤波电感L1电流iL1线性上升，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q6导通，Q5、Q7、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD从0逐渐下降到-VH；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(9)开关模态9[t8,t9]：t8时刻，开关管Q7开通，由于开关管Q7的寄生电容C7已完成放电，开关管Q7实现零电压开通。在t8-t9时段内，开关管Q2、Q3导通，Q1、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为-Va，辅助电感La电流iLa线性下降；滤波电感L1电流iL1线性上升，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q7导通，Q5、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD为-VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(10)开关模态10[t9,t10]：t9时刻，开关管Q7关断，由于C7、C8的缓冲作用，开关管Q7实现零电压关断。在t9-t10时段内，开关管Q2、Q3导通，Q1、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为-Va，辅助电感La电流iLa线性下降；滤波电感L1电流iL1线性上升，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q6导通，Q5、Q7、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD从-VH逐渐上升到0；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(11)开关模态11[t10,t11]：t10时刻，开关管Q8开通，由于开关管Q8的寄生电容C8已完成放电，开关管Q8实现零电压开通。在t10-t11时段内，开关管Q2、Q3导通，Q1、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为-Va，辅助电感La电流iLa线性下降；滤波电感L1电流iL1线性上升，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q8导通，Q5、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为0；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(12)开关模态12[t11,t12]：t11时刻，开关管Q2、Q3关断，由于C1、C2、C3、C4的缓冲作用，开关管Q2、Q3实现零电压关断。在t11-t12时段内，开关管Q1、Q2、Q3、Q4全部关断；低压侧桥臂中点电压vAB从-Va逐渐上升到Va，由于本段时间很短，辅助电感La电流iLa基本不变；滤波电感L1电流iL1保持不变，滤波电感L2电流iL2保持不变；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q8导通，Q5、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为0；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
如图10所示的基于本发明所述变换器的低压侧开关管定频、占空比可变(DH>0.5)PWM控制方法正向传输稳态工作波形图。功率流正向传输时，其中DH>0.5主要包括以下工作模态：
(1)开关模态1[t0,t1]：t0之前，开关管Q1、Q4的寄生电容C1、C4已完成放电，t0时刻，开关管Q1、Q4实现零电压开通。在t0-t1时段内，开关管Q1、Q4导通，Q2、Q3关断；低压侧桥臂中点电压vAB为Va，辅助电感La电流iLa线性上升；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性上升；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q7导通，Q6、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD为0；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(2)开关模态2[t1,t2]：t1时刻，开关管Q7关断，由于C7、C8的缓冲作用，开关管Q7实现零电压关断。在t1-t2时段内，开关管Q1、Q4导通，Q2、Q3关断；低压侧桥臂中点电压vAB为Va，辅助电感La电流iLa线性上升；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性上升；Lr和Cr谐振。开关管Q5导通，Q6、Q7、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD从0逐渐上升到VH；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(3)开关模态3[t2,t3]：t2时刻，开关管Q8开通，由于开关管Q8的寄生电容C8已完成放电，开关管Q8实现零电压开通。在t2-t3时段内，开关管Q1、Q4导通，Q2、Q3关断；低压侧桥臂中点电压vAB为Va，辅助电感La电流iLa线性上升；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性上升；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q8导通，Q6、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(4)开关模态4[t3,t4]：t3时刻，开关管Q8关断，由于C7、C8的缓冲作用，开关管Q8实现零电压关断。在t3-t4时段内，开关管Q1、Q4导通，Q2、Q3关断；低压侧桥臂中点电压vAB为Va，辅助电感La电流iLa线性上升；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性上升；Lr和Cr谐振。开关管Q5导通，Q6、Q7、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD从VH逐渐下降到0；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(5)开关模态5[t4,t5]：t4时刻，开关管Q7开通，由于开关管Q7的寄生电容C7已完成放电，开关管Q7实现零电压开通。在t4-t5时段内，开关管Q1、Q4导通，Q2、Q3关断；低压侧桥臂中点电压vAB为Va，辅助电感La电流iLa线性上升；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性上升；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q7导通，Q6、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD为0；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(6)开关模态6[t5,t6]：t5时刻，开关管Q1、Q4关断，由于C1、C2、C3、C4的缓冲作用，开关管Q1、Q4实现零电压关断。在t5-t6时段内，开关管Q1、Q2、Q3、Q4全部关断；低压侧桥臂中点电压vAB从Va逐渐下降到-Va，由于本段时间很短，辅助电感La电流iLa基本不变；滤波电感L1电流iL1保持不变，滤波电感L2电流iL2保持不变；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q7导通，Q6、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD为0；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(7)开关模态7[t6,t7]：t6之前，开关管Q2、Q3的寄生电容C2、C3已完成放电，t6时刻，开关管Q2、Q3实现零电压开通。在t6-t7时段内，开关管Q2、Q3导通，Q1、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为-Va，辅助电感La电流iLa线性下降；滤波电感L1电流iL1线性上升，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q7导通，Q6、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD为0；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(8)开关模态8[t7,t8]：t7时刻，开关管Q5关断，由于C5、C6的缓冲作用，开关管Q5实现零电压关断。在t7-t8时段内，开关管Q2、Q3导通，Q1、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为-Va，辅助电感La电流iLa线性下降；滤波电感L1电流iL1线性上升，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q7导通，Q5、Q6、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD从0逐渐下降到-VH；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(9)开关模态9[t8,t9]：t8时刻，开关管Q6开通，由于开关管Q6的寄生电容C6已完成放电，开关管Q6实现零电压开通。在t8-t9时段内，开关管Q2、Q3导通，Q1、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为-Va，辅助电感La电流iLa线性下降；滤波电感L1电流iL1线性上升，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q7导通，Q5、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD为-VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(10)开关模态10[t9,t10]：t9时刻，开关管Q6关断，由于C5、C6的缓冲作用，开关管Q6实现零电压关断。在t9-t10时段内，开关管Q2、Q3导通，Q1、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为-Va，辅助电感La电流iLa线性下降；滤波电感L1电流iL1线性上升，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q7导通，Q5、Q6、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD从-VH逐渐上升到0；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(11)开关模态11[t10,t11]：t10时刻，开关管Q5开通，由于开关管Q5的寄生电容C5已完成放电，开关管Q5实现零电压开通。在t10-t11时段内，开关管Q2、Q3导通，Q1、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为-Va，辅助电感La电流iLa线性下降；滤波电感L1电流iL1线性上升，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q7导通，Q6、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD为0；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(12)开关模态12[t11,t12]：t11时刻，开关管Q2、Q3关断，由于C1、C2、C3、C4的缓冲作用，开关管Q2、Q3实现零电压关断。在t11-t12时段内，开关管Q1、Q2、Q3、Q4全部关断；低压侧桥臂中点电压vAB从-Va逐渐上升到Va，由于本段时间很短，辅助电感La电流iLa基本不变；滤波电感L1电流iL1保持不变，滤波电感L2电流iL2保持不变；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q7导通，Q6、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD为0；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
采用基波分析法计算基于本发明所述变换器的高压侧开关管定频、占空比可变PWM控制方法正向传输电压增益G，可将本发明所述变换器划分为三部分：开关网络、谐振网络以及整流网络。每个网络均可等效为一个二端口网络。
步骤1，开关网络的简化
开关网络的输入电压为VL，通过图9和图10所示的控制方法，可得低压侧桥臂中点电压vAB为一方波。对vAB进行傅里叶级数展开，可得：
Figure BDA0002094906850000131
式中，ωs为开关角频率。其中的基波分量vAB1为：
Figure BDA0002094906850000132
式中，VAB1为基波电压有效值，其大小为：
Figure BDA0002094906850000141
可将开关网络等效为一个基波正弦电压源vAB1，折算到高压侧为：
Figure BDA0002094906850000142
步骤2，整流网络的简化
整流网络的输出电压为VH，通过图9和图10所示的控制方法，可得高压侧桥臂中点电压vCD为一梯形波。对vCD进行傅里叶级数展开，可得：
Figure BDA0002094906850000143
式中，ωs为开关角频率，DH为第五开关管Q5的占空比。其中的基波分量vCD1为：
Figure BDA0002094906850000144
式中，VCD1为基波电压有效值，其大小为：
Figure BDA0002094906850000145
iLn是变换器高压侧的交流电流，可以将其近似等效为一个角频率为ωs，幅值为Ipeak的正弦波。由图9可知，iLn相位超前于vCD1。设iLn与vCD1的相位差为
Figure BDA0002094906850000146
iLn的表达式为：
Figure BDA0002094906850000147
式(2.8)中，iLn的幅值Ipeak可以通过功率守恒原理求出。
Figure BDA0002094906850000148
式中，Ro为变换器功率流正向传输时，高压侧等效电阻。
由式(2.9)可得，iLn的最终表达式为：
Figure BDA0002094906850000149
结合式(2.6)、(2.10)可知，整流网络可等效为一个等效负载Ze，其表达式为：
Figure BDA00020949068500001410
如图4所示为本发明所述变换器正向传输模式等效电路，其中vAB1’(t)为基波正弦电压源vAB1折算到高压侧的值，Lr’为谐振电感折算到高压侧的值，Cr’为谐振电容折算到高压侧的值。
步骤3，电压增益G的计算
由图4可知，根据分压原理得：vCD1(t)的幅值VCD1与vAB1’(t)的幅值VAB1’的关系如式(2.12)所示。
Figure BDA0002094906850000151
由于开关频率fs恒等于谐振频率fr，所以谐振电感Lr和谐振电容Cr的等效串联阻抗恒等于0，即：
Figure BDA0002094906850000152
所以，可得式(2.12)恒等于1，即：
Figure BDA0002094906850000153
将式(2.4)、(2.7)代入式(2.14)可得：
Figure BDA0002094906850000154
可得基于本发明所述变换器的高压侧开关管定频、占空比可变PWM控制方法正向传输电压增益G，即：
Figure BDA0002094906850000155
如图5所示的本发明所述宽电压增益低电流纹波双向谐振变换器反向传输电路结构示意图。
功率流反向传输时，变换器控制方法完全一致，因此反向传输模式的模态分析与正向传输模式基本相同，仅电流方向与正向传输模式相反，如图11所示的基于本发明所述变换器的高压侧开关管定频、占空比可变(DH<0.5)PWM控制方法反向传输稳态工作波形图，如图12所示的基于本发明所述变换器的高压侧开关管定频、占空比可变(DH>0.5)PWM控制方法反向传输稳态工作波形图。具体工作均与正向传输时完全相同。
由于功率流反向传输时，变换器控制方法和正向传输完全一致，故电压增益G亦为：
Figure BDA0002094906850000156
如图13所示的基于本发明所述变换器的高压侧开关管定频、占空比可变PWM控制方法电压增益变化曲线。由图可知，本发明所述宽电压增益、低电流纹波双向谐振直流变换器电压增益G仅与第五开关管Q5的占空比DH有关，通过调整占空比DH，可以获得宽范围的电压增益。
本发明所述宽电压增益低电流纹波双向谐振变换器的混合控制方法为：变换器采用混合控制方法，电压增益G为G＝nVH/VL，其中VH为高压侧直流电压，VL为低压侧直流电压，n为变压器原边绕组和副边绕组之比。当电压增益G<2时，采用基于本发明所述变换器的低压侧开关管定频、占空比可变PWM控制方法。低压侧开关管采用固定开关频率、占空比可变的PWM控制方法，低压侧第一、第二、第三、第四开关管开关频率fs等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，第一开关管Q1和第三开关管Q3的占空比均为DL，且DL>0.5，调节占空比DL以保持高压侧直流电压VH恒定；第一开关管Q1和第二开关管Q2驱动信号互补且留有死区时间，第三开关管Q3和第四开关管Q4驱动信号互补且留有死区时间。第一开关管Q1和第四开关管Q4驱动信号中心对称，第二开关管Q2和第三开关管Q3驱动信号中心对称。高压侧开关管采用固定开关频率、固定占空比的PWM控制方法，高压侧第五、第六、第七、第八开关管开关频率fs等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，第五、第六、第七、第八开关管占空比均为0.5。第五开关管Q5和第六开关管Q6驱动信号互补且留有死区时间，第七开关管Q7和第八开关管Q8驱动信号互补且留有死区时间。第五开关管Q5和第八开关管Q8同时开通，第六开关管Q6和第七开关管Q7同时开通；第五开关管Q5和第一开关管Q1驱动信号中心对称，第六开关管Q6和第二开关管Q2驱动信号中心对称；当电压增益G>2时，采用基于本发明所述变换器的高压侧开关管定频、占空比可变PWM控制方法。高压侧开关管采用固定开关频率、占空比可变的PWM控制方法，高压侧第五、第六、第七、第八开关管开关频率fs等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，第五开关管Q5和第七开关管Q7的占空比均为DH，且DH<0.5，调节占空比DH以保持高压侧直流电压VH恒定；第五开关管Q5和第六开关管Q6驱动信号互补且留有死区时间，第七开关管Q7和第八开关管Q8驱动信号互补且留有死区时间；第五开关管Q5和第八开关管Q8驱动信号中心对称，第六开关管Q6和第七开关管Q7驱动信号中心对称。低压侧开关管采用固定开关频率、固定占空比的PWM控制方法，低压侧第一、第二、第三、第四开关管开关频率fs等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，第一、第二、第三、第四开关管占空比均为0.5；第一开关管Q1和第二开关管Q2驱动信号互补且留有死区时间，第三开关管Q3和第四开关管Q4驱动信号互补且留有死区时间；第一开关管Q1和第四开关管Q4同时开通，第二开关管Q2和第三开关管Q3同时开通；第一开关管Q1和第五开关管Q5驱动信号中心对称，第二开关管Q2和第六开关管Q6驱动信号中心对称。当电压增益G＝2时，所用控制方法为该混合控制方法切换点，此时所有开关管均采用固定开关频率、固定占空比的PWM控制方法，第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七、第八开关管开关频率fs均等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七、第八开关管占空比均为0.5，此时电路控制方法为所述变换器混合控制方法切换点。第一开关管Q1和第二开关管Q2驱动信号互补且留有死区时间，第三开关管Q3和第四开关管Q4驱动信号互补且留有死区时间，第五开关管Q5和第六开关管Q6驱动信号互补且留有死区时间，第七开关管Q7和第八开关管Q8驱动信号互补且留有死区时间。第一开关管Q1、第四开关管Q4、第五开关管Q5、第八开关管Q8同时开通，第二开关管Q2、第三开关管Q3、第六开关管Q6、第七开关管Q7同时开通。
当电压增益小于2时，采用基于本发明所述变换器的低压侧开关管定频、占空比可变(DL>0.5)PWM控制方法，功率流正向传输时，第一开关管的占空比大于0.5，主要包括以下工作模态：
(1)开关模态1[t0,t1]：t0之前，开关管Q5、Q8的寄生电容C5、C8已完成放电，t0时刻，开关管Q5、Q8实现零电压开通。在t0-t1时段内，开关管Q1、Q3导通，Q2、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为0，辅助电感La电流iLa保持不变；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q8导通，Q6、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(2)开关模态2[t1,t2]：t1时刻，开关管Q3关断，由于C3、C4的缓冲作用，开关管Q3实现零电压关断。在t1-t2时段内，开关管Q1导通，Q2、Q3、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB从0逐渐上升到Va，由于本段时间很短，辅助电感La电流iLa基本不变；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2保持不变；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q8导通，Q6、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(3)开关模态3[t2,t3]：t2时刻，开关管Q4开通，由于开关管Q4的寄生电容C4已完成放电，开关管Q4实现零电压开通。在t2-t3时段内，开关管Q1、Q4导通，Q2、Q3关断；低压侧桥臂中点电压vAB为Va，辅助电感La电流iLa线性上升；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性上升；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q8导通，Q6、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(4)开关模态4[t3,t4]：t3时刻，开关管Q4关断，由于C3、C4的缓冲作用，开关管Q4实现零电压关断。在t3-t4时段内，开关管Q1导通，Q2、Q3、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB从Va逐渐下降到0，由于本段时间很短，辅助电感La电流iLa基本不变；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2保持不变；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q8导通，Q6、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(5)开关模态5[t4,t5]：t4时刻，开关管Q3开通，由于开关管Q3的寄生电容C3已完成放电，开关管Q3实现零电压开通。在t4-t5时段内，开关管Q1、Q3导通，Q2、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为0，辅助电感La电流iLa保持不变；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q8导通，Q6、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(6)开关模态6[t5,t6]：t5时刻，开关管Q5、Q8关断，由于C5、C8的缓冲作用，开关管Q5、Q8实现零电压关断。在t5-t6时段内，开关管Q1、Q3导通，Q2、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为0，辅助电感La电流iLa保持不变；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q6、Q7、Q8全部关断；高压侧桥臂中点电压vCD从VH逐渐下降到-VH；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(7)开关模态7[t6,t7]：t6之前，开关管Q6、Q7的寄生电容C6、C7已完成放电，t6时刻，开关管Q6、Q7实现零电压开通。在t6-t7时段内，开关管Q1、Q3导通，Q2、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为0，辅助电感La电流iLa保持不变；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q7导通，Q5、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD为-VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(8)开关模态8[t7,t8]：t7时刻，开关管Q1关断，由于C1、C2的缓冲作用，开关管Q1实现零电压关断。在t7-t8时段内，开关管Q3导通，Q1、Q2、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB从0逐渐下降到-Va，由于本段时间很短，辅助电感La电流iLa基本不变；滤波电感L1电流iL1保持不变，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q7导通，Q5、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD为-VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(9)开关模态9[t8,t9]：t8时刻，开关管Q2开通，由于开关管Q2的寄生电容C2已完成放电，开关管Q2实现零电压开通。在t8-t9时段内，开关管Q2、Q3导通，Q1、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为-Va，辅助电感La电流iLa线性下降；滤波电感L1电流iL1线性上升，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q7导通，Q5、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD为-VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(10)开关模态10[t9,t10]：t9时刻，开关管Q2关断，由于C1、C2的缓冲作用，开关管Q2实现零电压关断。在t9-t10时段内，开关管Q3导通，Q1、Q2、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB从-Va逐渐上升到0，由于本段时间很短，辅助电感La电流iLa基本不变；滤波电感L1电流iL1保持不变，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q7导通，Q5、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD为-VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(11)开关模态11[t10,t11]：t10时刻，开关管Q1开通，由于开关管Q1的寄生电容C1已完成放电，开关管Q1实现零电压开通。在t10-t11时段内，开关管Q1、Q3导通，Q2、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为0，辅助电感La电流iLa保持不变；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q7导通，Q5、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD为-VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(12)开关模态12[t11,t12]：t11时刻，开关管Q6、Q7关断，由于C6、C7的缓冲作用，开关管Q6、Q7实现零电压关断。在t11-t12时段内，开关管Q1、Q3导通，Q2、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为0，辅助电感La电流iLa保持不变；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q6、Q7、Q8全部关断；高压侧桥臂中点电压vCD从-VH逐渐上升到VH；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
当电压增益大于2时，采用基于本发明所述变换器的高压侧开关管定频、占空比可变(DH<0.5)PWM控制方法，功率流正向传输时，第五开关管的占空比小于0.5，主要包括以下工作模态：
(1)开关模态1[t0,t1]：t0之前，开关管Q1、Q4的寄生电容C1、C4已完成放电，t0时刻，开关管Q1、Q4实现零电压开通。在t0-t1时段内，开关管Q1、Q4导通，Q2、Q3关断；低压侧桥臂中点电压vAB为Va，辅助电感La电流iLa线性上升；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性上升；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q8导通，Q5、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为0；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(2)开关模态2[t1,t2]：t1时刻，开关管Q6关断，由于C5、C6的缓冲作用，开关管Q6实现零电压关断。在t1-t2时段内，开关管Q1、Q4导通，Q2、Q3关断；低压侧桥臂中点电压vAB为Va，辅助电感La电流iLa线性上升；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性上升；Lr和Cr谐振。开关管Q8导通，Q5、Q6、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD从0逐渐上升到VH；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(3)开关模态3[t2,t3]：t2时刻，开关管Q5开通，由于开关管Q5的寄生电容C5已完成放电，开关管Q5实现零电压开通。在t2-t3时段内，开关管Q1、Q4导通，Q2、Q3关断；低压侧桥臂中点电压vAB为Va，辅助电感La电流iLa线性上升；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性上升；Lr和Cr谐振。开关管Q5、Q8导通，Q6、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(4)开关模态4[t3,t4]：t3时刻，开关管Q5关断，由于C5、C6的缓冲作用，开关管Q5实现零电压关断。在t3-t4时段内，开关管Q1、Q4导通，Q2、Q3关断；低压侧桥臂中点电压vAB为Va，辅助电感La电流iLa线性上升；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性上升；Lr和Cr谐振。开关管Q8导通，Q5、Q6、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD从VH逐渐下降到0；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(5)开关模态5[t4,t5]：t4时刻，开关管Q6开通，由于开关管Q6的寄生电容C6已完成放电，开关管Q6实现零电压开通。在t4-t5时段内，开关管Q1、Q4导通，Q2、Q3关断；低压侧桥臂中点电压vAB为Va，辅助电感La电流iLa线性上升；滤波电感L1电流iL1线性下降，滤波电感L2电流iL2线性上升；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q8导通，Q5、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为0；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(6)开关模态6[t5,t6]：t5时刻，开关管Q1、Q4关断，由于C1、C2、C3、C4的缓冲作用，开关管Q1、Q4实现零电压关断。在t5-t6时段内，开关管Q1、Q2、Q3、Q4全部关断；低压侧桥臂中点电压vAB从Va逐渐下降到-Va，由于本段时间很短，辅助电感La电流iLa基本不变；滤波电感L1电流iL1保持不变，滤波电感L2电流iL2保持不变；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q8导通，Q5、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为0；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(7)开关模态7[t6,t7]：t6之前，开关管Q2、Q3的寄生电容C2、C3已完成放电，t6时刻，开关管Q2、Q3实现零电压开通。在t6-t7时段内，开关管Q2、Q3导通，Q1、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为-Va，辅助电感La电流iLa线性下降；滤波电感L1电流iL1线性上升，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q8导通，Q5、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为0；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(8)开关模态8[t7,t8]：t7时刻，开关管Q8关断，由于C7、C8的缓冲作用，开关管Q8实现零电压关断。在t7-t8时段内，开关管Q2、Q3导通，Q1、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为-Va，辅助电感La电流iLa线性下降；滤波电感L1电流iL1线性上升，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q6导通，Q5、Q7、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD从0逐渐下降到-VH；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(9)开关模态9[t8,t9]：t8时刻，开关管Q7开通，由于开关管Q7的寄生电容C7已完成放电，开关管Q7实现零电压开通。在t8-t9时段内，开关管Q2、Q3导通，Q1、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为-Va，辅助电感La电流iLa线性下降；滤波电感L1电流iL1线性上升，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q7导通，Q5、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD为-VH；此时，谐振腔中的能量向高压侧传输。
(10)开关模态10[t9,t10]：t9时刻，开关管Q7关断，由于C7、C8的缓冲作用，开关管Q7实现零电压关断。在t9-t10时段内，开关管Q2、Q3导通，Q1、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为-Va，辅助电感La电流iLa线性下降；滤波电感L1电流iL1线性上升，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q6导通，Q5、Q7、Q8关断；高压侧桥臂中点电压vCD从-VH逐渐上升到0；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(11)开关模态11[t10,t11]：t10时刻，开关管Q8开通，由于开关管Q8的寄生电容C8已完成放电，开关管Q8实现零电压开通。在t10-t11时段内，开关管Q2、Q3导通，Q1、Q4关断；低压侧桥臂中点电压vAB为-Va，辅助电感La电流iLa线性下降；滤波电感L1电流iL1线性上升，滤波电感L2电流iL2线性下降；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q8导通，Q5、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为0；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
(12)开关模态12[t11,t12]：t11时刻，开关管Q2、Q3关断，由于C1、C2、C3、C4的缓冲作用，开关管Q2、Q3实现零电压关断。在t11-t12时段内，开关管Q1、Q2、Q3、Q4全部关断；低压侧桥臂中点电压vAB从-Va逐渐上升到Va，由于本段时间很短，辅助电感La电流iLa基本不变；滤波电感L1电流iL1保持不变，滤波电感L2电流iL2保持不变；Lr和Cr谐振。开关管Q6、Q8导通，Q5、Q7关断；高压侧桥臂中点电压vCD为0；此时，谐振腔中无能量向高压侧传输。
功率流反向传输时，变换器控制方法完全一致，因此反向传输模式的模态分析与正向传输模式基本相同，仅电流方向与正向传输模式相反，具体工作均与正向传输时完全相同。
如图14所示的本发明所述宽电压增益低电流纹波双向谐振变换器混合控制方法电压增益变化曲线。由图可知，当电压增益G<2时，本发明所述宽电压增益、低电流纹波双向谐振变换器电压增益G仅与第一开关管Q1的占空比DL有关；当电压增益G>2时，本发明所述宽电压增益、低电流纹波双向谐振变换器电压增益G仅与第五开关管Q5的占空比DH有关；分别通过调整占空比DL、DH，可以获得宽范围的电压增益。第一开关管Q1的占空比DL＝第五开关管Q5的占空比DH＝0.5为该混合控制方法切换点，此时电压增益G＝2。
综上，采用本发明所述宽电压增益低电流纹波双向谐振变换器及其控制方法，变换器在功率流正反向传输时，均能实现所有开关管的零电压开关，相较传统控制方法，变换器开关损耗更低，能量传输效率得到较大提升。同时利用本发明所述变换器的内在特性及控制方式，使变换器获得了宽电压增益、低电流纹波的能力。

Claims (5)

1.一种宽电压增益低电流纹波双向谐振变换器，其特征在于，包括低压侧电路、谐振电路、隔离变压器和高压侧电路；其中
低压侧电路由低压侧第一滤波电感L1、低压侧第二滤波电感L2、箝位电容Ca、辅助电感La、低压侧直流电压VL和低压侧桥臂组成，
谐振电路由谐振电感Lr和谐振电容Cr组成，
高压侧电路由高压侧桥臂和高压侧直流电压VH组成；
低压侧桥臂由第一开关管Q1、第二开关管Q2、第三开关管Q3、第四开关管Q4组成，其中
第一开关管Q1的源极与第二开关管Q2的漏极连接组成第一桥臂且第一桥臂中点引出作为第一桥臂中点，
第三开关管Q3的源极与第四开关管Q4的漏极连接组成第二桥臂且第二桥臂中点引出作为第二桥臂中点，
第一开关管Q1与第三开关管Q3的漏极相连并连接箝位电容Ca正端，
第二开关管Q2与第四开关管Q4的源极相连并连接箝位电容Ca负端，
第一滤波电感L1一端连接第一桥臂中点且另一端连接低压侧直流电压VL正端，
第二滤波电感L2一端连接第二桥臂中点且另一端连接低压侧直流电压VL正端，
低压侧直流电压VL负端连接箝位电容Ca负端，
辅助电感La一端连接第一桥臂中点且另一端连接第二桥臂中点；
谐振电感Lr和谐振电容Cr串联组成谐振腔，
谐振腔一端连接第一桥臂中点且另一端连接隔离变压器原边绕组同名端，
隔离变压器原边绕组异名端连接第二桥臂中点；
高压侧桥臂由四个开关管组成，其中
第五开关管Q5的源极与第六开关管Q6的漏极连接组成第三桥臂且第三桥臂中点引出作为第三桥臂中点，
第七开关管Q7的源极与第八开关管Q8的漏极连接组成第四桥臂且第四桥臂中点引出作为第四桥臂中点，
第五开关管Q5和第七开关管Q7的漏极相连并连接高压侧直流电压VH的正端，
第六开关管Q6和第八开关管Q8的源极相连并连接高压侧直流电压VH的负端，
隔离变压器副边绕组同名端连接第三桥臂中点，隔离变压器副边绕组异名端连接第四桥臂中点。
2.根据权利要求1所述的宽电压增益低电流纹波双向谐振变换器，其特征在于，开关管为MOSFET管，每一开关管的二极管为寄生二极管，每一开关管的电容为寄生电容。
3.一种权利要求1或2所述宽电压增益低电流纹波双向谐振变换器的控制方法，其特征在于，包括：
低压侧开关管采用固定开关频率、占空比可变的PWM控制方法，
低压侧第一、第二、第三、第四开关管开关频率fs等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，
第一开关管Q1和第三开关管Q3的占空比均为DL，
调节占空比DL以保持高压侧直流电压VH恒定，
第一开关管Q1和第二开关管Q2驱动信号互补且留有死区时间，
第三开关管Q3和第四开关管Q4驱动信号互补且留有死区时间，
第一开关管Q1和第四开关管Q4驱动信号中心对称，
第二开关管Q2和第三开关管Q3驱动信号中心对称；
高压侧开关管采用固定开关频率、固定占空比的PWM控制方法，
高压侧第五、第六、第七、第八开关管开关频率fs等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，
第五、第六、第七、第八开关管占空比均为0.5，
第五开关管Q5和第六开关管Q6驱动信号互补且留有死区时间，
第七开关管Q7和第八开关管Q8驱动信号互补且留有死区时间，
第五开关管Q5和第八开关管Q8同时开通，
第六开关管Q6和第七开关管Q7同时开通，
第五开关管Q5和第一开关管Q1驱动信号中心对称，
第六开关管Q6和第二开关管Q2驱动信号中心对称；
A、功率流正向传输时且第一开关管占空比小于0.5时，包括以下工作模态：
(1)开关模态1：第二、第四开关管导通，第一、第三开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第八开关管导通，第六、第七开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(2)开关模态2：第四开关管导通，第一、第二、第三开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第八开关管导通，第六、第七开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(3)开关模态3：第一、第四开关管导通，第二、第三开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第八开关管导通，第六、第七开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(4)开关模态4：第四开关管导通，第一、第二、第三开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第八开关管导通，第六、第七开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(5)开关模态5：第二、第四开关管导通，第一、第三开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第八开关管导通，第六、第七开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(6)开关模态6：第二、第四开关管导通，第一、第三开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第六、第七、第八开关管全部关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(7)开关模态7：第二、第四开关管导通，第一、第三开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第七开关管导通，第五、第八开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(8)开关模态8：第二开关管导通，第一、第三、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第七开关管导通，第五、第八开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(9)开关模态9：第二、第三开关管导通，第一、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第七开关管导通，第五、第八开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(10)开关模态10：第二开关管导通，第一、第三、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第七开关管导通，第五、第八开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(11)开关模态11：第二、第四开关管导通，第一、第三开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第七开关管导通，第五、第八开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(12)开关模态12：第二、第四开关管导通，第一、第三开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第六、第七、第八开关管全部关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
B、功率流正向传输且第一开关管占空比大于0.5时，包括以下工作模态：
(1)开关模态1：第一、第三开关管导通，第二、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第八开关管导通，第六、第七开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(2)开关模态2：第一开关管导通，第二、第三、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第八开关管导通，第六、第七开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(3)开关模态3：第一、第四开关管导通，第二、第三开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第八开关管导通，第六、第七开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(4)开关模态4：第一开关管导通，第二、第三、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第八开关管导通，第六、第七开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(5)开关模态5：第一、第三开关管导通，第二、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第八开关管导通，第六、第七开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(6)开关模态6：第一、第三开关管导通，第二、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第六、第七、第八开关管全部关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(7)开关模态7：第一、第三开关管导通，第二、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第七开关管导通，第五、第八开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(8)开关模态8：第三开关管导通，第一、第二、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第七开关管导通，第五、第八开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(9)开关模态9：第二、第三开关管导通，第一、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第七开关管导通，第五、第八开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(10)开关模态10：第三开关管导通，第一、第二、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第七开关管导通，第五、第八开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(11)开关模态11：第一、第三开关管导通，第二、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第七开关管导通，第五、第八开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(12)开关模态12：第一、第三开关管导通，第二、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第六、第七、第八开关管全部关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
功率流反向传输时，变换器控制方法完全一致，反向传输模式的模态分析与正向传输模式相同，仅电流方向与正向传输模式相反。
4.一种权利要求1或2所述宽电压增益低电流纹波双向谐振变换器的控制方法，其特征在于，包括：
高压侧开关管采用固定开关频率、占空比可变的PWM控制方法，
高压侧第五、第六、第七、第八开关管开关频率fs等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，
第五开关管Q5和第七开关管Q7的占空比均为DH，
调节占空比DH以保持高压侧直流电压VH恒定，
第五开关管Q5和第六开关管Q6驱动信号互补且留有死区时间，
第七开关管Q7和第八开关管Q8驱动信号互补且留有死区时间，
第五开关管Q5和第八开关管Q8驱动信号中心对称，
第六开关管Q6和第七开关管Q7驱动信号中心对称；
低压侧开关管采用固定开关频率、固定占空比的PWM控制方法，
低压侧第一、第二、第三、第四开关管开关频率fs等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，
第一、第二、第三、第四开关管占空比均为0.5，
第一开关管Q1和第二开关管Q2驱动信号互补且留有死区时间，
第三开关管Q3和第四开关管Q4驱动信号互补且留有死区时间，
第一开关管Q1和第四开关管Q4同时开通，
第二开关管Q2和第三开关管Q3同时开通，
第一开关管Q1和第五开关管Q5驱动信号中心对称，
第二开关管Q2和第六开关管Q6驱动信号中心对称；
A、功率流正向传输且第五开关管的占空比小于0.5时，包括以下工作模态：
(1)开关模态1：第一、第四开关管导通，第二、第三开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第八开关管导通，第五、第七开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(2)开关模态2：第一、第四开关管导通，第二、第三开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第八开关管导通，第五、第六、第七开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(3)开关模态3：第一、第四开关管导通，第二、第三开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第八开关管导通，第六、第七开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(4)开关模态4：第一、第四开关管导通，第二、第三开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第八开关管导通，第五、第六、第七开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(5)开关模态5：第一、第四开关管导通，第二、第三开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第八开关管导通，第五、第七开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(6)开关模态6：第一、第二、第三、第四开关管全部关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第八开关管导通，第五、第七开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(7)开关模态7：第二、第三开关管导通，第一、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第八开关管导通，第五、第七开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(8)开关模态8：第二、第三开关管导通，第一、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六开关管导通，第五、第七、第八开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(9)开关模态9：第二、第三开关管导通，第一、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第七开关管导通，第五、第八开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(11)开关模态10：第二、第三开关管导通，第一、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六开关管导通，第五、第七、第八开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(12)开关模态11：第二、第三开关管导通，第一、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第八开关管导通，第五、第七开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(13)开关模态12：第一、第二、第三、第四开关管全部关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第八开关管导通，第五、第七开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
B、功率流正向传输且第五开关管占空比大于0.5时，包括以下工作模态：
(1)开关模态1：第一、第四开关管导通，第二、第三开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第七开关管导通，第六、第八开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(2)开关模态2：第一、第四开关管导通，第二、第三开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五开关管导通，第六、第七、第八开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(3)开关模态3：第一、第四开关管导通，第二、第三开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第八开关管导通，第六、第七开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(4)开关模态4：第一、第四开关管导通，第二、第三开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五开关管导通，第六、第七、第八开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(5)开关模态5：第一、第四开关管导通，第二、第三开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第七开关管导通，第六、第八开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(6)开关模态6：第一、第二、第三、第四开关管全部关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第七开关管导通，第六、第八开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(7)开关模态7：第二、第三开关管导通，第一、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第七开关管导通，第六、第八开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(8)开关模态8：第二、第三开关管导通，第一、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第七开关管，第五、第六、第八开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(9)开关模态9：第二、第三开关管导通，第一、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第七开关管导通，第五、第八开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(10)开关模态10：第二、第三开关管导通，第一、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第七开关管导通，第五、第六、第八开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(11)开关模态11：第二、第三开关管导通，第一、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第七开关管导通，第六、第八开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(12)开关模态12：第一、第二、第三、第四开关管全部关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第七开关管导通，第六、第八开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
功率流反向传输时，变换器控制方法完全一致，反向传输模式的模态分析与正向传输模式相同，仅电流方向与正向传输模式相反。
5.一种权利要求1或2所述宽电压增益低电流纹波双向谐振变换器的控制方法，其特征在于，变换器采用混合控制方法，电压增益G为G＝nVH/VL，其中VH为高压侧直流电压，VL为低压侧直流电压，n为变压器原边绕组和副边绕组之比；具体包括：
(1)当电压增益G<2时，采用低压侧开关管定频、占空比可变PWM控制方法，以及高压侧开关管采用固定开关频率、固定占空比的PWM控制方法：
低压侧第一、第二、第三、第四开关管开关频率fs等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，，
第一开关管Q1和第三开关管Q3的占空比均为DL且DL>0.5，
调节占空比DL以保持高压侧直流电压VH恒定，
第一开关管Q1和第二开关管Q2驱动信号互补且留有死区时间，
第三开关管Q3和第四开关管Q4驱动信号互补且留有死区时间，
第一开关管Q1和第四开关管Q4驱动信号中心对称，
第二开关管Q2和第三开关管Q3驱动信号中心对称；
高压侧第五、第六、第七、第八开关管开关频率fs等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，
第五、第六、第七、第八开关管占空比均为0.5，
第五开关管Q5和第六开关管Q6驱动信号互补且留有死区时间，
第七开关管Q7和第八开关管Q8驱动信号互补且留有死区时间，
第五开关管Q5和第八开关管Q8同时开通，
第六开关管Q6和第七开关管Q7同时开通，
第五开关管Q5和第一开关管Q1驱动信号中心对称，
第六开关管Q6和第二开关管Q2驱动信号中心对称；
当电压增益小于2时，功率流正向传输且第一开关管的占空比大于0.5时，包括以下工作模态：
(A)开关模态1：第一、第三开关管导通，第二、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第八开关管导通，第六、第七开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(B)开关模态2：第一开关管导通，第二、第三、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第八开关管导通，第六、第七开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(C)开关模态3：第一、第四开关管导通，第二、第三开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第八开关管导通，第六、第七开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(D)开关模态4：第一开关管导通，第二、第三、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第八开关管导通，第六、第七开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(E)开关模态5：第一、第三开关管导通，第二、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第八开关管导通，第六、第七开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(F)开关模态6：第一、第三开关管导通，第二、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第六、第七、第八开关管全部关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(G)开关模态7：第一、第三开关管导通，第二、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第七开关管导通，第五、第八开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(H)开关模态8：第三开关管导通，第一、第二、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第七开关管导通，第五、第八开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(I)开关模态9：第二、第三开关管导通，第一、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第七开关管导通，第五、第八开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(J)开关模态10：第三开关管导通，第一、第二、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第七开关管导通，第五、第八开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(K)开关模态11：第一、第三开关管导通，第二、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第七开关管导通，第五、第八开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(L)开关模态12：第一、第三开关管导通，第二、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第六、第七、第八开关管全部关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(2)当电压增益G>2时，采用高压侧开关管采用固定开关频率、占空比可变的PWM控制方法，以及低压侧开关管采用固定开关频率、固定占空比的PWM控制方法：
高压侧第五、第六、第七、第八开关管开关频率fs等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，
第五开关管Q5和第七开关管Q7的占空比均为DH且DH<0.5，
调节占空比DH以保持高压侧直流电压VH恒定，
第五开关管Q5和第六开关管Q6驱动信号互补且留有死区时间，
第七开关管Q7和第八开关管Q8驱动信号互补且留有死区时间，
第五开关管Q5和第八开关管Q8驱动信号中心对称，
第六开关管Q6和第七开关管Q7驱动信号中心对称；
低压侧第一、第二、第三、第四开关管开关频率fs等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，
第一、第二、第三、第四开关管占空比均为0.5，
第一开关管Q1和第二开关管Q2驱动信号互补且留有死区时间，
第三开关管Q3和第四开关管Q4驱动信号互补且留有死区时间，
第一开关管Q1和第四开关管Q4同时开通，
第二开关管Q2和第三开关管Q3同时开通，
第一开关管Q1和第五开关管Q5驱动信号中心对称，
第二开关管Q2和第六开关管Q6驱动信号中心对称；
当电压增益大于2时，功率流正向传输且第五开关管的占空比小于0.5时，包括以下工作模态：
(A)开关模态1：第一、第四开关管导通，第二、第三开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第八开关管导通，第五、第七开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(B)开关模态2：第一、第四开关管导通，第二、第三开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第八开关管导通，第五、第六、第七开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(C)开关模态3：第一、第四开关管导通，第二、第三开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第五、第八开关管导通，第六、第七开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(D)开关模态4：第一、第四开关管导通，第二、第三开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第八开关管导通，第五、第六、第七开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(E)开关模态5：第一、第四开关管导通，第二、第三开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第八开关管导通，第五、第七开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(F)开关模态6：第一、第二、第三、第四开关管全部关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第八开关管导通，第五、第七开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(G)开关模态7：第二、第三开关管导通，第一、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第八开关管导通，第五、第七开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(H)开关模态8：第二、第三开关管导通，第一、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六开关管导通，第五、第七、第八开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(I)开关模态9：第二、第三开关管导通，第一、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第七开关管导通，第五、第八开关管关断；谐振腔中的能量向高压侧传输；
(J)开关模态10：第二、第三开关管导通，第一、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六开关管导通，第五、第七、第八开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(K)开关模态11：第二、第三开关管导通，第一、第四开关管关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第八开关管导通，第五、第七开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
(L)开关模态12：第一、第二、第三、第四开关管全部关断；谐振电感和谐振电容谐振；第六、第八开关管导通，第五、第七开关管关断；谐振腔中无能量向高压侧传输；
功率流反向传输时，变换器控制方法完全一致，因此反向传输模式的模态分析与正向传输模式相同，仅电流方向与正向传输模式相反；
(3)当电压增益G＝2时，所有开关管均采用固定开关频率、固定占空比的PWM控制方法：
第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七、第八开关管开关频率fs均等于谐振电感Lr和谐振电容Cr两元件的谐振频率fr，
第一、第二、第三、第四、第五、第六、第七、第八开关管占空比均为0.5，
此时电路控制方法为所述变换器混合控制方法切换点，
第一开关管Q1和第二开关管Q2驱动信号互补且留有死区时间，
第三开关管Q3和第四开关管Q4驱动信号互补且留有死区时间，
第五开关管Q5和第六开关管Q6驱动信号互补且留有死区时间，
第七开关管Q7和第八开关管Q8驱动信号互补且留有死区时间，
第一开关管Q1、第四开关管Q4、第五开关管Q5、第八开关管Q8同时开通，
第二开关管Q2、第三开关管Q3、第六开关管Q6、第七开关管Q7同时开通。
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