CN103078522A - 一种电容充电用ac-dc串联谐振矩阵变换器控制装置及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种电容充电用AC-DC串联谐振矩阵变换器控制装置及其控制方法，主要解决了现有技术中存在的电容充电电源控制性能不够高，不能满足高功率微波系统的供电需求的问题。该一种电容充电用AC-DC串联谐振矩阵变换器控制装置，包括过零比较器、开关状态控制单元、时序生成单元、控制参数计算单元、负载电压采集电路和触发驱动电路，本发明还公开了该控制装置的控制方法。通过上述方案，本发明达到了性价比较高，能充分满足高功率微波系统的供电需求的目的，具有很高的实用价值和推广价值。

Description

一种电容充电用AC-DC串联谐振矩阵变换器控制装置及其控制方法

技术领域

本发明涉及矩阵变换器控制技术，具体地说，是涉及一种电容充电用AC-DC串联谐振矩阵变换器控制装置及其控制方法。

背景技术

为了满足未来高技术战争的军事需求，高功率微波系统在朝着高功率、小型化、轻量化的方向发展，相应地，人们对为该系统供电的电源的功率密度、效率和功率因数等提出了更高的要求，其中，电容充电电源为高功率微波系统中较为普遍的选择。

目前，高功率微波系统中所使用的电容充电电源一般采用存在中间直流储能环节的DC-Link技术，虽然中间储能环节具有容量大、寿命长等优势，但是其的存在会增加电源系统的体积和重量，降低电源的功率密度，且这种电源在电网输入端的电能质量不高、功率因数较低、谐波含量也较大，若要进行校正或抑制则需引入额外的电力电子器件，这样又会进一步降低供电系统的功率密度和效率，为了解决上述问题，研究具有新拓扑结构与控制技术的控制装置以提高电源的效率、功率密度和功率因数就变得尤为重要。

由于矩阵变换器具有能量双向流通、正弦输入输出电流、输入功率因数可控、输出电压幅值和相位可控、无中间储能环节和结构紧凑等诸多优点，人们常将矩阵变换器应用于电容充电电源中以提高电源的功率密度。然而，现有技术中矩阵变换器的调制算法主要分为AV调制算法、瞬时电压合成算法和空间矢量调制算法，这些调制算法均较为复杂、计算量较大、不利于应用。

发明内容

本发明的目的在于提供一种电容充电用AC-DC串联谐振矩阵变换器控制装置及其控制方法，主要解决现有技术中存在的电容充电电源控制性能不够高，不能满足高功率微波系统的供电需求的问题。

为了实现上述目的，本发明采用的技术方案如下：

一种电容充电用AC-DC串联谐振矩阵变换器控制装置，包括三相电源和连接有负载的变压器，还包括：

输入端与三相电源相连、输出端连接有相位检测单元的过零比较器；

输入端与过零比较器和相位检测单元均相连的开关状态控制单元；

输出端与开关状态控制单元相连的时序生成单元；

输入端与相位检测单元相连、输出端与时序生成单元相连的控制参数计算单元；

输入端与负载相连、输出端与控制参数计算单元相连的负载电压采集电路；

输入端与开关状态控制单元相连、输出端连接有双向功率开关单元的触发驱动电路；

其中，所述双向功率开关单元的输入端与三相电源相连、输出端连接有变压器。

为了提高本发明的准确性，所述三相电源与过零比较器之间连接有EMI滤波器；所述三相电源与双向功率开关单元之间连接有第一滤波器；所述过零比较器与开关状态控制单元之间连接有电网故障检测单元。

考虑到实际需求，所述开关状态控制单元与变压器之间连接有过流检测单元和过温检测单元。

基于上述硬件设备，本发明还提供了一种电容充电用AC-DC串联谐振矩阵变换器控制装置的控制方法，包括以下步骤：

（a）根据三相电源的输入相电压u_a、u_b和u_c的相对大小关系，将每个输入相电压的周期划分为12个区间，令每个输入相电压的周期为T₁，则每个相电压的每个区间所占的时间T₂=T₁/12；

（b）负载电压采集电路采集负载两端的电压，控制参数计算单元根据相位检测单元采集到的相位值计算相电压的瞬时值；

（c）控制参数计算单元根据相电压的瞬时值自动生成相应相电压所处不同区间时的相应调制策略；

（d）开关状态控制单元根据相应的调制策略对当前输入相电压所处区间的双向功率开关单元进行状态切换，完成一个谐振周期的控制；

（e）采用电压型两步换流策略对电容充电用AC-DC串联谐振矩阵变换器的工作状态进行切换；

（f）完成步骤（e）后，将所有开关关断，待下一个谐振周期触发时返回步骤（b），直至工作结束。

进一步地，所述三相电源中相电压周期的区间划分如下：

区间Ⅰ：u_a＞u_c＞u_b，U_max=u_a，U_min=u_c，U_mid=u_b；

区间Ⅱ：u_a＞u_b＞u_c，U_max=u_a，U_min=u_b，U_mid=u_c；

区间Ⅲ：u_a＞u_b＞u_c，U_max=u_c，U_min=u_b，U_mid=u_a；

区间Ⅳ：u_b＞u_a＞u_c，U_max=u_c，U_min=u_a，U_mid=u_b；

区间Ⅴ：u_b＞u_a＞u_c，U_max=u_b，U_min=u_a，U_mid=u_c；

区间Ⅵ：u_b＞u_c＞u_a，U_max=u_b，U_min=u_c，U_mid=u_a；

区间Ⅶ：u_b＞u_c＞u_a，U_max=u_a，U_min=u_b，U_mid=u_c；

区间Ⅷ：u_c＞u_b＞u_a，U_max=u_a，U_min=u_b，U_mid=u_c；

区间Ⅸ：u_c＞u_b＞u_a，U_max=u_c，U_min=u_b，U_mid=u_a；

区间Ⅹ：u_c＞u_a＞u_b，U_max=u_c，U_min=u_a，U_mid=u_b；

区间Ⅺ：u_c＞u_a＞u_b，U_max=u_b，U_min=u_a，U_mid=u_c；

区间Ⅻ：u_a＞u_c＞u_b，U_max=u_b，U_min=u_c，U_mid=u_a；

其中，U_max为绝对值最大的相电压；U_mid为绝对值居中的相电压；U_min为绝对值最小的相电压，相应地，高线电压U_j=|U_max-U_mid|；低线电压U_k=|U_max-U_min|。

步骤（b）中，所述相电压瞬时值的计算方式如下：

在三相电源中任一相电压过零点出现时将控制参数计算单元清零，之后重启该控制参数计算单元，并记录过零点到当前时刻的时间t，根据当前电网极性和时序生成单元采集到的相序得出各相的初始相位

各相的当前相位

所述归一化相电压瞬时值则为：v=cosφ。

步骤（c）中，所述调制策略如下：

（c1）令每个开关的周期时间为T₃，每个区间包含的开关周期数量n为T₂/T₃，每个开关周期均包括为正向电压激励的第一谐振周期和为反向电压激励的第二谐振周期，每个谐振周期的时间为T₄，且T₃≥2T_4（max）；

其中，n为正整数，T_4（max）为最大谐振电流周期的时间；

（c2）根据电容充电用AC-DC串联谐振矩阵变换器的拓扑结构建立由谐振电容器、负载电容器、变压器、开关电路和电感构成的等效分析模型；

则，在每个谐振周期内，三相电源输出能量，即正向充电时：

从U_min相流出的电荷量 $Q_1=\underset{0}{\overset{t_1}{\∫}}{i}_{L_r}\left(t\right)\mathrm{dt}=\frac{U_M-V_0+U_0}{\mathrm{\ωZ}}(1-\cos \mathrm{\ω}{t}_1),$ 其中，U₀为谐振电容器初始电压值的反相值；V₀为负载电容器电压；电感的电流初始值

为0；ω为角频率；Z为特性阻抗；

从U_mid相流出的电荷量

其中， $I_m=\sqrt{i_{L_r}^2\left(t_1\right)+{\left(\frac{U_N-V_o-V_{C_r}\left(t_1\right)}{Z}\right)}^2};$

低线电压的工作时间 $t_1=\frac{\mathrm{arc}\cos \left(x\right)}{\mathrm{\ω}}=\frac{1}{\mathrm{\ω}}\·\mathrm{arc}\cos \left(\frac{(U_1+U_0)(1-k^2)-2(U_2-U_1)k}{(U_1+U_0){(1+k)}^2}\right),$ 其中，U₁=U_M-V_o；U₂=U_N-V_o；x=cosωt₁； $\frac{Q_1}{Q_2}=\left|\frac{U_M}{U_N}\right|=k;$

高线电压的工作时间 $t_2=\frac{1}{\mathrm{\ω}}\{\mathrm{\π}-\arccos \frac{{(1+k)}^2(U_2-U_1)+(U_1+U_0)(1-k^2)-2(U_2-U_1)k}{\[U_0+U_2+k(U_0+2U_1-U_2)\]\·(1+k)}\};$

由上述计算结果可得出：

正向充电周期T_CH=t₁+t₂；

低线电压工作的占空比

高线电压工作的占空比

在每个谐振周期内，三相电源回收能量，即反向续流时：

流回U_min相的电荷量 $Q_3=\underset{t_2}{\overset{t_3}{\∫}}{i}_{L_r}\left(t\right)\mathrm{dt}=\frac{(I_{m}Z+U_o)}{\mathrm{\ωZ}}(\cos \mathrm{\ω}{t}_3-\cos \mathrm{\ω}{t}_2)=\frac{(I_{m}Z+U_o)}{\mathrm{\ωZ}}(1+\cos \mathrm{\ω}{t}_3);$

流回U_mid相的电荷量 $Q_4=\underset{t_3}{\overset{t_4}{\∫}}{i}_{L_r}\left(t\right)\mathrm{dt}=\frac{I_n}{\mathrm{\ω}}\{\cos \mathrm{\φ}-\cos \[\mathrm{\ω}(t_4-t_3)+\mathrm{\φ}\]\}=\frac{I_n}{\mathrm{\ω}}(\cos \mathrm{\φ}-1);$ 其中， $I_n=\sqrt{{i^2}_{L_r}\left(t_3\right)+{\left(\frac{U_M+V_o-V_{C_r}\left(t_3\right)}{Z}\right)}^2};$ $\cos \mathrm{\φ}=\frac{U_M+V_o-V_{C_r}\left(t_3\right)}{Z}/I_n;$

低线电压的工作时间 $t_3=\frac{1}{\mathrm{\ω}}\·\arccos (-\frac{(V_{\mathrm{Cr}}\left(t_2\right)-U_3)(1-k^2)+2k(U_3-U_4)}{(V_{\mathrm{Cr}}\left(t_2\right)-U_3){(1+k)}^2}),$ 其中，U₃=U_N+V_o；U₄=U_M+V_o； $V_{\mathrm{Cr}}\left(t_2\right)=U_0+2U_1+\frac{2(U_2-U_1)}{1+k};$

高线电压的工作时间 $t_4=\frac{1}{\mathrm{\ω}}\{\mathrm{\π}-\arccos \frac{{(1+k)}^2(U_4-U_3)+(V_{\mathrm{Cr}}\left(t_2\right)-U_3)(1-k^2)+2k(U_3-U_4)}{\[(U_4-V_{\mathrm{Cr}}\left(t_2\right))k+2U_3-U_4-V_{\mathrm{Cr}}\left(t_2\right)\]\·(1+k)}\};$

由上述计算结果可得出：

反向续流的周期T_DH=t₃+t₄；

低线电压工作的占空比

高线电压工作的占空比

谐振周期T_S=T_CH+T_DH=T₄。

步骤（c2）中，所述矩阵变换器的拓扑结构包括分别与三相电源相连的电感La、电感Lb和电感Lc，分别与电感La、电感Lb和电感Lc相连且相互连接的电容Ca、电容Cb和电容Cc，与电感La相连的由第一双向功率开关单元和第二双向功率开关单元串联而成的开关电路Ka；与电感Lb相连的由第三双向功率开关单元和第四双向功率开关单元串联而成的开关电路Kb；与电感Lc相连的由第五双向功率开关单元和第六双向功率开关单元串联而成的开关电路Kc；所述开关电路Ka、开关电路Kb和开关电路Kc的两输出端分别通过电容Cr和电感Lr连接有变压器T，所述变压器的输出端连接有高压高频整流器和负载电容器。

具体地说，所述开关电路Ka包括依次相连的开关S1、开关S2、开关S7和开关S8，电感La连接于开关S2和开关S7之间；开关电路Kb包括依次相连的开关S3、开关S4、开关S9和开关S10，电感Lb连接于开关S4和开关S9之间；开关电路Kc包括依次相连的开关S5、开关S6、开关S11和开关S12，电感Lc连接于开关S6和开关S11之间；

其中，开关S1和开关S2构成了第一双向功率开关单元、开关S7和开关S8构成了第二双向功率开关单元、开关S3和开关S4构成了第三双向功率开关单元、开关S9和开关S10构成了第四双向功率开关单元、开关S5和开关S6构成了第五双向功率开关单元、开关S11和开关S12构成了第六双向功率开关单元，所述第一双向功率开关单元、第二双向功率开关单元、第三双向功率开关单元、第四双向功率开关单元、第五双向功率开关单元和第六双向功率开关单元均由半导体功率开关组成。

更进一步地，步骤（d）中，将正向电压激励时的输出电流定义为“+”，将反向电压激励时的输出电流定义为“-”，将双向功率开关单元中开关导通状态用“1”表示、关断状态用“0”表示，开关状态控制单元则控制开关按下表进行状态切换：

上表中，每四个工作过程与一谐振周期对应，在工作过程1和工作过程2时，三相电源进行正向充电；在工作过程3和工作过程4时，三相电源进行反向续流，其中，工作过程1和工作过程4为低线电压工作，工作过程2和工作过程3为高线电压工作。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

（1）通过使用本发明，能够使每个谐振周期内每相输入线电流的平均值正比于相电压，从而实现了较高的功率因数和较低的谐波电流，且无需使用中间储能环节，同时减小了输入滤波器的尺寸和重量，因此整体体积更小、更便于应用。

（2）通过使用本发明所公开的工作状态切换方法，能够在四个工作过程中灵活实现低线电压到高线电压换流或高线电压向低线电压换流，且采用的切换方式为自然软切换，因此无需矩阵开关输入串联较大的电感和输出钳位电路，大大提高了供电效率。

（3）本发明中，双向功率开关单元为零电流开关，其能够结合串联谐振电路的工作模式实现快速状态软切换，从而进一步提高了工作效率。

（4）本发明采用相位检测的方法间接获得三相相电压幅值，且过零比较器能够将输入的相电压由模拟信号转换为数字信号，因此能够大大提高本发明的抗干扰型，工作更为稳定。

（5）本发明结构简单、成本低廉、突破了传统控制装置的思维局限，发明创造了一种功能齐全、性价比较高的控制装置和控制方法，具有突出的实质性特点和显著进步，适合大规模推广应用。

附图说明

图1为本发明中控制装置的电路框图。

图2为本发明中等效分析模型的电路示意图。

图3为本发明中矩阵变换器的拓扑结构示意图。

图4为本发明中电网电压的工作区间划分示意图。

图5为本发明中一个谐波周期内的工作状态波形示意图。

图6为本发明中时序生成单元的控制时序示意图。

具体实施方式

下面结合附图和实施例对本发明作进一步说明，本发明的实施方式包括但不限于下列实施例。

实施例

针对现有技术中存在的电容充电电源控制性能不够高，不能满足高功率微波系统的供电需求的问题，如图1所示，本发明公开了一种电容充电用AC-DC串联谐振矩阵变换器控制装置，包括：输入端与三相电源相连、输出端连接有相位检测单元的过零比较器；输入端与过零比较器和相位检测单元均相连的开关状态控制单元；输出端与开关状态控制单元相连的时序生成单元；输入端与相位检测单元相连、输出端与时序生成单元相连的控制参数计算单元；输入端与负载相连、输出端与控制参数计算单元相连的负载电压采集电路；输入端与开关状态控制单元相连、输出端连接有双向功率开关单元的触发驱动电路；其中，所述双向功率开关单元的输入端与三相电源相连、输出端连接有变压器。

为了提高本发明的准确性，所述三相电源与过零比较器之间连接有EMI滤波器；所述三相电源与双向功率开关单元之间连接有第一滤波器；所述过零比较器与开关状态控制单元之间连接有电网故障检测单元；所述开关状态控制单元与变压器之间连接有过流检测单元和过温检测单元。

本发明中，各模块的功能如下：

三相电源：输入相电压；

过零比较器：将输入的各相电压转化为与各相电压极性一致的数字信号传输给相位检测单元和开关状态控制单元；

相位检测单元：对电网极性信号进行跟踪和同步，对极性信号宽度进行测量以识别电网是否有故障，根据该极性信号的前后变化得出电网相序，根据此值计算出电网的相位和相电压的相对大小，并将得出的数据传输至控制参数计算单元；

负载电压采集电路：采集负载电容器上的电压，并将其传输至控制参数计算单元；

控制参数计算单元：根据相位检测单元得到的电网相位参数和负载电压采集电路得到的负载电压值进行计算并输出开关时间：正向充电周期，反向续流周期和高低线电压工作的占空比；

时序生成单元：根据换流的时隙需求和控制参数计算单元给出的各过程关键时间节点产生如图6所示的四路时序信号；

开关状态控制单元：根据相位检测单元提供的相位信息识别电网所处区间，导通受时序生成单元输出时序控制的开关，并关断其他开关，输出PWM调制信号给触发驱动电路；

触发驱动电路：将接收到的PWM调制信号的功率放大后，提供门极触发信号给矩阵变换器中的各双向功率开关单元；

电网故障检测单元：与矩阵变换器的输入端相连，用以测量三相电源的输入电压，进行过压、欠压、缺相和不平衡故障检测；

过流保护单元：串联谐振单元，用以测量谐振电流，实现过流保护；

过温保护单元：与双向功率开关单元的底板和变压器的绕阻相连，实现过温保护。

本控制装置中，过零比较器安装在三相输入电源与第一滤波器之间，且三相信号在进入过零比较器之前还经过了EMI滤波器，因此输入相电压波形较好，干扰少。考虑到第一滤波器会引起一定的电压相位滞后，在此，通过相位检测单元的同步修正实现相位的补偿，从而确保本装置的工作效率。其中，相位检测单元、控制参数计算单元、时序生成单元和开关状态控制单元等均可采用现场可编程逻辑门阵列（FPGA）实现，由于其为现有技术，因为本发明中不作更多说明。

基于上述硬件设备，本发明还提供了一种电容充电用AC-DC串联谐振矩阵变换器控制装置的控制方法，在此，我们根据该控制方法提供了一种其在具体实施过程中的具体应用方法：

步骤一、根据三相电源的输入相电压u_a、u_b和u_c的相对大小关系，将每个输入相电压的周期划分为如图5所示的12个区间，令每个输入相电压的周期T₁为20ms，则每个相电压的每个区间所占的时间T₂=T₁/12=1.67ms；

三相电源中相电压周期的区间划分如下：

区间Ⅰ：u_a＞u_c＞u_b，U_max=u_a，U_min=u_c，U_mid=u_b；

区间Ⅱ：u_a＞u_b＞u_c，U_max=u_a，U_min=u_b，U_mid=u_c；

区间Ⅲ：u_a＞u_b＞u_c，U_max=u_c，U_min=u_b，U_mid=u_a；

区间Ⅳ：u_b＞u_a＞u_c，U_max=u_c，U_min=u_a，U_mid=u_b；

区间Ⅴ：u_b＞u_a＞u_c，U_max=u_b，U_min=u_a，U_mid=u_c；

区间Ⅵ：u_b＞u_c＞u_a，U_max=u_b，U_min=u_c，U_mid=u_a；

区间Ⅶ：u_b＞u_c＞u_a，U_max=u_a，U_min=u_b，U_mid=u_c；

区间Ⅷ：u_c＞u_b＞u_a，U_max=u_a，U_min=u_b，U_mid=u_c；

区间Ⅸ：u_c＞u_b＞u_a，U_max=u_c，U_min=u_b，U_mid=u_a；

区间Ⅹ：u_c＞u_a＞u_b，U_max=u_c，U_min=u_a，U_mid=u_b；

区间Ⅺ：u_c＞u_a＞u_b，U_max=u_b，U_min=u_a，U_mid=u_c；

区间Ⅻ：u_a＞u_c＞u_b，U_max=u_b，U_min=u_c，U_mid=u_a；

其中，U_max为绝对值最大的相电压；U_mid为绝对值居中的相电压；U_min为绝对值最小的相电压，相应地，高线电压U_j=|U_max-U_mid|；低线电压U_k=|U_max-U_min|。

步骤二、负载电压采集电路采集负载两端的电压，控制参数计算单元根据相位检测单元采集到的相位值计算相电压的瞬时值；

相电压瞬时值的计算方式如下：

在三相电源中任一相电压过零点出现时将控制参数计算单元清零，之后重启该控制参数计算单元，并记录过零点到当前时刻的时间t，根据当前电网极性和时序生成单元采集到的相序得出各相的初始相位

，各相的当前相位所述归一化相电压瞬时值则为：v=cosφ。

步骤三、采用瞬时线电压合成调制策略，调制过程如下：令每个开关周期的时间T₃为40μs，每个区间包含的开关周期数量n为41，每个开关周期包含两个谐振周期，第一个谐振周期为正向电压激励，则第二个谐振周期为反向电压激励，每个谐振周期的时间为16.67μs，且T₃≥2T_4（max），其中T_4（max）为最大谐振电流周期的时间。根据矩阵变换器的拓扑结构，建立如图2所示的等效分析模型，由于串联谐振电路的谐振频率（50kHz）远远高于工频（50Hz），因此，在一个周期内，相电压变化极小，由此可知，分析时假定加载到谐振回路中激励端口电压为恒定值是可行的。由于将负载电容等效到变压器初级的电容值远远大于谐振电容的电容，因此在一个谐振周期内，负载电容的电压上升非常小，在分析过程中可将其看成一个直流源。采用如图4所示的有四个工作过程的工作模式，那么在谐振电容器正向充电和反向续流过程均进行换流过程中，各自包含两个工作过程：在正向充电过程中，从低线电压换流到高线电压；在反向续流过程中，从高线电压换流到低线电压。

则，在每个谐振周期内，三相电源输出能量，即正向充电时：

从U_min相流出的电荷量 $Q_1=\underset{0}{\overset{t_1}{\∫}}{i}_{L_r}\left(t\right)\mathrm{dt}=\frac{U_M-V_0+U_0}{\mathrm{\ωZ}}(1-\cos \mathrm{\ω}{t}_1),$ 其中，U₀为谐振电容器初始电压值的反相值；V₀为负载电容器电压；电感的电流初始值

为0；ω为角频率；Z为特性阻抗；

从U_mid相流出的电荷量

其中， $I_m=\sqrt{{i^2}_{L_r}\left(t_1\right)+{\left(\frac{U_N-V_o-V_{C_r}\left(t_1\right)}{Z}\right)}^2;}$

低线电压的工作时间 $t_1=\frac{\arccos \left(x\right)}{\mathrm{\ω}}=\frac{1}{\mathrm{\ω}}\·\arccos \left(\frac{(U_1+U_0)(1-k^2)-2(U_2-U_1)k}{\left(U_{1+}{U}_0\right){(1+k)}^2}\right),$ 其中，U₁=U_M-V_o； $U_2=U_N-V_o;x=\cos \mathrm{\ω}{t}_1;\frac{Q_1}{Q_2}=\left|\frac{U_M}{U_N}\right|=k;$

高线电压的工作时间 $t_2=\frac{1}{\mathrm{\ω}}\{\mathrm{\π}-\arccos \frac{{(1+k)}^2(U_2-U_1)+(U_1+U_0)(1-k^2)-2(U_2-U_1)k}{\[U_0+U_2+k(U_0+2U_1-U_2)\]\·(1+k)}\};$

由上述计算结果可得出：

正向充电周期T_CH=t₁+t₂；

低线电压工作的占空比

高线电压工作的占空比

在每个谐振周期内，三相电源回收能量，即反向续流时：

流回U_min相的电荷量 $Q_3=\underset{t_2}{\overset{t_3}{\∫}}{i}_{L_r}\left(t\right)\mathrm{dt}=\frac{(I_{m}Z+U_o)}{\mathrm{\ωZ}}(\cos \mathrm{\ω}{t}_3-\cos \mathrm{\ω}{t}_2)=\frac{(I_{m}Z+U_o)}{\mathrm{\ωZ}}(1+\cos \mathrm{\ω}{t}_3);$

流回U_mid相的电荷量 $Q_4=\underset{t_3}{\overset{t_4}{\∫}}{i}_{L_r}\left(t\right)\mathrm{dt}=\frac{I_n}{\mathrm{\ω}}\{\cos \mathrm{\φ}-\cos \[\mathrm{\ω}(t_4-t_3)+\mathrm{\φ}\]\}=\frac{I_n}{\mathrm{\ω}}(\cos \mathrm{\φ}-1);$ 其中， $I_n=\sqrt{{i^2}_{L_r}\left(t_3\right)+{\left(\frac{U_M+V_o-V_{C_r}\left(t_3\right)}{Z}\right)}^2;}$ $\cos \mathrm{\φ}=\frac{U_M+V_o-V_{C_r}\left(t_3\right)}{Z}{/I}_n;$

低线电压的工作时间 $t_3=\frac{1}{\mathrm{\ω}}\·\arccos (-\frac{(V_{\mathrm{Cr}}\left(t_2\right)-U_3)(1-k^2)+2k(U_3-U_4)}{(V_{\mathrm{Cr}}\left(t_2\right)-U_3){(1+k)}^2}),$ 其中，U₃=U_N+V_o；U₄=U_M+V_o； $V_{\mathrm{Cr}}\left(t_2\right)=U_0+2U_1+\frac{2(U_2-U_1)}{1+k};$

高线电压的工作时间 $t_4=\frac{1}{\mathrm{\ω}}\{\mathrm{\π}-\arccos \frac{{(1+k)}^2(U_4-U_3)+(V_{\mathrm{Cr}}\left(t_2\right)-U_3)(1-k^2)+2k(U_3-U_4)}{\[(U_4-V_{\mathrm{Cr}}\left(t_2\right))k+2U_3-U_4-V_{\mathrm{Cr}}\left(t_2\right)\]\·(1+k)}\};$

由上述计算结果可得出：

反向续流的周期T_DH=t₃+t₄；

低线电压工作的占空比

高线电压工作的占空比

且 $\frac{Q_3}{Q_4}=\left|\frac{U_N}{U_M}\right|=\frac{1}{k};$

谐振周期T_S=T_CH+T_DH=T₄。

如图3所示，上述矩阵变换器的拓扑结构包括分别与三相电源相连的电感La、电感Lb和电感Lc，分别与电感La、电感Lb和电感Lc相连且相互连接的电容Ca、电容Cb和电容Cc，与电感La相连的由第一双向功率开关单元和第二双向功率开关单元串联而成的开关电路Ka；与电感Lb相连的由第三双向功率开关单元和第四双向功率开关单元串联而成的开关电路Kb；与电感Lc相连的由第五双向功率开关单元和第六双向功率开关单元串联而成的开关电路Kc；所述开关电路Ka、开关电路Kb和开关电路Kc的两输出端分别通过电容Cr和电感Lr连接有变压器T，所述变压器的输出端连接有高压高频整流器和负载电容器。

开关电路Ka包括依次相连的开关S1、开关S2、开关S7和开关S8，电感La连接于开关S2和开关S7之间；开关电路Kb包括依次相连的开关S3、开关S4、开关S9和开关S10，电感Lb连接于开关S4和开关S9之间；开关电路Kc包括依次相连的开关S5、开关S6、开关S11和开关S12，电感Lc连接于开关S6和开关S11之间；

其中，开关S1和开关S2构成了第一双向功率开关单元、开关S7和开关S8构成了第二双向功率开关单元、开关S3和开关S4构成了第三双向功率开关单元、开关S9和开关S10构成了第四双向功率开关单元、开关S5和开关S6构成了第五双向功率开关单元、开关S11和开关S12构成了第六双向功率开关单元，所述第一双向功率开关单元、第二双向功率开关单元、第三双向功率开关单元、第四双向功率开关单元、第五双向功率开关单元和第六双向功率开关单元均由半导体功率开关组成。

步骤四、根据工作时刻相电压所处的区间，按步骤三所述的调制策略分配功率开关的状态组合，便可完成一个谐振周期的控制。将正向电压激励时的输出电流定义为“+”，将反向电压激励时的输出电流定义为“-”，将双向功率开关单元中开关导通状态用“1”表示、关断状态用“0”表示，开关状态控制单元则控制开关按下表进行状态切换：

上表中，每四个工作过程与一谐振周期对应，在工作过程1和工作过程2时，三相电源进行正向充电；在工作过程3和工作过程4时，三相电源进行反向续流，其中，工作过程1和工作过程4为低线电压工作，工作过程2和工作过程3为高线电压工作。

步骤五、采用电压型两步换流策略对电容充电用AC-DC串联谐振矩阵变换器的工作状态进行切换；在完成切换后，将所有开关关断，待下一个谐振周期触发时返回步骤二，直至工作结束便完成所有控制。

本发明中，各单元、器件和电路均为现有技术，在此便不作更多说明。

按照上述实施例，便可很好地实现本发明。

Claims (10)

1.一种电容充电用AC-DC串联谐振矩阵变换器控制装置，其特征在于，包括：

输入端连接有三相电源、输出端连接有相位检测单元的过零比较器；

输入端与过零比较器和相位检测单元均相连的开关状态控制单元；

输出端与开关状态控制单元相连的时序生成单元；

输入端与相位检测单元相连、输出端与时序生成单元相连的控制参数计算单元；

输入端连接有负载、输出端与控制参数计算单元相连的负载电压采集电路；

输入端与开关状态控制单元相连、输出端连接有双向功率开关单元的触发驱动电路；

其中，所述双向功率开关单元的输入端与三相电源相连、输出端连接有变压器。

2.根据权利要求1所述的一种电容充电用AC-DC串联谐振矩阵变换器控制装置，其特征在于，所述三相电源与过零比较器之间连接有EMI滤波器；所述三相电源与双向功率开关单元之间连接有第一滤波器；所述过零比较器与开关状态控制单元之间连接有电网故障检测单元。

3.根据权利要求2所述的一种电容充电用AC-DC串联谐振矩阵变换器控制装置，其特征在于，所述开关状态控制单元与变压器之间连接有过流检测单元和过温检测单元。

4.权利要求1～3任意一项所述的一种电容充电用AC-DC串联谐振矩阵变换器控制装置的控制方法，其特征在于，包括以下步骤：

（a）根据三相电源的输入相电压u_a、u_b和u_c的相对大小关系，将每个输入相电压的周期划分为12个区间，令每个输入相电压的周期为T₁，则每个相电压的每个区间所占的时间T₂=T₁/12；

（b）负载电压采集电路采集负载两端的电压，控制参数计算单元根据相位检测单元采集到的相位值计算相电压的瞬时值；

（c）控制参数计算单元根据相电压的瞬时值自动生成相应相电压所处不同区间时的相应调制策略；

（d）开关状态控制单元根据相应的调制策略对当前输入相电压所处区间的双向功率开关单元进行状态切换，完成一个谐振周期的控制；

（e）采用电压型两步换流策略对电容充电用AC-DC串联谐振矩阵变换器的工作状态进行切换；

（f）完成步骤（e）后，将所有开关关断，待下一个谐振周期触发时返回步骤（b），直至工作结束。

5.根据权利要求4所述的一种电容充电用AC-DC串联谐振矩阵变换器控制装置的控制方法，其特征在于，步骤（a）中，所述三相电源中相电压周期的区间划分如下：

区间Ⅰ：u_a＞u_c＞u_b，U_max=u_a，U_min=u_c，U_mid=u_b；

区间Ⅱ：u_a＞u_b＞u_c，U_max=u_a，U_min=u_b，U_mid=u_c；

区间Ⅲ：u_a＞u_b＞u_c，U_max=u_c，U_min=u_b，U_mid=u_a；

区间Ⅳ：u_b＞u_a＞u_c，U_max=u_c，U_min=u_a，U_mid=u_b；

区间Ⅴ：u_b＞u_a＞u_c，U_max=u_b，U_min=u_a，U_mid=u_c；

区间Ⅵ：u_b＞u_c＞u_a，U_max=u_b，U_min=u_c，U_mid=u_a；

区间Ⅶ：u_b＞u_c＞u_a，U_max=u_a，U_min=u_b，U_mid=u_c；

区间Ⅷ：u_c＞u_b＞u_a，U_max=u_a，U_min=u_b，U_mid=u_c；

区间Ⅸ：u_c＞u_b＞u_a，U_max=u_c，U_min=u_b，U_mid=u_a；

区间Ⅹ：u_c＞u_a＞u_b，U_max=u_c，U_min=u_a，U_mid=u_b；

区间Ⅺ：u_c＞u_a＞u_b，U_max=u_b，U_min=u_a，U_mid=u_c；

区间Ⅻ：u_a＞u_c＞u_b，U_max=u_b，U_min=u_c，U_mid=u_a；

其中，U_max为绝对值最大的相电压；U_mid为绝对值居中的相电压；U_min为绝对值最小的相电压，相应地，高线电压U_j=|U_max-U_mid|；低线电压U_k=|U_max-U_min|。

6.根据权利要求5所述的一种电容充电用AC-DC串联谐振矩阵变换器控制装置的控制方法，其特征在于，步骤（b）中，所述相电压瞬时值的计算方式如下：

在三相电源中任一相电压过零点出现时将控制参数计算单元清零，之后重启该控制参数计算单元，并记录过零点到当前时刻的时间t，根据当前电网极性和时序生成单元采集到的相序得出各相的初始相位

，各相的当前相位

所述归一化相电压瞬时值则为：v=cosφ。

7.根据权利要求6所述的一种电容充电用AC-DC串联谐振矩阵变换器控制装置的控制方法，其特征在于，步骤（c）中，所述调制策略如下：

（c1）令每个开关的周期时间为T₃，每个区间包含的开关周期数量n为T₂/T₃，每个开关周期均包括为正向电压激励的第一谐振周期和为反向电压激励的第二谐振周期，每个谐振周期的时间为T₄，且T₃≥2T_4（max）；

其中，n为正整数，T_4（max）为最大谐振电流周期的时间；

（c2）根据电容充电用AC-DC串联谐振矩阵变换器的拓扑结构建立由谐振电容器、负载电容器、变压器、开关电路和电感构成的等效分析模型；

则，在每个谐振周期内，三相电源输出能量，即正向充电时：

从U_min相流出的电荷量 $Q_1=\underset{0}{\overset{t_1}{\∫}}{i}_{L_r}\left(t\right)\mathrm{dt}=\frac{U_M-V_0+U_0}{\mathrm{\ωZ}}(1-\cos \mathrm{\ω}{t}_1),$ 其中，U₀为谐振电容器初始电压值的反相值；V₀为负载电容器电压；电感的电流初始值

为0；ω为角频率；Z为特性阻抗；

从U_mid相流出的电荷量

其中， $I_m=\sqrt{{i^2}_{L_r}\left(t_1\right)+{\left(\frac{U_N-V_o-V_{C_r}\left(t_1\right)}{Z}\right)}^2};$

低线电压的工作时间 $t_1=\frac{\arccos \left(x\right)}{\mathrm{\ω}}=\frac{1}{\mathrm{\ω}}\·\arccos \left(\frac{(U_1+U_0)(1-k^2)-2(U_2-U_1)k}{(U_1+U_0){(1+k)}^2}\right),$ 其中，U₁=U_M-V_o；U₂=U_N-V_o；x=cosωt₁； $\frac{Q_1}{Q_2}=\left|\frac{U_M}{U_N}\right|=k;$

高线电压的工作时间

$t_2=\frac{1}{\mathrm{\ω}}\{\mathrm{\π}-\arccos \frac{{(1+k)}^2(U_2-U_1)+(U_1+U_0)(1-k^2)-2(U_2-U_1)k}{\[U_0+U_2+k(U_0+2U_1-U_2)\]\·(1+k)}\};$

由上述计算结果可得出：

正向充电周期T_CH=t₁+t₂；

低线电压工作的占空比

高线电压工作的占空比

在每个谐振周期内，三相电源回收能量，即反向续流时：

流回U_min相的电荷量

$Q_3=\underset{t_2}{\overset{t_3}{\∫}}{i}_{L_r}\left(t\right)\mathrm{dt}=\frac{(I_{m}Z+U_o)}{\mathrm{\ωZ}}(\cos \mathrm{\ω}{t}_3-\cos \mathrm{\ω}{t}_2)=\frac{(I_{m}Z+U_o)}{\mathrm{\ωZ}}(1+\cos \mathrm{\ω}{t}_3);$

流回U_mid相的电荷量 $Q_4=\underset{t_3}{\overset{t_4}{\∫}}{i}_{L_r}\left(t\right)\mathrm{dt}=\frac{I_n}{\mathrm{\ω}}\{\cos \mathrm{\φ}-\cos \[\mathrm{\ω}(t_4-t_3)+\mathrm{\φ}\]\}=\frac{I_n}{\mathrm{\ω}}(\cos \mathrm{\φ}-1);$ 其中， $I_n=\sqrt{{i^2}_{L_r}\left(t_3\right)+{\left(\frac{U_M+V_o-V_{C_r}\left(t_3\right)}{Z}\right)}^2};$ $\cos \mathrm{\φ}=\frac{U_M+V_o-V_{C_r}\left(t_3\right)}{Z}/I_n;$

低线电压的工作时间 $t_3=\frac{1}{\mathrm{\ω}}\·\arccos (-\frac{(V_{\mathrm{Cr}}\left(t_2\right)-U_3)(1-k^2)+2k(U_3-U_4)}{(V_{\mathrm{Cr}}\left(t_2\right)-U_3){(1+k)}^2}),$ 其中，U₃=U_N+V_o；U₄=U_M+V_o； $V_{\mathrm{Cr}}\left(t_2\right)=U_0+2U_1+\frac{2(U_2-U_1)}{1+k};$

高线电压的工作时间 $t_4=\frac{1}{\mathrm{\ω}}\{\mathrm{\π}-\arccos \frac{{(1+k)}^2(U_4-U_3)+(V_{\mathrm{Cr}}\left(t_2\right)-U_3)(1-k^2)+2k(U_3-U_4)}{\[(U_4-V_{\mathrm{Cr}}\left(t_2\right))k+2U_3-U_4-V_{\mathrm{Cr}}\left(t_2\right)\]\·(1+k)}\};$

由上述计算结果可得出：

反向续流的周期T_DH=t₃+t₄；

低线电压工作的占空比

高线电压工作的占空比

谐振周期T_S=T_CH+T_DH=T₄。

8.根据权利要求7所述的一种电容充电用AC-DC串联谐振矩阵变换器控制装置的控制方法，其特征在于，步骤（c2）中，所述矩阵变换器的拓扑结构包括分别与三相电源相连的电感La、电感Lb和电感Lc，分别与电感La、电感Lb和电感Lc相连且相互连接的电容Ca、电容Cb和电容Cc，与电感La相连的由第一双向功率开关单元和第二双向功率开关单元串联而成的开关电路Ka；与电感Lb相连的由第三双向功率开关单元和第四双向功率开关单元串联而成的开关电路Kb；与电感Lc相连的由第五双向功率开关单元和第六双向功率开关单元串联而成的开关电路Kc；所述开关电路Ka、开关电路Kb和开关电路Kc的两输出端分别通过电容Cr和电感Lr连接有变压器T，所述变压器的输出端连接有高压高频整流器和负载电容器。

9.根据权利要求8所述的一种电容充电用AC-DC串联谐振矩阵变换器控制装置的控制方法，其特征在于，所述开关电路Ka包括依次相连的开关S1、开关S2、开关S7和开关S8，电感La连接于开关S2和开关S7之间；开关电路Kb包括依次相连的开关S3、开关S4、开关S9和开关S10，电感Lb连接于开关S4和开关S9之间；开关电路Kc包括依次相连的开关S5、开关S6、开关S11和开关S12，电感Lc连接于开关S6和开关S11之间；

其中，开关S1和开关S2构成了第一双向功率开关单元、开关S7和开关S8构成了第二双向功率开关单元、开关S3和开关S4构成了第三双向功率开关单元、开关S9和开关S10构成了第四双向功率开关单元、开关S5和开关S6构成了第五双向功率开关单元、开关S11和开关S12构成了第六双向功率开关单元，所述第一双向功率开关单元、第二双向功率开关单元、第三双向功率开关单元、第四双向功率开关单元、第五双向功率开关单元和第六双向功率开关单元均由半导体功率开关组成。

10.根据权利要求9所述的一种电容充电用AC-DC串联谐振矩阵变换器控制装置的控制方法，其特征在于，步骤（d）中，将正向电压激励时的输出电流定义为“+”，将反向电压激励时的输出电流定义为“-”，将双向功率开关单元中开关导通状态用“1”表示、关断状态用“0”表示，开关状态控制单元则控制开关按下表进行状态切换：

上表中，每四个工作过程与一谐振周期对应，在工作过程1和工作过程2时，三相电源进行正向充电；在工作过程3和工作过程4时，三相电源进行反向续流，其中，工作过程1和工作过程4为低线电压工作，工作过程2和工作过程3为高线电压工作。

Images