CN111490698B - 一种相位关联zvt磁化电流最小化的辅助谐振换流极逆变器 - Google Patents
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Abstract
本发明公开了一种相位关联ZVT磁化电流最小化的辅助谐振换流极逆变器,包括主电路和辅助电路;移相全桥网络经隔离变压器为辅助谐振极电感充能,实现主开关的ZVS;激磁电感中的储能实现辅助开关的ZVS。换流充能相位与复位相位锁定反相关联,实现磁化电流双向复位并减少了磁芯体积。改进的时序调制有效减少了磁化电流的续流损耗和辅助开关的关断损耗。利用相位关联法保持了已有技术,实现了主开关管的零电压开通的优点,减少了主开关的开关损耗,此外辅助回路中的辅助开关也通过激磁电感中的储能实现了零电压开通且其耐压值远小于主开关;并在每个开关周期都可靠地实现了磁化电流复位,变压器副边绕组耦合解决了辅助换流二极管Dc1和Dc2的过压问题。
Description
技术领域
本发明涉及电力电子变流技术领域,尤其涉及一种相位关联ZVT磁化电流最小化的辅助谐振换流极逆变器。
背景技术
电压源型逆变器VSI,本质上是一个全控型开关半桥构成的同步整流型升降压变换器,广泛应用于各种功率等级的应用中,例如:电机驱动器,有源电力滤波器,不间断电源UPS,光伏电源系统,燃料电池电源系统和分布式电网等。其研究核心是提高效率和功率密度。
在硬开关条件下,通常通过增加开关频率减小无源元件的尺寸和重量来提高功率密度,但增加开关频率会导致开关损耗和高频电磁干扰EMI的增加,进而降低逆变器的效率。在VSI中,电路为一个逆变半桥和连在半桥中点的电感;硬开关时,续流模式之后,将要开通的开关管在开通瞬间反并联二极管和输出电容中储存的能量释放到开关管的沟道中从而产生尖峰电流,开通损耗和高频电磁干扰EMI。克服上述问题一种方法是开关器件技术进步,另一种方法是软开关拓扑技术。
宽禁带半导体例如SiC和GaN相对于传统的Si功率半导体有更快的开通和关断时间,更低的关断损耗和更低的寄生电容;但更快的开关时间会造成更大的高频电磁干扰。另外SiC存在栅极开通和关断条件苛刻,成本高等问题。
软开关拓扑技术可以在高开关频率下降低开关损耗和EMI。软开关拓扑是通过增加辅助电路将开关管的电流和电压的过渡沿去耦的方法来降低开关损耗。在众多软开关逆变器拓扑中,辅助谐振极软开关逆变器由于没有额外增加主回路中开关管的电压和电流应力且辅助回路仅在开关管换流时工作不影响主电路的正常运行而受到普遍认可。
已有技术,见IEEE Transactions on Power Electronics杂志2010年第25卷第4期刊登的“An Improved Zero-Voltage Switching Inverter Using Two CoupledMagnetics in One Resonant Pole”一文,该双耦合电感电路可以实现主开关零电压开通和辅助开关零电流开关并解决了激磁电流不能复位的问题。换流二极管无钳位措施,在谐振电流降至0后会造成换流二极管两端承受电压约为2倍的直流母线电压,且会引起二极管未钳位端电位振荡;已有技术,见IEEE 2013 15th European Conference on PowerElectronics and Applications的New topology of three phase soft switchinginverter using a dual auxiliary circuit一文,可以实现主开关零电压开通和辅助开关零电流开关通过断开激磁电流的续流路径从而复位磁化电流。但二极管串联在大电流回路上会增加额外的损耗。上述两种方法一个耦合电感只能实现一个主开关管的零电压开通,因此需要在一个辅助电路中使用两个耦合电感,因此增加了变压器的体积、成本和漏感损耗。
发明内容
为解决现有技术的缺点和不足,提供一种相位关联ZVT磁化电流最小化的辅助谐振换流极逆变器,实现了主开关和辅助开关的零电压开通;有效提高效率和功率密度,降低成本和EMI。
为实现本发明目的而提供的一种相位关联ZVT磁化电流最小化的辅助谐振换流极逆变器,包括有第一主开关管S1、第二主开关管S2、第一换流二极管Dc1、第二换流二极管Dc2、直流电源VDC、辅助电源VAUX、负载Load、激磁电感Lm、第一分压电容Cd1、第二分压电容Cd2、谐振电感Lr、辅助换流变压器副边第一绕组T2、辅助换流变压器副边第二绕组T3、第一辅助开关管Sa1、第二辅助开关管Sa2、第三辅助开关管Sa3、第四辅助开关管Sa4、超前桥臂AC-Lead、滞后桥臂AC-Lag;所述第一主开关管S1的源极、第二主开关管S2的漏极相连于O点,这两个开关管构成主开关桥臂;第一主开关管S1的漏极、第一换流二极管Dc1的负极,与直流电源VDC正极相连;直流电源VDC的负极与第二主开关管S2的源极、第二换流二极管Dc2的正极相连;负载Load的一端与主开关桥臂中点O点相连,另一端与第一分压电容Cd1、第二分压电容Cd2的中点相连;谐振电感Lr的一端和主开关桥臂的中点O点相连,另一端和辅助换流变压器副边第一绕组T2的异名端、辅助换流变压器副边第二绕组T3的同名端相连于P点;辅助换流变压器副边第一绕组T2的同名端和第一换流二极管Dc1的正极相连;辅助换流变压器副边第二绕组T3的异名端和第二换流二极管Dc2的负极相连;第一辅助开关管Sa1的源极和第二辅助开关管Sa2的漏极相连于Q点,这两个开关管构成换流辅助电路的超前桥臂AC-Lead;第三辅助开关管Sa3的源极和第四辅助开关管Sa4的漏极相连于R点,这两个开关管构成换流辅助电路的滞后桥臂AC-Lag;第一辅助开关管Sa1的漏极、第三辅助开关管Sa3的漏极与辅助电源VAUX的正极相连,辅助电源VAUX的负极与第二辅助开关管Sa2的源极、第四辅助开关管Sa4的源极相连;辅助换流变压器原边绕组T1的同名端与换流辅助电路的超前桥臂AC-Lead的中点Q点相连,异名端与换流辅助电路的滞后桥臂AC-Lag的中点R点相连;激磁电感Lm并联于辅助换流变压器原边绕组T1两端;辅助换流变压器副边第一绕组T2和第二绕组T3的匝数相同,辅助换流变压器原边绕组Tl的匝数与第一绕组T2或第二绕组T3的匝数比为1/n。
负载电流为正时,工作模式及切换时间间隔为:
t0时刻之前,电路处于稳定状态,S2、Sa2、Sa4处于导通状态,S1、Sa1、Sa3处于关断状态;换流二极管Dc1、Dc2和开关管的反并联二极管处于关断状态;
从t0时刻开始工作。t0时刻,关断Sa4;
Sa4关断后延迟DP1,导通Sa3;
Sa3导通后延迟DP2,关断Sa2,Sa3;
关断Sa2,Sa3延迟DP3,导通Sa1,Sa4;
Sa1,Sa4导通后延迟DP4,关断S2;
S2关断后延迟DP5,导通S1;
S1导通后延迟DP6,关断Sa1;
Sa1关断后延迟DP7,导通Sa2;
S1导通后延迟Ton,关断S1;
S1关断后延迟DP8,导通S2;
负载电流为负时,工作模式及切换时间间隔为:
t0时刻之前,电路处于稳定状态,S1、Sa2、Sa4处于导通状态,S2、Sa1、Sa3处于关断状态;换流二极管Dc1、Dc2和开关管的反并联二极管处于关断状态;
从t0时刻开始工作。t0时刻,关断Sa4;
Sa4关断后延迟DN1,导通Sa3;
Sa3导通后延迟DN2,关断Sa2,Sa3;
关断Sa2,Sa3延迟DN3,导通Sa1,Sa4;
Sa1,Sa4导通后延迟DN4,关断S1;
S1关断后延迟DN5,导通S2;
S2导通后延迟DN6,关断Sa1;
Sa1关断后延迟DN7,导通Sa2;
S2导通后延迟Ton,关断S2;
S2关断后延迟DN8,导通S1;
以上各个公式中,输入量的相关参数如下:VDC为直流母线电压;VAUX为辅助电源电压;T1-A为Sa3可ZVS开通的最短时间;即负载电流为零时的情况;T5-D为S1、S2最短ZVS开通时间,即负载电流为零时的情况;换流电感流出的电流,即换流电流iLr,其峰值中超过负载电流的部分为Ir;辅助开关管Sa1-Sa4的体寄生电容与外部并联吸收电容Ca1-Ca4取值相同,之后公式中使用Ca_oss表示;主开关管S1-S2的体寄生电容与外部并联吸收电容C1-C2取值相同,之后公式中使用Cm_oss表示:Cm_oss=C1=C2,Ca_oss=Ca1=Ca2=Ca3=Ca4;V′AUX为变压器副边电压;Lr为换流电感;Lm为激磁电感;为保证Sa1-Sa4完成ZVS换流的最小电流;为换流电感开始充电时的激磁电流值,与每个开关周期中的负载电流值成正相关;为激磁电流由复位后的激磁电流值,与每个开关周期中的负载电流值成正相关;
负载电流为正时,工作模式及切换时间间隔的计算过程为:
模式2,t0-t1:t0时刻,关断Sa4,激磁电流iLm对Ca4充电Ca3放电,R点电位开始上升;
R点电位vR和电流iLm表达式为:
其中:
在t1时刻,R点电位谐振至VAUX,本模式持续时间为:
模式3,t1-t2:t1时刻,R点电位升至VAUX,辅助开关Sa3的反并联二极管Da3自然导通,Sa3达到ZVS换流条件,tA时刻,激磁电流减少至零;Sa3可在时间段T1-A之间控制导通;
本模式激磁电流为:
Sa3的零电压开通时间为:
Sa4关断到Sa3导通时间间隔DP1为:
Sa3导通到Sa2关断时间间隔DP2为:
模式4,t2-t3:t2时刻,关断Sa2,Sa3;R点电位下降,Q点电位上升变化分为两步;第一步,R点电位降至VAUX/2,即Q点电位升至VAUX/2前,激磁电感Lm与辅助电容Ca1--Ca4发生谐振;R点和Q点电位近似线性下降和上升;第二步:R点电位由VAUX/2降至0,即Q点电位由VAUX/2升至VAUX前,换流电感Lr通过变压器和激磁电感Lm并联后与辅助电容Ca1--Ca4发生谐振;换流电流iLr从零开始增加;激磁电流iLm向正方向变化;
其中:
在tB时刻,Q、R点电位谐振至VAUX/2,本模式持续时间为:
其中:
在t3时刻,Q点电位谐振至VAUX,即R点电位谐振至零,本模式持续时间为:
模式5,t3-t4:t3时刻,R点电位降至0,Q点电位升至VAUX,激磁电流为辅助开关Sa1的反并联二极管Da1,辅助开关Sa4的反并联二极管Da4自然导通;Sa1,Sa4达到ZVS换流条件;激磁电感两端电压与电流方向反向,激磁电流大小线性减少;换流电流线性增加;tC时刻,原边绕组电流减少至零,Sa4可在时间段t3-tC之间控制导通为ZVS导通;
本模式原边绕组电流为:
第一、四辅助开关管Sa1、Sa4的零电压开通时间为:
Sa2,Sa3关断到Sa1,Sa4导通时间间隔DP3为:
t3-t4的换流电流为:
其中:V′AUX为变压器副边电压;
t4时刻,换流电流iLr的值增至最大值:
iLr(t4)=Ir+iLoad (48)
其中:Ir为换流电流iLr中超过负载电流的部分
t3-t4时段T3-4的持续时间为:
Sa1,Sa4导通到S2关断时间间隔DP4为:
模式6,t4-t5:t4时刻,主开关S2关断,换流电流iLr中超过负载电流的部分Ir对电容C1放电C2充电,O点的电位开始谐振上升;
O点电位vO和换流电流iLr表达式为:
其中:
t5时刻,O点电位上升至VDC;本模式持续时间为:
其中:
模式7,t5-t6:t5时刻,O点电位升至VDC,主开关S1的反并联二极管D1自然导通,S1符合ZVS换流条件;换流电流iLr线性下降,tD时刻,换流电流iLr降至负载电流iLoad;主开关管S1可在时间段t5-tD之间控制导通实现ZVS导通;
主开关ZVS开通模式持续时间,t5时刻到tD时刻的时间段T5-D为:
S2关断到S1导通时间间隔DP5为:
本模式持续时间为:
S1导通到Sa1关断时间间隔DP6为:
模式8,t6-t8:在t6时刻,换流电流iLr降至0A,关断Sa1,激磁电流iLm增至激磁电流iLm对Ca1充电Ca2放电,Q点电位开始近似线性下降;t7时刻,Q点电位降到0,辅助开关Sa2的反并联二极管Da2自然导通;
t7-t8由PWM控制需要确定,Sa2可在T7-8之间控制导通;
t6-t7持续时间为:
Sa1关断到Sa2导通时间间隔DP7为:
DP7=T6-7 (61)
模式9,t8-t9:t8时刻,关断S1,负载电流iLoad对C1充电,C2放电,O点电位线性下降;t9时刻,O点电位降至0,主开关S2的反并联二极管D2自然导通;在下一个开关周期之前控制导通S2;
t8-t9持续时间为:
S1关断到S2导通时间间隔DP8为:
DP8=T8-9 (63)
负载电流为负时,工作模式及切换时间间隔的计算过程为:
模式2,t0-t1:t0时刻,关断Sa4,,激磁电流iLm对Ca4充电Ca3放电,R点电位开始上升;
其中:
在t1时刻,R点电位谐振至VAUX,本模式持续时间为:
模式3,t1-t2:t1时刻,R点电位升至VAUX,辅助开关Sa3的反并联二极管Da3自然导通,Sa3达到ZVS换流条件,tA时刻,激磁电流减少至零;Sa3可在时间段T1A之间控制导通;
本模式激磁电流为:
Sa3的零电压开通时间为:
Sa4关断到Sa3导通时间间隔DN1为:
Sa3导通到Sa2关断时间间隔DN2为:
模式4,t2-t3:t2时刻,关断Sa2,Sa3;R点电位下降,Q点电位上升变化分为两步;第一步:R点电位降至VAUX/2,即Q点电位升至VAUX/2前,激磁电感Lm与辅助电容Ca1--Ca4发生谐振;R点和Q点电位近似线性下降和上升;第二步:R点电位由VAUX/2降至0,即Q点电位由VAUX/2升至VAUX前,换流电感Lr通过变压器和激磁电感Lm并联后与辅助电容Ca1--Ca4发生谐振;换流电流iLr从零开始增加;激磁电流iLm向正方向变化;
其中:
在tB时刻,Q,R点电位谐振至VAUX/2,本模式持续时间为:
其中:
在t3时刻,Q点电位谐振至VAUX,即R点电位谐振至零,本模式持续时间为:
模式5,t3-t4:t3时刻,R点电位降至0,Q点电位升至VAUX,激磁电流为辅助开关Sa1的反并联二极管Da1,辅助开关Sa4的反并联二极管Da4自然导通;Sa1,Sa4达到ZVS换流条件,激磁电感两端电压与电流方向反向,激磁电流大小线性减少;换流电流线性增加;tC时刻,原边绕组电流减少至零,Sa4可在时间段t3-tC之间控制导通为ZVS导通;
本模式原边绕组电流为:
第一、四辅助开关管Sa1、Sa4的零电压开通时间为:
Sa2,Sa3关断到Sa1,Sa4导通时间间隔DN3为:
t3-t4的换流电流为:
其中:V′AUX为变压器副边电压;
t4时刻,换流电流iLr的值增至最大值:
iLr(t4)=Ir+iLoad (89)
其中:Ir为换流电流iLr中超过负载电流的部分
t3-t4时段T3-4的持续时间为:
Sa1,Sa4导通到S1关断时间间隔DN4为:
模式6,t4-t5:t4时刻,主开关S1关断,换流电流iLr中超过负载电流的部分Ir对电容C1充电C2放电,O点的电位开始谐振下降;
O点电位vO和换流电流iLr表达式为:
其中:
t5时刻,O点电位下降至0;本模式持续时间为:
其中:
模式7,t5-t6:t5时刻,O点电位降至0,主开关S2的反并联二极管D2自然导通,S2符合ZVS换流条件;换流电流iLr线性下降,tD时刻,换流电流iLr降至负载电流iLoad;主开关管S2可在时间段t5-tD之间控制导通实现ZVS导通;
主开关ZVS开通模式持续时间,t5时刻到tD时刻的时间段T5-D为:
S1关断到S2导通时间间隔DN5为:
本模式持续时间为:
S2导通到Sa1关断时间间隔DN6为:
模式8,t6-t8:在t6时刻,换流电流iLr降至0A,关断Sa1,激磁电流iLm增至激磁电流iLm对Ca1充电Ca2放电,Q点电位开始近似线性下降;t7时刻,Q点电位降到0,辅助开关Sa2的反并联二极管Da2自然导通;
t7-t8由PWM控制需要确定,Sa2可在T7-8之间控制导通;
t6-t7持续时间为:
Sa1关断到Sa2导通时间间隔DN7为:
DN7=T6-7 (102)
模式9,t8-t9:t8时刻,关断S2,负载电流iLoad对C1放电,C2充电,O点电位线性上升;t9时刻,O点电位升至VDC,主开关S1的反并联二极管D1自然导通;在下一个开关周期之前控制导通S1;
t8-t9持续时间为:
S2关断到S1导通时间间隔DN8为:
DN8=T8-9 (104)
当V′AUX小于VDC/2时,在换流电流大于负载电流一定值的条件下关断S2保证开关管可靠完成换流;且主开关的关断损耗与关断时刻的沟道电流的平方成正比,因此S2的关断电流在满足式(105)时,主开关的关断损耗可近似忽略(关断损耗小于1/10):
其中ILoad_rms为负载电流有效值;
在实际的电路运行过程中,负载电流检测存在误差,导致Ir的误差,影响换流时间T4-5和ZVS开通时间T5-D,式(54)和(56)求和之后对Ir求导,当Ir满足公式(105)的时主开关的死区时间可以为一固定值;
β的取值范围为:
为保证滞后臂能可靠换流且Sa3有足够的ZVS开通时间,得:
当负载电流为0时,为保证磁化电流在换流电感Lr线性放电阶段后(t=t6)与谐振电感Lr线性充电阶段前(t=t3)大小相等,方向相反(忽略原边滞后臂谐振换流阶段磁化电流的变化):
其中T36_min为iLoad=0时的t3-t6的时间间隔;
本发明的有益效果是:
与现有技术相比,本发明包括主电路和辅助电路;移相全桥网络经隔离变压器为辅助谐振极电感充能,实现主开关的ZVS;激磁电感中的储能实现辅助开关的ZVS。换流充能相位与复位相位锁定反相关联,实现磁化电流双向复位并减少了磁芯体积。改进的时序调制有效减少了磁化电流的续流损耗和辅助开关的关断损耗。本发明的电路利用相位关联法保持了已有技术,实现了主开关管的零电压开通的优点,减少了主开关的开关损耗,此外辅助回路中的辅助开关也通过激磁电感中的储能实现了零电压开通且其耐压值远小于主开关;并在每个开关周期都可靠地实现了磁化电流复位,有效的减小了变压器的体积;变压器副边绕组耦合解决了辅助换流二极管Dc1和Dc2的过压问题。
附图说明
以下结合附图对本发明的具体实施方式作进一步的详细说明,其中:
图1是已有技术的辅助回路使用两个变压器的软开关逆变器电路;
图2是已有技术的辅助回路使用两个变压器的软开关逆变器电路;
图3是本发明的相位关联磁化电流双向复位的辅助谐振换流极逆变器电路;
图4为本发明电路在输出电流为正时,一个PWM开关周期内各模式电路状态图;
图5为本发明电路在输出电流为负时,一个PWM开关周期内各模式电路状态图;
图6是本发明中,一个PWM开关周期内模式1等效电路图;
图7是本发明中,一个PWM开关周期内模式4第一步等效电路图;
图8是本发明中,一个PWM开关周期内模式4第二步等效电路图;
图9是本发明中,一个PWM开关周期内模式5等效电路图;
图10是本发明中,一个PWM开关周期内模式6等效电路图;
图11为本发明电路在输出电流为正时,一个PWM开关周期内各个开关管的驱动脉冲信号和主要结点电压和支路电流的波形图;
图12本发明电路在输出电流为负时,一个PWM开关周期内各个开关管的驱动脉冲信号和主要结点电压和电流的波形图。
具体实施方式
如图1-图12所示,本发明提供的一种相位关联ZVT磁化电流最小化的辅助谐振换流极逆变器,包括有第一主开关管S1、第二主开关管S2、第一换流二极管Dc1、第二换流二极管Dc2、直流电源VDC、辅助电源VAUX、负载Load、激磁电感Lm、第一分压电容Cd1、第二分压电容Cd2、谐振电感Lr、辅助换流变压器副边第一绕组T2、辅助换流变压器副边第二绕组T3、第一辅助开关管Sa1、第二辅助开关管Sa2、第三辅助开关管Sa3、第四辅助开关管Sa4、超前桥臂AC-Lead、滞后桥臂AC-Lag;所述第一主开关管S1的源极、第二主开关管S2的漏极相连于O点,这两个开关管构成主开关桥臂;第一主开关管S1的漏极、第一换流二极管Dc1的负极,与直流电源VDC正极相连;直流电源VDC的负极与第二主开关管S2的源极、第二换流二极管Dc2的正极相连;负载Load的一端与主开关桥臂中点O点相连,另一端与第一分压电容Cd1、第二分压电容Cd2的中点相连;谐振电感Lr的一端和主开关桥臂的中点O点相连,另一端和辅助换流变压器副边第一绕组T2的异名端、辅助换流变压器副边第二绕组T3的同名端相连于P点;辅助换流变压器副边第一绕组T2的同名端和第一换流二极管Dc1的正极相连;辅助换流变压器副边第二绕组T3的异名端和第二换流二极管Dc2的负极相连;第一辅助开关管Sa1的源极和第二辅助开关管Sa2的漏极相连于Q点,这两个开关管构成换流辅助电路的超前桥臂AC-Lead;第三辅助开关管Sa3的源极和第四辅助开关管Sa4的漏极相连于R点,这两个开关管构成换流辅助电路的滞后桥臂AC-Lag;第一辅助开关管Sa1的漏极、第三辅助开关管Sa3的漏极与辅助电源VAUX的正极相连,辅助电源VAUX的负极与第二辅助开关管Sa2的源极、第四辅助开关管Sa4的源极相连;辅助换流变压器原边绕组T1的同名端与换流辅助电路的超前桥臂AC-Lead的中点Q点相连,异名端与换流辅助电路的滞后桥臂AC-Lag的中点R点相连;激磁电感Lm并联于辅助换流变压器原边绕组T1两端;辅助换流变压器副边第一绕组T2和第二绕组T3的匝数相同,辅助换流变压器原边绕组Tl的匝数与第一绕组T2或第二绕组T3的匝数比为1/n。
负载电流为正时,工作模式及切换时间间隔为:
t0时刻之前,电路处于稳定状态,S2、Sa2、Sa4处于导通状态,S1、Sa1、Sa3处于关断状态;换流二极管Dc1、Dc2和开关管的反并联二极管处于关断状态;
从t0时刻开始工作。t0时刻,关断Sa4;
Sa4关断后延迟DP1,导通Sa3;
Sa3导通后延迟DP2,关断Sa2,Sa3;
关断Sa2,Sa3延迟DP3,导通Sa1,Sa4;
Sa1,Sa4导通后延迟DP4,关断S2;
S2关断后延迟DP5,导通S1;
S1导通后延迟DP6,关断Sa1;
Sa1关断后延迟DP7,导通Sa2;
S1导通后延迟Ton,关断S1;
S1关断后延迟DP8,导通S2;
负载电流为负时,工作模式及切换时间间隔为:
t0时刻之前,电路处于稳定状态,S1、Sa2、Sa4处于导通状态,S2、Sa1、Sa3处于关断状态;换流二极管Dc1、Dc2和开关管的反并联二极管处于关断状态;
从t0时刻开始工作。t0时刻,关断Sa4;
Sa4关断后延迟DN1,导通Sa3;
Sa3导通后延迟DN2,关断Sa2,Sa3;
关断Sa2,Sa3延迟DN3,导通Sa1,Sa4;
Sa1,Sa4导通后延迟DN4,关断S1;
S1关断后延迟DN5,导通S2;
S2导通后延迟DN6,关断Sa1;
Sa1关断后延迟DN7,导通Sa2;
S2导通后延迟Ton,关断S2;
S2关断后延迟DN8,导通S1;
以上各个公式中,输入量的相关参数如下:VDC为直流母线电压;VAUX为辅助电源电压;T1-A为Sa3可ZVS开通的最短时间;即负载电流为零时的情况;T5-D为S1、S2最短ZVS开通时间,即负载电流为零时的情况;换流电感流出的电流,即换流电流iLr,其峰值中超过负载电流的部分为Ir;辅助开关管Sa1-Sa4的体寄生电容与外部并联吸收电容Ca1-Ca4取值相同,之后公式中使用Ca_oss表示;主开关管S1-S2的体寄生电容与外部并联吸收电容C1-C2取值相同,之后公式中使用Cm_oss表示:Cm_oss=C1=C2,Ca_oss=Ca1=Ca2=Ca3=Ca4;V′AUX为变压器副边电压;Lr为换流电感;Lm为激磁电感;为保证Sa1-Sa4完成ZVS换流的最小电流;为换流电感开始充电时的激磁电流值,与每个开关周期中的负载电流值成正相关;为激磁电流由复位后的激磁电流值,与每个开关周期中的负载电流值成正相关;
负载电流为正时,工作模式及切换时间间隔的计算过程为:
模式2,t0-t1:t0时刻,关断Sa4,激磁电流iLm对Ca4充电Ca3放电,R点电位开始上升;
R点电位vR和电流iLm表达式为:
其中:
在t1时刻,R点电位谐振至VAUX,本模式持续时间为:
模式3,t1-t2:t1时刻,R点电位升至VAUX,辅助开关Sa3的反并联二极管Da3自然导通,Sa3达到ZVS换流条件,tA时刻,激磁电流减少至零;Sa3可在时间段T1-A之间控制导通;
本模式激磁电流为:
Sa3的零电压开通时间为:
Sa4关断到Sa3导通时间间隔DP1为:
Sa3导通到Sa2关断时间间隔DP2为:
模式4,t2-t3:t2时刻,关断Sa2,Sa3;R点电位下降,Q点电位上升变化分为两步;第一步,R点电位降至VAUX/2,即Q点电位升至VAUX/2前,激磁电感Lm与辅助电容Ca1--Ca4发生谐振;R点和Q点电位近似线性下降和上升;第二步:R点电位由VAUX/2降至0,即Q点电位由VAUX/2升至VAUX前,换流电感Lr通过变压器和激磁电感Lm并联后与辅助电容Ca1--Ca4发生谐振;换流电流iLr从零开始增加;激磁电流iLm向正方向变化;
其中:
在tB时刻,Q、R点电位谐振至VAUX/2,本模式持续时间为:
其中:
在t3时刻,Q点电位谐振至VAUX,即R点电位谐振至零,本模式持续时间为:
模式5,t3-t4:t3时刻,R点电位降至0,Q点电位升至VAUX,激磁电流为辅助开关Sa1的反并联二极管Da1,辅助开关Sa4的反并联二极管Da4自然导通;Sa1,Sa4达到ZVS换流条件;激磁电感两端电压与电流方向反向,激磁电流大小线性减少;换流电流线性增加;tC时刻,原边绕组电流减少至零,Sa4可在时间段t3-tC之间控制导通为ZVS导通;
本模式原边绕组电流为:
第一、四辅助开关管Sa1、Sa4的零电压开通时间为:
Sa2,Sa3关断到Sa1,Sa4导通时间间隔DP3为:
t3-t4的换流电流为:
其中:V′AUX为变压器副边电压;
t4时刻,换流电流iLr的值增至最大值:
iLr(t4)=Ir+iLoad (162)
其中:Ir为换流电流iLr中超过负载电流的部分
t3-t4时段T3-4的持续时间为:
Sa1,Sa4导通到S2关断时间间隔DP4为:
模式6,t4-t5:t4时刻,主开关S2关断,换流电流iLr中超过负载电流的部分Ir对电容C1放电C2充电,O点的电位开始谐振上升;
O点电位vO和换流电流iLr表达式为:
其中:
t5时刻,O点电位上升至VDC;本模式持续时间为:
其中:
模式7,t5-t6:t5时刻,O点电位升至VDC,主开关S1的反并联二极管D1自然导通,S1符合ZVS换流条件;换流电流iLr线性下降,tD时刻,换流电流iLr降至负载电流iLoad;主开关管S1可在时间段t5-tD之间控制导通实现ZVS导通;
主开关ZVS开通模式持续时间,t5时刻到tD时刻的时间段T5-D为:
S2关断到S1导通时间间隔DP5为:
本模式持续时间为:
S1导通到Sa1关断时间间隔DP6为:
模式8,t6-t8:在t6时刻,换流电流iLr降至0A,关断Sa1,激磁电流iLm增至激磁电流iLm对Ca1充电Ca2放电,Q点电位开始近似线性下降;t7时刻,Q点电位降到0,辅助开关Sa2的反并联二极管Da2自然导通;
t7-t8由PWM控制需要确定,Sa2可在T7-8之间控制导通;
t6-t7持续时间为:
Sa1关断到Sa2导通时间间隔DP7为:
DP7=T6-7 (175)
模式9,t8-t9:t8时刻,关断S1,负载电流iLoad对C1充电,C2放电,O点电位线性下降;t9时刻,O点电位降至0,主开关S2的反并联二极管D2自然导通;在下一个开关周期之前控制导通S2;
t8-t9持续时间为:
S1关断到S2导通时间间隔DP8为:
DP8=T8-9 (177)
负载电流为负时,工作模式及切换时间间隔的计算过程为:
模式2,t0-t1:t0时刻,关断Sa4,,激磁电流iLm对Ca4充电Ca3放电,R点电位开始上升;
其中:
在t1时刻,R点电位谐振至VAUX,本模式持续时间为:
模式3,t1-t2:t1时刻,R点电位升至VAUX,辅助开关Sa3的反并联二极管Da3自然导通,Sa3达到ZVS换流条件,tA时刻,激磁电流减少至零;Sa3可在时间段T1A之间控制导通;
本模式激磁电流为:
Sa3的零电压开通时间为:
Sa4关断到Sa3导通时间间隔DN1为:
Sa3导通到Sa2关断时间间隔DN2为:
模式4,t2-t3:t2时刻,关断Sa2,Sa3;R点电位下降,Q点电位上升变化分为两步;第一步:R点电位降至VAUX/2,即Q点电位升至VAUX/2前,激磁电感Lm与辅助电容Ca1--Ca4发生谐振;R点和Q点电位近似线性下降和上升;第二步:R点电位由VAUX/2降至0,即Q点电位由VAUX/2升至VAUX前,换流电感Lr通过变压器和激磁电感Lm并联后与辅助电容Ca1--Ca4发生谐振;换流电流iLr从零开始增加;激磁电流iLm向正方向变化;
其中:
在tB时刻,Q,R点电位谐振至VAUX/2,本模式持续时间为:
其中:
在t3时刻,Q点电位谐振至VAUX,即R点电位谐振至零,本模式持续时间为:
模式5,t3-t4:t3时刻,R点电位降至0,Q点电位升至VAUX,激磁电流为辅助开关Sa1的反并联二极管Da1,辅助开关Sa4的反并联二极管Da4自然导通;Sa1,Sa4达到ZVS换流条件,激磁电感两端电压与电流方向反向,激磁电流大小线性减少;换流电流线性增加;tC时刻,原边绕组电流减少至零,Sa4可在时间段t3-tC之间控制导通为ZVS导通;
本模式原边绕组电流为:
第一、四辅助开关管Sa1、Sa4的零电压开通时间为:
Sa2,Sa3关断到Sa1,Sa4导通时间间隔DN3为:
t3-t4的换流电流为:
其中:V′AUX为变压器副边电压;
t4时刻,换流电流iLr的值增至最大值:
iLr(t4)=Ir+iLoad (203)
其中:Ir为换流电流iLr中超过负载电流的部分
t3-t4时段T3-4的持续时间为:
Sa1,Sa4导通到S1关断时间间隔DN4为:
模式6,t4-t5:t4时刻,主开关S1关断,换流电流iLr中超过负载电流的部分Ir对电容C1充电C2放电,O点的电位开始谐振下降;
O点电位vO和换流电流iLr表达式为:
其中:
t5时刻,O点电位下降至0;本模式持续时间为:
其中:
模式7,t5-t6:t5时刻,O点电位降至0,主开关S2的反并联二极管D2自然导通,S2符合ZVS换流条件;换流电流iLr线性下降,tD时刻,换流电流iLr降至负载电流iLoad;主开关管S2可在时间段t5-tD之间控制导通实现ZVS导通;
主开关ZVS开通模式持续时间,t5时刻到tD时刻的时间段T5-D为:
S1关断到S2导通时间间隔DN5为:
本模式持续时间为:
S2导通到Sa1关断时间间隔DN6为:
模式8,t6-t8:在t6时刻,换流电流iLr降至0A,关断Sa1,激磁电流iLm增至激磁电流iLm对Ca1充电Ca2放电,Q点电位开始近似线性下降;t7时刻,Q点电位降到0,辅助开关Sa2的反并联二极管Da2自然导通;
t7-t8由PWM控制需要确定,Sa2可在T7-8之间控制导通;
t6-t7持续时间为:
Sa1关断到Sa2导通时间间隔DN7为:
DN7=T6-7 (216)
模式9,t8-t9:t8时刻,关断S2,负载电流iLoad对C1放电,C2充电,O点电位线性上升;t9时刻,O点电位升至VDC,主开关S1的反并联二极管D1自然导通;在下一个开关周期之前控制导通S1;
t8-t9持续时间为:
S2关断到S1导通时间间隔DN8为:
DN8=T8-9 (218)
当V′AUX小于VDC/2时,在换流电流大于负载电流一定值的条件下关断S2保证开关管可靠完成换流;且主开关的关断损耗与关断时刻的沟道电流的平方成正比,因此S2的关断电流在满足式(105)时,主开关的关断损耗可近似忽略(关断损耗小于1/10):
其中ILoad_rms为负载电流有效值;
在实际的电路运行过程中,负载电流检测存在误差,导致Ir的误差,影响换流时间T4-5和ZVS开通时间T5-D,式(54)和(56)求和之后对Ir求导,当Ir满足公式(105)的时主开关的死区时间可以为一固定值;
β的取值范围为:
为保证滞后臂能可靠换流且Sa3有足够的ZVS开通时间,得:
当负载电流为0时,为保证磁化电流在换流电感Lr线性放电阶段后(t=t6)与谐振电感Lr线性充电阶段前(t=t3)大小相等,方向相反(忽略原边滞后臂谐振换流阶段磁化电流的变化):
其中T36_min为iLoad=0时的t3-t6的时间间隔;
以下分别对电流由O点流出,和电流流入O点,通过负载Load两种情况进行分析。由于负载电感足够大,所以认为在一个PWM开关周期内负载电流恒定不变。
输入参数如表1所示:
表1输入参数
根据输入参数的约束计算出的电感和变压器具体值如表2
换流电感(L<sub>r</sub>) | 4.21uH |
激磁电感(L<sub>m</sub>) | 4.04uH |
变压器副边电压(V′<sub>AUX</sub>) | 60V |
表2
DP1=DN1=141.323×10-9 (229)
DP5=DN5=35.5×10-9 (233)
DP6=DN6=5×10-9+1.238×10-8iLoad (234)
DP7=DN7=89.392×10-9 (235)
以上实施例不局限于该实施例自身的技术方案,实施例之间可以相互结合成新的实施例。以上实施例仅用以说明本发明的技术方案而并非对其进行限制,凡未脱离本发明精神和范围的任何修改或者等同替换,其均应涵盖在本发明技术方案的范围内。
Claims (1)
1.一种相位关联ZVT磁化电流最小化的辅助谐振换流极逆变器,其特征在于:包括有第一主开关管S1、第二主开关管S2、第一换流二极管Dc1、第二换流二极管Dc2、直流电源VDC、辅助电源VAUX、负载Load、激磁电感Lm、第一分压电容Cd1、第二分压电容Cd2、谐振电感Lr、辅助换流变压器副边第一绕组T2、辅助换流变压器副边第二绕组T3、第一辅助开关管Sa1、第二辅助开关管Sa2、第三辅助开关管Sa3、第四辅助开关管Sa4、超前桥臂AC-Lead、滞后桥臂AC-Lag;所述第一主开关管S1的源极、第二主开关管S2的漏极相连于O点,这两个开关管构成主开关桥臂;第一主开关管S1的漏极、第一换流二极管Dc1的负极,与直流电源VDC正极相连;直流电源VDC的负极与第二主开关管S2的源极、第二换流二极管Dc2的正极相连;负载Load的一端与主开关桥臂中点O点相连,另一端与第一分压电容Cd1、第二分压电容Cd2的中点相连;谐振电感Lr的一端和主开关桥臂的中点O点相连,另一端和辅助换流变压器副边第一绕组T2的异名端、辅助换流变压器副边第二绕组T3的同名端相连于P点;辅助换流变压器副边第一绕组T2的同名端和第一换流二极管Dc1的正极相连;辅助换流变压器副边第二绕组T3的异名端和第二换流二极管Dc2的负极相连;第一辅助开关管Sa1的源极和第二辅助开关管Sa2的漏极相连于Q点,这两个开关管构成换流辅助电路的超前桥臂AC-Lead;第三辅助开关管Sa3的源极和第四辅助开关管Sa4的漏极相连于R点,这两个开关管构成换流辅助电路的滞后桥臂AC-Lag;第一辅助开关管Sa1的漏极、第三辅助开关管Sa3的漏极与辅助电源VAUX的正极相连,辅助电源VAUX的负极与第二辅助开关管Sa2的源极、第四辅助开关管Sa4的源极相连;辅助换流变压器原边绕组T1的同名端与换流辅助电路的超前桥臂AC-Lead的中点Q点相连,异名端与换流辅助电路的滞后桥臂AC-Lag的中点R点相连;激磁电感Lm并联于辅助换流变压器原边绕组T1两端;辅助换流变压器副边第一绕组T2和第二绕组T3的匝数相同,辅助换流变压器原边绕组Tl的匝数与第一绕组T2或第二绕组T3的匝数比为1/n,
负载电流为正时,工作模式及切换时间间隔为:
t0时刻之前,电路处于稳定状态,S2、Sa2、Sa4处于导通状态,S1、Sa1、Sa3处于关断状态;换流二极管Dc1、Dc2和开关管的反并联二极管处于关断状态;
从t0时刻开始工作,t0时刻,关断Sa4;
Sa4关断后延迟DP1,导通Sa3;
Sa3导通后延迟DP2,关断Sa2,Sa3;
关断Sa2,Sa3延迟DP3,导通Sa1,Sa4;
Sa1,Sa4导通后延迟DP4,关断S2;
S2关断后延迟DP5,导通S1;
S1导通后延迟DP6,关断Sa1;
Sa1关断后延迟DP7,导通Sa2;
S1导通后延迟Ton,关断S1;
S1关断后延迟DP8,导通S2;
负载电流为负时,工作模式及切换时间间隔为:
t0时刻之前,电路处于稳定状态,S1、Sa2、Sa4处于导通状态,S2、Sa1、Sa3处于关断状态;换流二极管Dc1、Dc2和开关管的反并联二极管处于关断状态;
从t0时刻开始工作,t0时刻,关断Sa4;
Sa4关断后延迟DN1,导通Sa3;
Sa3导通后延迟DN2,关断Sa2,Sa3;
关断Sa2,Sa3延迟DN3,导通Sa1,Sa4;
Sa1,Sa4导通后延迟DN4,关断S1;
S1关断后延迟DN5,导通S2;
S2导通后延迟DN6,关断Sa1;
Sa1关断后延迟DN7,导通Sa2;
S2导通后延迟Ton,关断S2;
S2关断后延迟DN8,导通S1;
以上各个公式中,输入量的相关参数如下:VDC为直流母线电压;VAUX为辅助电源电压;T1-A为Sa3可ZVS开通的最短时间;即负载电流为零时的情况;T5-D为S1、S2最短ZVS开通时间,即负载电流为零时的情况;换流电感流出的电流,即换流电流iLr,其峰值中超过负载电流的部分为Ir;辅助开关管Sa1-Sa4的体寄生电容与外部并联吸收电容Ca1-Ca4取值相同,之后公式中使用Ca_oss表示;主开关管S1-S2的体寄生电容与外部并联吸收电容C1-C2取值相同,之后公式中使用Cm_oss表示:Cm_oss=C1=C2,Ca_oss=Ca1=Ca2=Ca3=Ca4;VA'UX为变压器副边电压;Lr为换流电感;Lm为激磁电感;为保证Sa1-Sa4完成ZVS换流的最小电流;为换流电感开始充电时的激磁电流值,与每个开关周期中的负载电流值成正相关;为激磁电流由复位后的激磁电流值,与每个开关周期中的负载电流值成正相关;
负载电流为正时,工作模式及切换时间间隔的计算过程为:
模式2,t0-t1:t0时刻,关断Sa4,激磁电流iLm对Ca4充电Ca3放电,R点电位开始上升;
R点电位vR和电流iLm表达式为:
其中:
在t1时刻,R点电位谐振至VAUX,本模式持续时间为:
模式3,t1-t2:t1时刻,R点电位升至VAUX,辅助开关Sa3的反并联二极管Da3自然导通,Sa3达到ZVS换流条件,tA时刻,激磁电流减少至零;Sa3可在时间段T1-A之间控制导通;
本模式激磁电流为:
Sa3的零电压开通时间为:
Sa4关断到Sa3导通时间间隔DP1为:
Sa3导通到Sa2关断时间间隔DP2为:
模式4,t2-t3:t2时刻,关断Sa2,Sa3;R点电位下降,Q点电位上升变化分为两步;第一步,R点电位降至VAUX/2,即Q点电位升至VAUX/2前,激磁电感Lm与辅助电容Ca1--Ca4发生谐振;R点和Q点电位近似线性下降和上升;第二步:R点电位由VAUX/2降至0,即Q点电位由VAUX/2升至VAUX前,换流电感Lr通过变压器和激磁电感Lm并联后与辅助电容Ca1--Ca4发生谐振;换流电流从零开始增加;激磁电流iLm向正方向变化;
其中:
在tB时刻,Q、R点电位谐振至VAUX/2,本模式持续时间为:
其中:
在t3时刻,Q点电位谐振至VAUX,即R点电位谐振至零,本模式持续时间为:
模式5,t3-t4:t3时刻,R点电位降至0,Q点电位升至VAUX,激磁电流为辅助开关Sa1的反并联二极管Da1,辅助开关Sa4的反并联二极管Da4自然导通;Sa1,Sa4达到ZVS换流条件;激磁电感两端电压与电流方向反向,激磁电流大小线性减少;换流电流线性增加;tC时刻,原边绕组电流减少至零,Sa4可在时间段t3-tC之间控制导通为ZVS导通;
本模式原边绕组电流为:
第一、四辅助开关管Sa1、Sa4的零电压开通时间为:
Sa2,Sa3关断到Sa1,Sa4导通时间间隔DP3为:
t3-t4的换流电流为:
其中:V′AUX为变压器副边电压;
t4时刻,换流电流iLr的值增至最大值:
iLr(t4)=Ir+iLoad (48)
其中:Ir为换流电流iLr中超过负载电流的部分
t3-t4的持续时间T3-4为:
Sa1,Sa4导通到S2关断时间间隔DP4为:
模式6,t4-t5:t4时刻,主开关S2关断,换流电流iLr中超过负载电流的部分Ir对电容C1放电C2充电,O点的电位开始谐振上升;
O点电位vO和换流电流iLr表达式为:
其中:
t5时刻,O点电位上升至VDC;本模式持续时间为:
其中:
模式7,t5-t6:t5时刻,O点电位升至VDC,主开关S1的反并联二极管D1自然导通,S1符合ZVS换流条件;换流电流iLr线性下降,tD时刻,换流电流iLr降至负载电流iLoad;主开关管S1可在时间段t5-tD之间控制导通实现ZVS导通;
主开关ZVS开通模式持续时间,t5时刻到tD时刻的时间段T5-D为:
S2关断到S1导通时间间隔DP5为:
本模式持续时间为:
S1导通到Sa1关断时间间隔DP6为:
模式8,t6-t8:在t6时刻,换流电流iLr降至0A,关断Sa1,激磁电流iLm增至激磁电流iLm对Ca1充电Ca2放电,Q点电位开始近似线性下降;t7时刻,Q点电位降到0,辅助开关Sa2的反并联二极管Da2自然导通;
t7-t8由PWM控制需要确定,Sa2可在T7-8之间控制导通;
t6-t7持续时间为:
Sa1关断到Sa2导通时间间隔DP7为:
DP7=T6-7 (61)
模式9,t8-t9:t8时刻,关断S1,负载电流iLoad对C1充电,C2放电,O点电位线性下降;t9时刻,O点电位降至0,主开关S2的反并联二极管D2自然导通;在下一个开关周期之前控制导通S2;
t8-t9持续时间为:
S1关断到S2导通时间间隔DP8为:
DP8=T8-9 (63)
负载电流为负时,工作模式及切换时间间隔的计算过程为:
模式2,t0-t1:t0时刻,关断Sa4,激磁电流iLm对Ca4充电Ca3放电,R点电位开始上升;
其中:
在t1时刻,R点电位谐振至VAUX,本模式持续时间为:
模式3,t1-t2:t1时刻,R点电位升至VAUX,辅助开关Sa3的反并联二极管Da3自然导通,Sa3达到ZVS换流条件,tA时刻,激磁电流减少至零;Sa3可在时间段T1A之间控制导通;
本模式激磁电流为:
Sa3的零电压开通时间为:
Sa4关断到Sa3导通时间间隔DN1为:
Sa3导通到Sa2关断时间间隔DN2为:
模式4,t2-t3:t2时刻,关断Sa2,Sa3;R点电位下降,Q点电位上升变化分为两步;第一步:R点电位降至VAUX/2,即Q点电位升至VAUX/2前,激磁电感Lm与辅助电容Ca1--Ca4发生谐振;R点和Q点电位近似线性下降和上升;第二步:R点电位由VAUX/2降至0,即Q点电位由VAUX/2升至VAUX前,换流电感Lr通过变压器和激磁电感Lm并联后与辅助电容Ca1--Ca4发生谐振;换流电流iLr从零开始增加;激磁电流iLm向正方向变化;
其中:
在tB时刻,Q,R点电位谐振至VAUX/2,本模式持续时间为:
其中:
在t3时刻,Q点电位谐振至VAUX,即R点电位谐振至零,本模式持续时间为:
模式5,t3-t4:t3时刻,R点电位降至0,Q点电位升至VAUX,激磁电流为辅助开关Sa1的反并联二极管Da1,辅助开关Sa4的反并联二极管Da4自然导通;Sa1,Sa4达到ZVS换流条件,激磁电感两端电压与电流方向反向,激磁电流大小线性减少;换流电流线性增加;tC时刻,原边绕组电流减少至零,Sa4可在时间段t3-tC之间控制导通为ZVS导通;
本模式原边绕组电流为:
第一、四辅助开关管Sa1、Sa4的零电压开通时间为:
Sa2,Sa3关断到Sa1,Sa4导通时间间隔DN3为:
t3-t4的换流电流为:
其中:V′AUX为变压器副边电压;
t4时刻,换流电流iLr的值增至最大值:
iLr(t4)=Ir+iLoad (89)
其中:Ir为换流电流iLr中超过负载电流的部分
t3-t4时段持续时间T3-4为:
Sa1,Sa4导通到S1关断时间间隔DN4为:
模式6,t4-t5:t4时刻,主开关S1关断,换流电流iLr中超过负载电流的部分Ir对电容C1充电C2放电,O点的电位开始谐振下降;
O点电位vO和换流电流iLr表达式为:
其中:
t5时刻,O点电位下降至0;本模式持续时间为:
其中:
模式7,t5-t6:t5时刻,O点电位降至0,主开关S2的反并联二极管D2自然导通,S2符合ZVS换流条件;换流电流iLr线性下降,tD时刻,换流电流iLr降至负载电流iLoad;主开关管S2可在时间段t5-tD之间控制导通实现ZVS导通;
主开关ZVS开通模式持续时间,t5时刻到tD时刻的时间段T5-D为:
S1关断到S2导通时间间隔DN5为:
本模式持续时间为:
S2导通到Sa1关断时间间隔DN6为:
模式8,t6-t8:在t6时刻,换流电流iLr降至0A,关断Sa1,激磁电流iLm增至激磁电流iLm对Ca1充电Ca2放电,Q点电位开始近似线性下降;t7时刻,Q点电位降到0,辅助开关Sa2的反并联二极管Da2自然导通;
t7-t8由PWM控制需要确定,Sa2可在T7-8之间控制导通;
t6-t7持续时间为:
Sa1关断到Sa2导通时间间隔DN7为:
DN7=T6-7 (102)
模式9,t8-t9:t8时刻,关断S2,负载电流iLoad对C1放电,C2充电,O点电位线性上升;t9时刻,O点电位升至VDC,主开关S1的反并联二极管D1自然导通;在下一个开关周期之前控制导通S1;
t8-t9持续时间为:
S2关断到S1导通时间间隔DN8为:
DN8=T8-9 (104)。
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CN116169796B (zh) * | 2023-03-09 | 2023-09-29 | 哈尔滨工业大学 | 软开关电池无线充电器、充电方法及软开关充电控制方法 |
Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5892673A (en) * | 1996-03-25 | 1999-04-06 | General Electric Company | Robust, high-density, high-efficiency state sequence controller for an auxiliary resonant commutation pole power converter |
CN101369771A (zh) * | 2007-08-17 | 2009-02-18 | 力博特公司 | 一种arcp软开关电路 |
CN104377982A (zh) * | 2014-11-25 | 2015-02-25 | 东南大学 | 一种零电压开关Heric型非隔离光伏并网逆变器 |
CN106533224A (zh) * | 2016-12-08 | 2017-03-22 | 东北大学 | 一种新型谐振直流环节软开关逆变器及其调制方法 |
CN106787904A (zh) * | 2016-11-30 | 2017-05-31 | 辽宁石油化工大学 | 变压器辅助换流的谐振极型软开关逆变电路 |
CN109639170A (zh) * | 2018-12-19 | 2019-04-16 | 合肥工业大学 | 辅助谐振极有源钳位三电平软开关逆变电路及调制方法 |
CN110890842A (zh) * | 2019-10-21 | 2020-03-17 | 南京理工大学 | 宽电压增益低电流纹波双向谐振变换器及控制方法 |
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Patent Citations (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US5892673A (en) * | 1996-03-25 | 1999-04-06 | General Electric Company | Robust, high-density, high-efficiency state sequence controller for an auxiliary resonant commutation pole power converter |
CN101369771A (zh) * | 2007-08-17 | 2009-02-18 | 力博特公司 | 一种arcp软开关电路 |
CN104377982A (zh) * | 2014-11-25 | 2015-02-25 | 东南大学 | 一种零电压开关Heric型非隔离光伏并网逆变器 |
CN106787904A (zh) * | 2016-11-30 | 2017-05-31 | 辽宁石油化工大学 | 变压器辅助换流的谐振极型软开关逆变电路 |
CN106533224A (zh) * | 2016-12-08 | 2017-03-22 | 东北大学 | 一种新型谐振直流环节软开关逆变器及其调制方法 |
CN109639170A (zh) * | 2018-12-19 | 2019-04-16 | 合肥工业大学 | 辅助谐振极有源钳位三电平软开关逆变电路及调制方法 |
CN110890842A (zh) * | 2019-10-21 | 2020-03-17 | 南京理工大学 | 宽电压增益低电流纹波双向谐振变换器及控制方法 |
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Non-Patent Citations (2)
Title |
---|
An Improved Zero-Voltage-Switching Inverter Using Two Coupled Magnetics In One Resonant Pole;Wensong Yu,et al;《2009 Twenty-Fourth Annual IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition》;20090321;第401-406页 * |
Research on a Novel Modulation Strategy for Auxiliary Resonant Commutated Pole Inverter With the Smallest Loss in Auxiliary Commutation Circuits;Enhui Chu,et al;《IEEE Transactions on Power Electronics》;20140331;第29卷(第3期);第1103-1117页 * |
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