CN111725993A - 一种高效Sepic软开关变换器及其控制方法 - Google Patents

一种高效Sepic软开关变换器及其控制方法 Download PDF

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Abstract

本发明涉及一种高效Sepic软开关变换器及其控制方法，在基本Sepic电路的基础上引入无源零纹波电路、有源钳位电路以及倍压单元；本发明保留了Sepic变换器输入电流连续的特点，引入无源纹波电路，通过耦合电感与电感电容串联组合，该电路并联在输入侧实现输入电流零纹波效果，且实现输入电流零纹波功能，且与占空比无关，与耦合电感转化变压器时漏感与励磁电感之间关系无关，且具有结构简单、可靠性高等特点。本发明的有源开关均实现了零电压导通，降低了开关管引起的损耗，首次基于Sepic变换器实现了零电压开关；漏感的使用，二极管均实现了零电流关断，降低了反向恢复损耗；开关管电压应力均远低于输出电压，可采用低耐压开关管来提高变换器效率。

Description

一种高效Sepic软开关变换器及其控制方法
技术领域
本发明涉及变换器技术领域，尤其涉及一种高效Sepic软开关变换器及其控制方法。
背景技术
根据IEA最新数据和预测:世界一次能源使用量以年均1.6％速度增长，传统不可再生能源短缺，能源危机问题严重，使得以光伏、燃料电池、风力发电等新能源成为世界研究重要课题。在不间断电源、光伏发电及燃料电池发电系统中高增益DC-DC变换器的研究已经成为电力电子领域热点之一。
国内外研究学者主要提出了以下几类高增益DC/DC变换器：
1)级联型DC/DC变换器，变换器前级输出作为后级的输入，其电压增益为两个变换器的乘积，但是其控制复杂、元器件数目多、后级变换器电压应力高；
2)开关电容型DC/DC变换器，要实现高增益功能，则需要多个开关电容单元组合，相应的降低了各个单元的电压应力，但是当电容充放电模态转换时，会出现较大的尖峰电流，因此一般用于小功率场合；
3)开关电感型DC/DC变换器基于开关电感单元实现了提高增益的效果，通过磁集成合理参数设计降低输入电流纹波的效果，但是电路复杂，成本加大，控制器设计困难且增益提升有限；
4)耦合电感型DC/DC变换器，该类变换器引入了耦合电感，可通过合理设计耦合电感匝数比来提高电压增益，易于实现高增益变换，且具有结构简单、可靠性高等特点，因此具有一定的优势，但也存在输入电流纹波较大从而影响光伏电池等使用寿命以及其发电效率。
为了解决输入电流纹波高的问题，国内外学者设计处不同方案：采用多相交错并联技术，零纹波在确定的占空下实现，受到占空比限制；采用耦合电感技术，实现零纹波需要计算出特定的耦合系数以及数值确定，存在耦合电感设计复杂问题；通过钳位电路与倍压单元使用，实现了软开关，高增益。低输入电流纹波的效果，但是依然存在电流纹波。在Cuk变换器中引入零输入电流纹波单元，有效实现了零纹纹波，但是存在低电压增益，开关无法实现零电压开通问题。
发明内容
针对传统变换器电压增益低，开关处于硬状态工作，存在输入纹波等问题，本发明提供一种高效Sepic软开关变换器及其控制方法，通过引用钳位电路，倍压单元，无源零纹波电路实现变换器高增益，实现开关零电压开通，输入电流纹波为零的效果。
为达到上述目的，本发明提供了一种Sepic软开关变换器，包括基本Sepic电路、无源零纹波电路、有源钳位电路以及倍压单元；
所述基本Sepic电路用于实现输入输出电压的直流变换；
所述无源零纹波电路并联在输入电源两端，用于实现输入电流零纹波；
所述有源钳位电路对所述基本Sepic电路的开关管进行钳位，并实现各开关管零电压导通；
所述倍压单元用于提高所述基本Sepic电路的输出电压增益。
进一步地，所述基础Sepic电路包括第一输入电感L1、第一耦合电感n1、第一开关管S1、中间储能电容C2、输出滤波电容Co以及输出二极管Do；所述第一输入电感L1的一端连接输入电源的正极，另一端经第一开关管S1连接至输入电源的负极；所述中间储能电容C2一端连接所述第一输入电感L1的另一端，所述中间储能电容C2另一端经第一耦合电感n1连接至输入电源的负极；所述中间储能电容C2的另一端经倍压单元连接至输出二极管Do的正极，输出二极管Do的负极经输出滤波电容Co连接至输入电源的负极；第一开关管S1并联二极管和寄生电容CS1。
进一步地，所述无源零纹波电路包括串联的第二输入电感L2、输入电容C1以及第三耦合电感n3。
进一步地，所述有源钳位电路包括串联的第二开关管S2和钳位电容Cc，第二开关管S2反向并联二极管，第二开关管S2并联寄生电容CS2，且寄生电容CS2与寄生电容CS1大小相同。
进一步地，所述倍压单元包括第二耦合电感n2、倍压电容C3以及倍压二极管D1；所述第二耦合电感n2与倍压电容C3串联后，二者与倍压二极管D1并联。
进一步地，第一耦合电感n1的同名端连接输入电源的负极，第二耦合电感n2的同名端连接中间储能电容C2，第三耦合电感n3的同名端连接输入电容C1。
进一步地，满足：
L1＝N2(L2+Lk1)
其中L1为第一输入电感的电感值，N2为第三耦合电感n3和第一耦合电感n1的匝数比，L2为第二输入电感的电感值，Lk1为第一耦合电感n1的励磁电感Lm的等效漏感值。
进一步地，满足：第三耦合电感n3和第一耦合电感n1的匝数比为1，第一输入电感与第二输入电感的电感值相等。
进一步地，采用PWM驱动第一开关管S1和第二开关管S2互补导通，中间留有死区时间，第一开关管S1和第二开关管S2实现零电压导通。
本发明另一方面提供一种根据所述的Sepic软开关变换器进行控制的方法，采用PWM驱动第一开关管S1和第二开关管S2互补导通，中间留有死区时间；所述的Sepic软开关变换器依次经过7个开关模态：
开关模态1：第一开关管S1和倍压二极管D1导通，而第二开关管S2和输出二极管Do关断，第一输入电感L1的压降等于输入电源电压Vin；
开关模态2：输出二极管Do关断，倍压二极管D1导通，开关管S1近似实现零电压关断；
开关模态3：倍压二极管D1依然导通，第一开关管S1的并联电容CS1完成放电，第二开关管S2的寄生电容CS2完成充电，第二开关管S2反并联二极管DS2导通；
开关模态4：倍压二极管D1关断，第二开关管S2驱动信号来临，由于反并联二极管DS2导通，第二开关管S2零电压导通，输出二极管Do导通；
开关模态5：第一开关管S1的寄生电容CS1放电，第二开关管S2的寄生电容CS2充电，开关管S2近似实现零电压关断；
开关模态6：第一开关管S1压降下降至零，第一开关管S1反并联二极管导通，第一开关管S1的寄生电容CS1完成放电，第二开关管S2的寄生电容CS2完成充电，二极管Do依然导通；
开关模态7：开关管S1驱动信号来临，由于反并联二极管DS1导通，第一开关管S1实现零电压导通。
本发明的上述技术方案具有如下有益的技术效果：
(1)本发明保留了Sepic变换器输入电流连续的特点，引入无源纹波电路，通过耦合电感与电感电容串联组合，该电路并联在输入侧实现输入电流零纹波效果，且实现输入电流零纹波功能，且与占空比无关，与耦合电感转化变压器时漏感与励磁电感之间关系无关，且具有结构简单、可靠性高等特点。
(2)本发明的有源开关均实现了零电压导通，降低了开关管引起的损耗，基于Sepic变换器实现了零电压开关；漏感的使用，二极管均实现了零电流关断，降低了反向恢复损耗；开关管电压应力均远低于输出电压，可采用低耐压开关管来提高变换器效率。
(3)简单倍压单元使用，提高电压增益，避免极限占空比。
(4)通过三耦合设计方案减少零纹波单元一半器件使用，为了避免极限占空比，减小开关器件电压应力及损耗，引入倍压单元以及有源钳位电路，两个有源开关互补导通，实现开关零电压开通并降低了谐振引起的电压尖峰，降低变换器损耗。
附图说明
图1是零输入电流纹波高增益Sepic变换器电路；
图2零输入电流纹波高增益Sepic变换器等效电路；
图3为变换器的主要工作波形；
图4为各开关模态的等效电路，其中(a)为开关模态1，(b)为开关模态2，(c)为开关模态3，(d)为开关模态4，(e)为开关模态5，(f)为开关模态6，(g)为开关模态7；
图5为不同变换器的电压增益与占空比的关系；
图6为变换器的增益与耦合系数和占空比的关系；
图7为仿真模型；
图8为QS1、Vin、Vout的波形；
图9为QS1、iL1、iL2的波形；
图10为开关管S1的电压、电流波形；
图11为开关管S2的电压、电流波形。
具体实施方式
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚明了，下面结合具体实施方式并参照附图，对本发明进一步详细说明。应该理解，这些描述只是示例性的，而并非要限制本发明的范围。此外，在以下说明中，省略了对公知结构和技术的描述，以避免不必要地混淆本发明的概念。
一、电路结构
本发明提出的变换器结构如图1所示，等效电路如图2所示。开关管S1和S2互补导通，输入电感L1和L2电感值相同，C2为中间储能电容，C3为倍压电容，Co为输出滤波电容，Cc和S2组成有源路钳位。D1、Do为二极管，将其耦合电感等效为一、二、三次绕组匝数比n1:n2:n3，理想变压器与励磁电感并联后再与漏感串联：耦合电感T电压比为N1(n2:n1)，N2(n3:n1)，励磁电感为Lm，漏感为Lk。
为了方便分析，做出下面假设：
1)电路中均为理想元器件；
2)电容足够大，忽略其电压纹波；
3)漏感与电容的谐振周期很大；
开关S1、S2两端并联电容Cs1、Cs2相等。采用PWM驱动第一开关管S1和第二开关管S2互补导通，中间留有死区时间，结合图3；所述的Sepic软开关变换器依次经过7个开关模态：
(1)开关模态1[t0,t1]:结合图4(a)，在t0时刻，开关管S1和二极管D1导通，而开关管S2和二极管Do关断，输入电源为电感L1提供能量，即电感L1的压降等于输入电压Vin。耦合电感二次绕组压降为VC3，其三次侧的压降为VC1，电流iL1、iLk、iLm、iD1线性上升，电流iL2线性下降。
Figure BDA0002543970780000061
Figure BDA0002543970780000062
Figure BDA0002543970780000063
Figure BDA0002543970780000064
Figure BDA0002543970780000065
为了实现零输入电流纹波，则电流iL1的上升斜率等于电流iL2下降斜率使两者电流相加恒定。
Figure BDA0002543970780000066
(2)开关模态2[t1,t2]:结合图4(b)在t1时刻，由于开关管并联寄生电容CS1和CS2，开关管S1近似实现零电压关断，电容CS1迅速充电，电容CS2迅速放电，因此电流iS1迅速下降，电流iS2迅速上升，开关管S1电压VS1增大，开关管S2电压VS2减小，此时电感L1的压降等于Vin-VCS2，电流iVD1、iLk、iL1线性下降，由于该模态时间很短。
(3)开关模态3[t2,t3]:结合图4(c)，在t2时刻，开关管S1电流iS1下降至零，寄生电容CS1和CS2分别完成充电和放电。电压VS1上升至VCc，电压VS2减小为零。由于电流iS2存在，开关管S2反并联二极管DS2导通，为开关管S2实现零电压开通提供了条件，二极管D1依然导通，此时耦合电感的二次侧绕组压降仍为VC3，此时电感L1的压降为VCc-Vin，电流iVD1、iLk、iLm、iL1继续线性下降。
Figure BDA0002543970780000071
Figure BDA0002543970780000072
根据分析可知，其输入电流为iL1和iL2的叠加，则输入电流下降斜率为:
Figure BDA0002543970780000073
(4)开关模态4[t3,t4]:结合图4(d)，在t3时刻，电流iVD1下降为零，则二极管D1零电流关断。开关管S2驱动信号来临，由于前一模态开关管反并联二极管DS2导通，开关管S2实现零电压导通。二极管Do导通，电流开始
Figure BDA0002543970780000076
上升，耦合电感的二次侧压降为Vo-VC3+VC2-VCc，励磁电流iLm开始线性下降，其余变化量类似前一模态。
Figure BDA0002543970780000074
Figure BDA0002543970780000075
Figure BDA0002543970780000081
在此模态时，为了使输入电流iin零纹波，则电流iL1的上升斜率等于电流iL2下降斜率使两者电流相加恒定。
Figure BDA0002543970780000082
(5)开关模态5[t4,t5]:结合图4(e)，在t5时刻，由于开关管并联寄生电容CS1和CS2，开关管S2近似实现零电压关断，此模态中电容CS1迅速放电，电容CS2迅速放充电，因此电流iS1迅速上升，电流iS2迅速，开关管S1电压VS1降低，开关管S2电压VS2上升，电流iVDo开始下降，由于此模态持续时间短。可认为模态5中各个电流基本保持不变。
(6)开关模态6[t5,t6]:结合图4(f)，在t5时刻，开关管S1压降VS1下降至零，开关S1反并联二极管导通，为实现其零电压导通提供了条件。开关管S2电流iS2下降至零，寄生电容CS1和CS2分别完成充电和放电。二极管Do依然导通，此时耦合电感二次侧压降仍为Vo-VC3-VC2，励磁电感电流iLm下降更快。此时电感L1的压降为Vin，电流iLk、iL1开始线性上升。
Figure BDA0002543970780000083
Figure BDA0002543970780000084
根据分析可知，其输入电流为iL1和iL2的叠加，则输入电流下降斜率为:
Figure BDA0002543970780000085
(7)开关模态7[t6,t7]:结合图4(g)，在t6时刻，开关管S1驱动信号来临，由于前一模态开关管反并联二极管DS1导通，开关管S1实现零电压导通。此模态的等效电路等效上一模态，各电流变化率类似模态6。电流iVDo在t7时刻降低至零。变化器在一个开关周期内所有开关模态结束，开始进入下一个周期。
二、工作特性
为了简化分析变化器的性能，忽略死区时间和漏感Lk的影响，变换器只有两个开关模态。假设电容C1、C2上的电压保持不变，且不考虑元器件上的损耗，即变换器效率为100％，根据变换器工作原理以及电感伏秒平衡原理；可得：
VC1＝VC2＝Vin (17)
(1)电压增益M
为了分析方便，在不考虑漏感Lk的影响以及死区时间，变换器只存在两种模态，模态一时：开关S1导通而开关S2关断，模态四时：开关S1关断而开关S2导通。
由上面模态分析可知，模态一时，开关管S1和二极管D1导通，而开关管S2和二极管Do关断。励磁电感Lm的压降为：
Figure BDA0002543970780000091
模态四时：开关管S1和二极管D1关断，而开关管S2和二极管Do导通。励磁电感Lm的压降为：
Figure BDA0002543970780000092
根据T励磁电感Lm的伏秒平衡原理可知，电容Cc的电压为：
Figure BDA0002543970780000093
式中D为开关S1的导通时间占空比。
由式(17)-(20)可得：变换器在理想条件下的电压增益为
Figure BDA0002543970780000094
可以看出，变换器电压增益M取决于占空比D以及耦合电感的匝比数N1，在占空比D一定时，电压增益M随着匝比数N1的增大而大幅提升，因此可以通过合理设计耦合电感电压比来降低占空比D。
图5为本发明所提变换器与传统变换器的电压增益对比，图6为耦合系数N1＝3时，本发明提出变换器的增益与耦合系数和占空比关系。
(2)零输入电流纹波
根据工作原理可知，考虑漏感Lk和死区时间时，由于漏感影响，电感L2上的电压不能及时跟随电感L1的电压变换而变化，则一个开关周期中会出现电流iL1、iL2同时上升或下降的情况，如开关模态3和6所示。由式(9)、(16)可知，输入电流纹波为：
Figure BDA0002543970780000101
将式(17)、(18)代入式(20)，可得：
Figure BDA0002543970780000102
式中Δt为模态3间隔时间，Δt＝t3-t2。
在参数设计：Vin＝36v、电感L1＝L2＝100u、变换器工作频率fs＝100KHz、耦合电感匝比N2＝1、当模态3间隔时间为周期Ts的2％，且占空比为0.6时，输入电流纹波大小仅约为0.18A，时间极短，可忽略不计。
不考虑耦合电感漏感Lk的影响，变换器只工作在开关模态1和开关模态4。根据式(6)和式(17)、可得，变换器处于开关模态1时，实现变换器输入电流纹波为零的条件是：
L1＝N2(L2+Lk1) (24)
根据式(13)和式(17)可得，变换器处于开关模态4时，实现变换器零输入电流纹波的条件同模态1，即式(24)。
由此可知，变换器在整个开关周期内，实现变换器的零输入电流纹波条件一致，当耦合电感T的N2＝1时，由于漏感Lk1相比于L2很小，则此时变换器零输入电流纹波条件为：
L1＝L2 (25)
为了在电路参数设计简单，分析方便，在耦合电感T1的匝比N1＝1，且电感L1＝L2。
(3)开关管和二极管的电压应力
由于死区时间电容问题，二极管电压存在升降，模态持续时间短，为了简化分析，忽略漏感及死区时间的对变换器的影响，不再分析死区时间的二极管压降。
开关S1和S2的电压应力：
Figure BDA0002543970780000111
二极管D1的电压应力为：
Figure BDA0002543970780000112
由此可知，开关管的电压应力随着耦合电感T电压比N1的增大而减小；二极管D1的电压应力随着耦合电感T电压比N1的增加而增大，但始终低于输出电压。
表1为本发明提出的变换器、传统Sepic变换器、零输入电流纹波Boost变换器和一种改进型Sepic变换器变换器的性能对比，零输入电流纹波Boost实现了高增益、零纹波的效果，但是开关无法实现零电压导通，存在开关管工作损耗；改进型Sepic变换器利用谐振技术实现了开关ZVS功能，但存在输入电流纹波大问题；因此本发明提出变换器在实现高增益同时，实现零输入电流纹波，开关处于软状态，从而降低变换器的损耗，提高了电池使用效率。
表1变换器之间的性能对比
Figure BDA0002543970780000121
三、试验结果
为了验证理论分析的正确性，本发明利用Pism仿真软件进行电路搭建，结合图7，在合理的参数设计下，验证理论的正确性以及实用型。变换器仿真参数设计：Vin＝36v、Vout＝225v、Po＝180w、电感L1＝L2＝100u、电容C1＝C2＝C3＝C4＝10u、CCc＝10u、Co＝220u、开关S1和S2并联电容CS1＝CS2＝1nf、变换器工作频率fs＝100KHz、耦合电感T电压比为N1(n2:n1＝1:2)，N2(n3:n1＝1:1)，Lm＝150u、漏感、Lk＝4.6u。
根据图8可以看出，所提变换器在输入电压36V时，仅需变换器工作时开关S1的占空比D＝0.6左右，实现了输出电压225V的高增益功能；由于漏感存在，以及忽略死区模态，实际仿真时电压增益低于理想值电压。各个开关的电流应力都相对偏低，其导通损耗可得到相应降低。
根据图9可知，模态3、6时，iL1和iL2的电流波形随驱动波形QS1的变化而变化，iL1和iL2的波形变化相同，相加后纹波大小均为0.3A左右。近似实现了输入电流零纹波，其他模态时，iL1和iL2的电流波形变化相反，其大小与占空比有关，可以在增大耦合电感电压比N2来降低占空比，实现纹波的降低，提高磁心制作时变换器效率。
根据图10、11可知，开关S1和S2均实现零电压导通。两个有源开关的电压峰值均约为97V，其电压应力远低于变换器的输出电压225V，从而可采用低导通电阻低耐压的开关管来进一步提高变换器效率。
综上所述，针对传统变换器电压增益低，开关处于硬状态工作，存在输入纹波等问题，本发明提出一种功能具有ZVS零输入电流纹波高增益的Sepic变换器拓扑结构。保留了Sepic变换器输入电流连续的特点，引入无源纹波电路，通过耦合电感与电感电容串联组合，该电路并联在输入侧实现输入电流零纹波效果，且零纹波条件与占空比无关，提高光伏电池使用寿命；通过三耦合设计方案减少零纹波单元一半器件使用，为了避免极限占空比，减小开关器件电压应力及损耗，引入倍压单元以及有源钳位电路，两个有源开关互补导通，实现开关零电压开通并降低了谐振引起的电压尖峰，降低变换器损耗。仿真设计一台180W的实验样机，实验结果验证了理论分析的正确性。该零输入电流纹波高增益DC-DC变换器适用于光伏、燃料电池等新能源并网发电领域。
应当理解的是，本发明的上述具体实施方式仅仅用于示例性说明或解释本发明的原理，而不构成对本发明的限制。因此，在不偏离本发明的精神和范围的情况下所做的任何修改、等同替换、改进等，均应包含在本发明的保护范围之内。此外，本发明所附权利要求旨在涵盖落入所附权利要求范围和边界、或者这种范围和边界的等同形式内的全部变化和修改例。

Claims (10)

1.一种Sepic软开关变换器，其特征在于，包括基本Sepic电路、无源零纹波电路、有源钳位电路以及倍压单元；
所述基本Sepic电路用于实现输入输出电压的直流变换；
所述无源零纹波电路并联在输入电源两端，用于实现输入电流零纹波；
所述有源钳位电路对所述基本Sepic电路的开关管进行钳位，并实现各开关管零电压导通；
所述倍压单元用于提高所述基本Sepic电路的输出电压增益。
2.根据权利要求1所述的Sepic软开关变换器，其特征在于，所述基础Sepic电路包括第一输入电感L1、第一耦合电感n1、第一开关管S1、中间储能电容C2、输出滤波电容Co以及输出二极管Do；所述第一输入电感L1的一端连接输入电源的正极，另一端经第一开关管S1连接至输入电源的负极；所述中间储能电容C2一端连接所述第一输入电感L1的另一端，所述中间储能电容C2另一端经第一耦合电感n1连接至输入电源的负极；所述中间储能电容C2的另一端经倍压单元连接至输出二极管Do的正极，输出二极管Do的负极经输出滤波电容Co连接至输入电源的负极；第一开关管S1并联二极管和寄生电容CS1。
3.根据权利要求2所述的Sepic软开关变换器，其特征在于，所述无源零纹波电路包括串联的第二输入电感L2、输入电容C1以及第三耦合电感n3。
4.根据权利要求3所述的Sepic软开关变换器，其特征在于，所述有源钳位电路包括串联的第二开关管S2和钳位电容Cc，第二开关管S2反向并联二极管，第二开关管S2并联寄生电容CS2，且寄生电容CS2与寄生电容CS1大小相同。
5.根据权利要求4所述的Sepic软开关变换器，其特征在于，所述倍压单元包括第二耦合电感n2、倍压电容C3以及倍压二极管D1；所述第二耦合电感n2与倍压电容C3串联后，二者与倍压二极管D1并联。
6.根据权利要求5所述的Sepic软开关变换器，其特征在于，第一耦合电感n1的同名端连接输入电源的负极，第二耦合电感n2的同名端连接中间储能电容C2，第三耦合电感n3的同名端连接输入电容C1。
7.根据权利要求5所述的Sepic软开关变换器，其特征在于，满足：
L1＝N2(L2+Lk1)
其中L1为第一输入电感的电感值，N2为第三耦合电感n3和第一耦合电感n1的匝数比，L2为第二输入电感的电感值，Lk1为第一耦合电感n1的励磁电感Lm的等效漏感值。
8.根据权利要求5所述的Sepic软开关变换器，其特征在于，满足：第三耦合电感n3和第一耦合电感n1的匝数比为1，第一输入电感与第二输入电感的电感值相等。
9.根据权利要求5所述的Sepic软开关变换器，其特征在于，采用PWM驱动第一开关管S1和第二开关管S2互补导通，中间留有死区时间，第一开关管S1和第二开关管S2实现零电压导通。
10.一种根据权利要求5至9之一所述的Sepic软开关变换器进行控制的方法，其特征在于，采用PWM驱动第一开关管S1和第二开关管S2互补导通，中间留有死区时间；所述的Sepic软开关变换器依次经过7个开关模态：
开关模态1：第一开关管S1和倍压二极管D1导通，而第二开关管S2和输出二极管Do关断，第一输入电感L1的压降等于输入电源电压Vin；
开关模态2：输出二极管Do关断，倍压二极管D1导通，开关管S1近似实现零电压关断；
开关模态3：倍压二极管D1依然导通，第一开关管S1的并联电容CS1完成放电，第二开关管S2的寄生电容CS2完成充电，第二开关管S2反并联二极管DS2导通；
开关模态4：倍压二极管D1关断，第二开关管S2驱动信号来临，由于反并联二极管DS2导通，第二开关管S2零电压导通，输出二极管Do导通；
开关模态5：第一开关管S1的寄生电容CS1放电，第二开关管S2的寄生电容CS2充电，开关管S2近似实现零电压关断；
开关模态6：第一开关管S1压降下降至零，第一开关管S1反并联二极管导通，第一开关管S1的寄生电容CS1完成放电，第二开关管S2的寄生电容CS2完成充电，二极管Do依然导通；
开关模态7：开关管S1驱动信号来临，由于反并联二极管DS1导通，第一开关管S1实现零电压导通。
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