CN111786558A - 一种具有高升压能力的高效率变换器 - Google Patents

Abstract

本发明属于DC‑DC变换器技术领域，公开了一种具有高升压能力的高效率变换器，该变换器由两个开关管、一个二极管、两个电感和三个电容构成。变换器中两个开关管互补导通。所提变换器具有较低的功率管和滤波元件的电压应力和电流应力，降低了系统损耗和成本；同时，其实现了所有开关管的ZVS和二极管的自然关断，进一步提高系统的效率。此外该变换器的电压增益为G＝(1+D)/(1‑D)，其占空比区间为[0,1)，可宽范围调节，特别适用于中等电压增益要求(G≤9)的场合。

Description

一种具有高升压能力的高效率变换器

技术领域

本发明涉及DC-DC变换器技术领域，特别涉及一种具有高升压能力的高效率变换器。

背景技术

Boost变换器是应用最为广泛的升压变换器，其理想条件下的电压增益可达到无穷大。然而，由于升压电感和功率器件中寄生电阻的限制，Boost变换器的实际升压能力非常有限。而且，即使能实现8倍以上的电压提升，也需要将开关管的占空比增大到极致，导致变换效率急剧下降。

为了在提高电压增益的同时仍能取得较高的变换效率，各国学者提出了很多高增益变换器拓扑，其大致可分为有变压器(含耦合电感)和无变压器两类。与前者相比，无变压器高增益拓扑不存在高频变压器的漏感放电所引起的电压尖峰和效率下降等问题，因此特别适合于不需要极高增益(G≥12)和电气隔离的应用场合。

大多数无变压器高增益拓扑均含有两个电感，系统体积和重量较大，难以满足小型化、轻量化的要求。提高开关频率可以大幅度减小磁性元件的尺寸，但开关损耗和散热器尺寸也会随之增加。采用软开关技术在理论上可将开关损耗降为零，能够很好地解决上述问题。为此，近年来学者们针对无变压器高增益DC/DC变换器提出了多种软开关方案。

文献“A new soft-switching topology for switched inductor high gainboost”提出一种开关电感软开关Boost变换器，实现了主开关管的零电压开通(Zero-Voltage-Switching,ZVS)和辅助开关管的零电流开通(Zero-Current-Switching,ZCS)以及二极管的自然关断。但是，该变换器采用了四个开关管和一个二极管，结构和控制较为复杂，成本较高；而且，辅助电感工作在高频谐振状态，增加了功率管的电压应力和电流应力。文献“准Z源升压变换器的软开关技术仿真研究”在传统二次型Boost变换器基础上引入了由一个开关管、两个二极管、两个电容和一个电感构成的辅助单元，无需高频谐振便可实现全部开关管的ZVS和辅助单元中二极管的自然关断，既提高了变换器的电压增益，又减小了开关管的电压应力。但是，该变换器含有两个开关管和四个二极管，结构复杂性和成本没有明显改善；且有两个二极管处于硬开关状态，系统效率难以进一步提高。

发明内容

有鉴于此，本发明提供了一种具有高升压能力的高效率变换器，包括：直流电源、第一开关管、第二开关管、二极管、第一电感、第二电感、第一电容、第二电容、第三电容和直流负载，其中：

所述直流电源的正极与所述第一电容的第二端、所述第一电感的一端连接；

所述第一电容的第一端与所述第二开关管的漏极、所述第二电感的一端、所述第三电容的第二端连接；

所述第二电感的另一端与所述第二电容的第一端、所述二极管的阳极连接；

所述二极管的阴极与所述第三电容的第一端、所述负载的正极连接；

所述第二开关管的源极与所述第一电感的另一端、所述第一开关管的漏极、所述第二电容的第二端连接；

所述直流电源的负极与第一开关管的源极、负载的负极连接。

优选的，所述第一开关管和第二开关管互补导通。

优选的，所述第一电感的电感值和所述第二电感的电感值需要满足以下要求：

式中，L₁和L₂分别为第一电感和第二电感的电感值，C_S1和C_S2分别为第一开关管的寄生电容的容值和第二开关管的寄生电容的容值，U_in为直流电源电压，T_d为第一开关管和第二开关管切换的死区时间，T_s为第一开关管和第二开关管的开关周期，D为第一开关管驱动信号的占空比，I_o为输出平均电流，I_in为输入平均电流。

优选的，所述第一开关管和第二开关管均为NMOS。

优选的，所述第一电容、所述第二电容和所述第三电容均为有极性电容；

其中，所述第一电容、所述第二电容和所述第三电容的第一端均为所述有极性电容的正端，所述第一电容、所述第二电容和所述第三电容的第二端均为所述有极性电容的负端。

与现有技术相比，本发明具有以下有益效果：

本发明中公开的具有高升压能力的高效率变换器中功率管(所有开关管和二极管)和滤波元件具有较低的电压应力和电流应力，降低了系统损耗和成本；同时，所提变换器通过增加两电感电流的脉动量实现了所有开关管的ZVS和二极管的自然关断，进一步提高系统的效率。此外，本发明所提变换器的电压增益为G＝(1+D)/(1-D)，其占空比区间为[0,1)，可以进行宽范围调节，特别适用于中等电压增益要求(G≤9)的场合。

附图说明

图1为本申请实施例的一种具有高升压能力的高效率变换器拓扑结构示意图；

图2(a)～(g)为图1所示变换器不同模态的等效电路图；

图3为图1所示变换器的主要波形图；

图4为图1所示变换器和传统Boost变换器的电压增益曲线图；

图5为图1所示变换器的平均电流等效电路图；

图6(a)～(f)为图1所示变换器在U_in＝48V，U_o＝380V，P_o＝250W条件下的实验波形图；

图7为图1所示变换器和硬开关下变换器在U_in＝48V，U_o＝380V条件下不同功率下的效率曲线对比图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部实施例。基于本发明中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

请参阅图1，本申请实施例中提供了一种具有高升压能力的高效率变换器，包括直流电压源U_in、第一开关管S₁、第二开关管S₂、二极管D₁、第一电感L₁、第二电感L₂、第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃和负载R，其中：

直流电源U_in的正极与第一电容C₁的第二端、第一电感L₁的一端连接；第一电容C₁的第一端与第二开关管S₂的漏极、第二电感L₂的一端、第三电容C₃的第二端连接；第二电感L₂的另一端与第二电容C₂的第一端、二极管D₁的阳极连接；二极管D₁的阴极与第三电容C₃的第一端、负载R的正极连接；第二开关管S₂的源极与第一电感L₁的另一端、第一开关管S₁的漏极、第二电容C₂的第二端连接；直流电压源U_in的负极与第一开关管S₁的源极、负载R的负极连接；

在本申请实施例中，第一开关管S₁和第二开关管S₂互补导通。为了实现第一开关管S₁和第二开关管S₂的零电压开通以及二极管D₁的零电流关断，第一电感的电感值和第二电感的电感值需要满足以下要求：

式中，L₁和L₂分别为第一电感和第二电感的电感值，C_S1和C_S2分别为第一开关管的寄生电容的容值和第二开关管的寄生电容的容值，U_in为直流电源电压，T_d为第一开关管和第二开关管切换的死区时间，T_s为开关周期，D为第一开关管驱动信号的占空比，I_o为输出平均电流，I_in为输入平均电流。

本申请实施例中的具有高升压能力的高效率变换器的工作原理分析如下：

为了便于分析，在图1中标出各物理量的参考方向，并作以下假设：①变换器已经进入稳态；②储能元件和二极管均为理想器件；③除第一开关管S₁的寄生电容C_S1和第二开关管S₂的寄生电容C_S2外，忽略第一开关管S₁和第二开关管S₂的其他寄生参数，二极管D_S1和二极管D_S2分别为第一开关管S₁和第二开关管S₂的体二极管；④第一电容C₁、第二电容C₂和第三电容C₃的电容量足够大，故端电压纹波很小，可忽略不计。⑤第一开关管S₁和第二开关管S₂互补导通且两者切换时的死区时间为T_d；⑥第一电感L₁和第二电感L₂分别工作在电感电流连续模式和电感电流双向导通模式。

基于以上假设，所提具有高升压能力的高效率变换器在一个开关周期内的工作，可以分成七个模态。图2(a)～(g)给出了每个模态对应的等效电路，图中虚线部分为非工作部分，可视为不存在。图3给出了变换器的主要波形。下面对每个工作模态分别予以分析。

工作模态1[t₀,t₁](等效电路如图2(a))

t₀时刻前，a点电位为0，第一开关管体二极管D_S1导通。第一电感L₁和第二电感L₂承受正向电压(分别为U_in和U_o-U_C2-U_C3)，第一电感电流i_L1、第二电感电流i_L2正向线性增大。

t₀时刻，零电压开通第一开关管S₁，模态1开始。第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2维持原斜率继续变化。其表达式如下：

工作模态2[t₁,t₂](等效电路如图2(b))

t₁时刻，关断第一开关管S₁，模态1结束，模态2开始。第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2均流入结点a，为第一开关管S₁的寄生电容C_S1充电，并抽走第二开关管S₂的寄生电容C_S2上的电荷。a点电位由0不断上升。该模态持续时间较短，近似认为第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2保持不变。

工作模态3[t₂,t₃](等效电路如图2(c))

t₂时刻，第一开关管S₁的寄生电容C_S1和第二开关管S₂的寄生电容C_S2充放电完成，a点电位上升至U_in+U_C1，第二开关管S₂的体二极管D_S2与二极管D₁均正向导通，第二开关管S₂的端电压下降为0，模态2结束，模态3开始。第一电感L₁和第二电感L₂分别承受反向电压U_C1、U_C3，第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2线性减小。该阶段第一电感电流i_L1和第二电感电流的i_L2表达式如下：

工作模态4[t₃,t₄](等效电路如图2(d))

t₃时刻，零电压开通第二开关管S₂，模态3结束，模态4开始。第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2均保持原有斜率线性变化。随着第二电感电流i_L2不断减小，流过二极管D₁的流过二极管电流i_D1逐渐减小。

工作模态5[t₄,t₅](等效电路如图2(e))

t₄时刻，二极管电流i_D1减小至0，二极管D₁自然关断，模态4结束，模态5开始。第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2维持原斜率继续变化。

工作模态6[t₅,t₆](等效电路如图2(f))

t₅时刻，关断第二开关管S₂，模态5结束，模态6开始。第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2的总电流流出a结点，抽走第一开关管S₁的寄生电容C_S1上的电荷，同时为第二开关管S₂的寄生电容C_S2充电。a点电位逐渐减小。该模态持续时间很短，近似认为第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2保持不变。

工作模态7[t₆,t₇](等效电路如图2(g))

t₆时刻，第一开关管S₁的寄生电容C_S1和第二开关管S₂的寄生电容C_S2充放电完成，a点电位降为0，二极管D_S1导通，第一开关管S₁端电压下降为0，模态6结束，模态7开始。第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2分别承受正向电压U_in与U_o-U_C2-U_C3，第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2均线性增大。该阶段第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2表达式与式(2)、式(3)相同。t₇时刻，零电压开通第一开关管S₁，模态7结束，进入下一个开关周期。

下面对本实施例中具有高升压能力的高效率变换器的增益进行计算：

忽略死区时间和开关管寄生电容充放电时间。根据电感L₁的伏秒平衡，可得：

U_inDT_S＝U_C1(1-D)T_S (6)

根据电感L₂的伏秒平衡，可得：

(U_o-U_C2-U_C3)DT_S＝U_C3(1-D)T_S (7)

此外，由图2(d)可得：

根据式(6)-(8)，可得变换器的电压增益：

根据式(9)可知，本申请实施例具有高升压能力的高效率变换器的占空比可在[0,1)间变化，在占空比D＝0.8时，电压增益G＝9，明显高于传统Boost变换器。图4给出了本申请实施例具有高升压能力的高效率变换器与传统Boost变换器的增益曲线。根据图4可以看出，相比于传统Boost变换器，本申请所提具有高升压能力的高效率变换器具有更高的电压增益，适用于中等升压能力(G≤9)要求的应用场合。

下面对本申请实施例中具有高升压能力的高效率变换器的电压和电流应力进行计算：

不计损耗，有：

U_inI_in＝U_oI_o (10)

式中，I_in和I_o分别为输入、输出电流的平均值。

由式(9)和式(10)，可得：

由模态分析可知，所提具有高升压能力的高效率变换器第一开关管S₁、第二开关管S₂、二极管D₁以及第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃的电压应力分别为：

可以看出，所提具有高升压能力的高效率变换器的功率管(第一开关管S₁、第二开关管S₂、二极管D₁)和电容的电压应力远小于输出电压。

进入稳态后，电容电流的平均值必定为零。基于此，可得出实施例中具有高升压能力的高效率变换器的平均电流等效电路，如图5所示。

由图5可得，第一电感L₁和第二电感L₂的电流平均值为：

流过第一开关管S₁、第二开关管S₂以及二极管D₁的平均电流分别为：

可以看出，所提具有高升压能力的高效率变换器的第二开关管S₂、二极管D₁以及第二电感L₂的电流应力远小于输入电流。

下面对本实施例中具有高升压能力的高效率变换器的软开关条件进行分析：

由模态分析可知，为了实现第一开关管S₁、第二开关管S₂的ZVS，需要在死区时间内完成第一开关管的寄生电容C_S1和第二开关管的寄生电容C_S2的充放电以及两个开关管体二极管的开通，即要求：

式中，I_L1,val和I_L2,val分别表示第一电感L₁和第二电感L₂的谷值大小，如图3所示。

设第一电感L₁、第二电感L₂的最大电流峰峰值分别为ΔI_L1、ΔI_L2，可得：

将式(16)代入式(15)，可得软开关条件：

即要求第一电感L₁和第二电感L₂的感值为：

下面对本实施例中具有高升压能力的高效率变换器的电感参数设计：

若第一电感L₁的电流脉动量不超过其最大平均电流的40％，即ΔI_L1≤0.4I_in，则有：

再根据式(17)可得第二电感L₂的电流峰峰值：

即要求第二电感L₂的参数设计范围：

为了验证所提具有高升压能力的高效率变换器的可行性，设计并制作了一台实验样机，其设计指标为：输入电压U_in＝48V，输出电压U_o＝380V，额定功率P_omax＝250W，开关频率f_s＝100k Hz。根据上述指标，可以计算出主电路参数，如表1所示。

表1实验样机主电路参数

图6(a)～(f)给出了U_in＝48V、U_o＝380V且满载时，所提变换器的实验波形。

图6(a)为本申请实施例的具有高升压能力的高效率变换器在U_in＝48V，U_o＝380V，P_o＝250W条件下第一开关管S₁的驱动信号u_gs,S1和第一电感电流i_L1的实验波形图；

图6(b)为本申请实施例的具有高升压能力的高效率变换器在U_in＝48V，U_o＝380V，P_o＝250W条件下输入电压u_in、输出电压u_o、第二开关管S₂的驱动信号u_gs,S2和第一电感电流i_L2的实验波形图；

图6(c)为本申请实施例的具有高升压能力的高效率变换器在U_in＝48V，U_o＝380V，P_o＝250W条件下控制第一开关管S₁驱动器的控制信号u_S1以及其端电压u_ds,S1的实验波形图；

图6(d)为本申请实施例的具有高升压能力的高效率变换器在U_in＝48V，U_o＝380V，P_o＝250W条件下控制第二开关管S₂驱动器的控制信号u_S2以及其端电压u_ds,S2的实验波形图；

图6(e)为本申请实施例的具有高升压能力的高效率变换器在U_in＝48V，U_o＝380V，P_o＝250W条件下二极管D₁的端电压u_D1和电流i_D1的实验波形图；

图6(f)为本申请实施例的具有高升压能力的高效率变换器在U_in＝48V，U_o＝380V，P_o＝250W条件下第一电容C₁的电压u_C1、第二电容C₂的电压u_C2和第三电容C₃的电压u_C3的实验波形图；

根据图6(a)～(f)可以看出，第一电感电流i_L1连续，第二电感电流i_L2正负交变，说明第一电感L₁和第二电感L₂分别处于电感电流连续模式和电感电流双向导通模式；控制第一开关管S₁驱动模块的控制信号u_S1和控制第二开关管S₂驱动模块的控制信号u_S2正压到来前，第一开关管S₁和第二开关管S₂的端电压u_ds,S1和u_ds,S2已经降低至零，这表明其均实现了零电压开通；二极管D₁承受反压前，其电流已降为零，因此为自然关断；第一开关管S₁的实测占空比D≈0.78，所提变换器的实测电压增益为G＝U_o/U_in≈7.92，与增益理论值G＝(1+0.78)/(1-0.78)＝8.09基本吻合；功率管和电容的电压应力为U_S1＝U_S2＝U_D1＝214V、U_C1＝U_C2＝U_C3＝166V，均与理论值基本一致，从而验证了理论分析的正确性。

将如图1所示的变换器中的第二开关管S₂替换为超快恢复二极管，并将第一电感L₁改为400uH，第一电感L₁改为300uH，得到硬开关下变换器。图7给出了相同输入、输出电压和开关频率条件下，所提具有高升压能力的高效率变换器与硬开关下变换器的效率曲线。可以看出，所提具有高升压能力的高效率变换器重载情况下效率都超过96％，在P_o＝250W时取得最大效率，为97.72％。与预测效率结果基本相符。而硬开关下变换器在P_o＝150W时取得最大效率，为93.20％，最低效率为92.27％。可见，本申请实施例提供的具有高升压能力的高效率变换器对重载效率提升极为明显。

在申请的另一实施例中，第一开关管S₁和第二开关管S₂均为NMOS。

需要说明的是，NMOS(N-Metal-Oxide-Semiconductor，N型金属-氧化物-半导体)晶体管是开关管中的一种，在一块掺杂浓度较低的P型硅衬底(提供大量可以动空穴)上，制作两个高掺杂浓度的N+区(N+区域中有大量为电流流动提供自由电子的电子源)，并用金属铝引出两个电极，分别作漏极和源极，然后在半导体表面覆盖一层很薄的二氧化硅(SiO₂)绝缘层，在漏——源极间的绝缘层上再装上一个铝电极(通常是多晶硅)，作为栅极，在衬底上也引出一个电极，这就构成了一个N沟道增强型MOS管。

NMOS具有开关速度快、开关损耗小的优点。

在申请的另一实施例中，第一电容C₁、所述第二电容C₂和所述第三电容C₃均为有极性电容；

其中，所述第一电容C₁、所述第二电容C₂和所述第三电容C₃的第一端均为所述有极性电容的正端，所述第一电容C₁、所述第二电容C₂和所述第三电容C₃的第二端均为所述有极性电容的负端。

需要说明的是，有极性电容的容量比较大，能够适用于高压高功率的场合，当然，本申请中也可以选用无极性电容，本申请在此不做特别的限定，根据实际情况来定

以上对本发明所提供的互联电力系统频率负荷控制方法及装置进行了详细介绍，本文中应用了具体个例对本发明的原理及实施方式进行了阐述，以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想；同时，对于本领域的一般技术人员，依据本发明的思想，在具体实施方式及应用范围上均会有改变之处，综上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。

Claims (5)

1.一种具有高升压能力的高效率变换器，其特征在于，包括：直流电源、第一开关管、第二开关管、二极管、第一电感、第二电感、第一电容、第二电容、第三电容和直流负载，其中：

所述直流电源的正极与所述第一电容的第二端、所述第一电感的一端连接；

所述第一电容的第一端与所述第二开关管的漏极、所述第二电感的一端、所述第三电容的第二端连接；

所述第二电感的另一端与所述第二电容的第一端、所述二极管的阳极连接；

所述二极管的阴极与所述第三电容的第一端、所述负载的正极连接；

所述第二开关管的源极与所述第一电感的另一端、所述第一开关管的漏极、所述第二电容的第二端连接；

所述直流电源的负极与第一开关管的源极、负载的负极连接。

2.根据权利要求1所述的具有高升压能力的高效率变换器，其特征在于，所述第一开关管和第二开关管互补导通。

3.根据权利要求1所述的具有高升压能力的高效率变换器，其特征在于，所述第一电感的电感值和所述第二电感的电感值需要满足以下要求：

式中，L₁和L₂分别为第一电感和第二电感的电感值，C_S1和C_S2分别为第一开关管的寄生电容的容值和第二开关管的寄生电容的容值，U_in为直流电源电压，T_d为第一开关管和第二开关管切换的死区时间，T_s为第一开关管和第二开关管的开关周期，D为第一开关管驱动信号的占空比，I_o为输出平均电流，I_in为输入平均电流。

4.根据权利要求1～3任一项所述的具有高升压能力的高效率变换器，其特征在于，所述第一开关管和第二开关管均为NMOS。

5.根据权利要求1～3任一项所述的具有高升压能力的高效率变换器，其特征在于，所述第一电容、所述第二电容和所述第三电容均为有极性电容；

其中，所述第一电容、所述第二电容和所述第三电容的第一端均为所述有极性电容的正端，所述第一电容、所述第二电容和所述第三电容的第二端均为所述有极性电容的负端。

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