CN110535339A - 一种低电容电压应力的二次型Boost变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种低电容电压应力的二次型Boost变换器，包括直流电压源、两个电感、开关管、三个二极管、两个电容和负载，开关管的漏极与第二电感的一端、第二二极管的阳极和第三二极管的阴极连接；第一电容的阳极与第一二极管的阴极、第二电感的另一端、第二电容的阴极连接；第一电感的一端与第一二极管的阳极和第三二极管的阳极连接；第二电容的阳极与第二二极管的阴极、负载的一端连接；直流电压源的正极与第一电感的另一端、第一电容的阴极连接，直流电压源的负极与开关管的源极、负载的另一端连接；第一电感和第二电感均工作于CCM模式。该变换器只有一个开关管且具有高增益、低电容电压应力等特点，特别适用于高电压大功率应用场合。

Description

一种低电容电压应力的二次型Boost变换器

技术领域

本申请涉及电气技术领域，尤其涉及一种低电容电压应力的二次型Boost变换器。

背景技术

由于光伏电池、燃料电池和蓄电池等直流电源的输出电压较低，甚至低于48V，而针对AC220V电网，半桥、全桥并网逆变器的输入一般为DC760V和DC380V，如何实现高增益升压变换是可再生能源并网发电系统中需解决的主要问题之一。

当工作占空比D趋近于1时，基本Boost变换器的增益在理论上趋于无穷大，但在实际工程应用中存在如下问题：①开关管及二极管的电压、电流应力大；②开关损耗、二极管反向恢复损耗大，导致变换效率低；③dv/dt大，导致电磁干扰(EMI)严重；④抗输入电压扰动能力及动态性能差。基于上述原因，基本Boost变换器一般用于电压增益小于4的场合。为了在提高电压增益的同时，仍能取得较高的变换效率，各国学者提出了很多高增益变换器拓扑。采用具有合适匝比的耦合电感，可以显著提高Boost变换器的电压增益，但耦合电感的原边漏感会和功率管的结电容产生谐振，进而增大其电压应力并降低系统变换效率，且EMI问题也更加突出。采用有源钳位电路可有效抑制功率管电压尖峰，并回收漏感能量，且能实现功率管的ZVS软开关。然而，其电路结构较为复杂，成本增加。采用Boost变换器级联，能够实现传统Boost变换器电压增益的平方倍，且变换效率较高，但主电路含有两个开关管及其驱动装置，拓扑较复杂，成本较高。为此，有学者提出复用前后级Boost变换器的开关管，从而实现单开关控制。具体的，请参照图1，图1为传统二次型Boost变换器，与Boost变换器级联系统相比，该变换器具有相同的电压增益，且减少了开关管数量，降低了系统的控制难度和复杂程度。然而，其电容的电压应力和原级联系统相同，均远远高于输入电压，增加了电容选型难度并降低了系统效率。

发明内容

有鉴于此，本发明的目的在于提供一种低电容电压应力的二次型Boost变换器。本发明提供的二次型Boost变换器在高输出电压应用场合可采用较低额定电压的电容，而无需电容串联分压，从而降低了电容数量，减小了系统体积和成本。

为了实现上述目的，本发明提供了一种低电容电压应力的二次型Boost变换器，包括直流电压源、第一电感、第二电感、开关管、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第一电容、第二电容和负载，其中：

所述开关管的漏极与所述第二电感的一端、所述第二二极管的阳极和所述第三二极管的阴极连接；

所述第一电容的阳极与所述第一二极管的阴极、第二电感的另一端、第二电容的阴极连接；

所述第一电感的一端与所述第一二极管的阳极和所述第三二极管的阳极连接；

所述第二电容的阳极与所述第二二极管的阴极、所述负载的一端连接；

所述直流电压源的正极与所述第一电感的另一端、所述第一电容的阴极连接，所述直流电压源的负极与所述开关管的源极、所述负载的另一端连接；

所述第一电感和所述第二电感均工作于电流连续模式；

所述低电容电压应力的二次型Boost变换器的电压增益为1/(1-D)²，其中D为所述开关管的导通占空比。

进一步的，开关管为N沟道MOS管。

进一步的，所述第一电容的电压应力为DU_in/(1-D)，所述第二电容的电压应力为DU_in/(1-D)²，其中U_in为所述二次型Boost变换器的输入电压。

与现有技术相比，本发明的技术方案具有以下优点：

本发明提供的二次型Boost变换器的增益为1/(1-D)²，可以在较低的占空比下实现高增益，且仅仅采用一个开关管，控制简单。此外，与传统二次型Boost变换器相比，该变换器有效降低了所有电容的电压应力。因此，在高输出电压应用场合，第一电容和第二电容均可采用单个低额定电压的电容，而无需采用多个电容进行串联分压，从而显著减小了电容数量、系统体积和成本。

附图说明

图1为传统二次型Boost变换器的电路结构示意图；

图2为本发明实施例所提供的低电容电压应力的二次型Boost变换器的电路结构示意图；

图3为图2所示低电容电压应力的二次型Boost变换器在一个开关周期内的工作原理图，其中图3(a)为图2所示低电容电压应力的二次型Boost变换器在开关管导通时的工作原理图，图3(b)为图2所示低电容电压应力的二次型Boost变换器在开关管关断时的工作原理图；

图4为图2所示低电容电压应力的二次型Boost变换器在一个开关周期内的主要工作波形图；

图5为图2所示低电容电压应力的二次型Boost变换器的电压增益曲线；

图6为图2所示低电容电压应力的二次型Boost变换器的主要仿真波形，其中，图6(a)为开关管驱动信号u_gs、电感电流i_L1、i_L2和输入电压u_in、输出电压u_o的仿真波形；图6(b)为电容电压u_C1和u_C2的仿真波形。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅是本申请的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

请参照图2。图2为本发明实施例所提供的低电容电压应力的二次型Boost变换器的电路结构示意图(图中以开关管为N沟道MOS管、电容为有极性电容为例)。该低电容电压应力的二次型Boost变换器包括直流电压源U_in、第一电感L₁、第二电感L₂、开关管S、第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃、第一电容C₁、第二电容C₂和负载R，其中：开关管S的漏极与第二电感L₂的一端、第二二极管D₂的阳极和第三二极管D₃的阴极连接；第一电容C₁的阳极与第一二极管D₁的阴极、第二电感L₂的另一端、第二电容C₂的阴极连接；第一电感L₁的一端与第一二极管D₁的阳极和第三二极管D₃的阳极连接；第二电容C₂的阳极与第二二极管D₂的阴极、负载R的一端连接；直流电压源的正极与第一电感L₁的另一端、所述第一电容C₁的阴极连接，直流电压源的负极与开关管S的源极、负载R的另一端连接；其中，第一电感L₁和第二电感L₂均工作于电流连续模式；二次型Boost变换器的电压增益为1/(1-D)²，其中D为所述开关管的导通占空比。

本发明中，开关管S优选采用N沟道MOS管，该类开关管的通态损耗比电流控制型的开关管小。

具体地，低电容电压应力的二次型Boost变换器根据开关管S的导通和关断包括两种工作模式，下面结合图3(a)和图3(b)对本发明提供的低电容电压应力的二次型Boost变换器的工作原理进行介绍，其中，图3(a)为图2所示低电容电压应力的二次型Boost变换器在开关管S导通时的工作原理图，图3(b)为图2所示低电容电压应力的二次型Boost变换器在开关管S关断时的工作原理图。

在分析低电容电压应力的二次型Boost变换器的工作原理之前，先作以下假设：

1)变换器已经工作在稳态情况下；

2)所有功率器件和储能元件均为理想器件；

3)直流电压源的输入电压U_in恒定；

4)第一电容C₁、第二电容C₂两端的电压恒定不变，分别为U_C1、U_C2。

5)第一电感L₁和第二电感L₂中的电流连续，即变换器工作在电感电流连续导通模式(ContinuousConduction Mode,CCM)。

开关管S的开通时间为T_on＝DT_s，其中D为占空比，T_s＝1/f_s为开关周期，f_s为开关频率。L₁为第一电感的电感量，L₂为第二电感的电感量；C₁为第一电容的电容量，C₂为第二电容的电容量。

请参考图3和图4，图3为图2所示低电容电压应力的二次型Boost变换器在一个开关周期内的工作原理图；图4为图2所示低电容电压应力的二次型Boost变换器在一个开关周期内的主要工作波形图。

当开关管S开通时，工作原理如图3(a)所示，工作波形图对应图4中[t₀,t₁]部分。

在t₀时刻，开通开关管S。此时，第三二极管D₃导通，第一二极管D₁、第二二极管D₂反向偏置。第一电感电流i_L1、第二电感电流i_L2线性上升。有：

在t₁时刻，第一电感L₁、第二电感L₂的电流上升到最大值，该阶段结束。开关管S导通持续的时间为：

Δt₁＝DT_s (3)

当开关管S关断时，工作原理如图3(b)所示，工作波形图对应图4中[t₁,t₂]部分。

在t₁时刻，关断开关管S。此时，第一二极管D₁、第二二极管D₂导通，第三二极管D₃反向偏置。第一电感电流i_L1、第二电感电流i_L2线性下降。有：

在t₂时刻，第一电感L₁、第二电感L₂的电流下降到最小值，该阶段结束。开关管S关断的持续时间为：

Δt₂＝(1-D)T_s (6)

对该低电容电压应力的二次型Boost变换器进行稳态特性分析：

(1)电压增益

CCM时，第一电感L₁的伏秒平衡方程式为：

U_inDT_s＝U_C1(1-D)T_s (7)

第二电感L₂的伏秒平衡方程式为：

(U_in+U_C1)DT_s＝U_C2(1-D)T_s (8)

此外，由图2可得：

U_o＝U_in+U_C1+U_C2 (9)

根据式(7)-(9)，可得该低电容电压应力的二次型Boost变换器的电压增益G：

请参照图5，图5为图2所示低电容电压应力的二次型Boost变换器的电压增益曲线。图5给出了CCM模式下图2所示低电容电压应力的二次型Boost变换器的电压增益曲线理论值和仿真值。可以看出，二者基本吻合，且本发明提出的如图2所示低电容电压应力的二次型Boost变换器具有明显的电压增益优势，且占空比越大，优势越明显，验证了变换器可以实现高增益。

(2)第一电容和第二电容的电压应力

由式(7)可得：

由式(7)-式(11)可得：

表1对本发明所提二次型Boost变换器与传统二次型Boost变换器的电容电压应力进行了比较。可以看出，相同输入电压U_in和占空比D的条件下，本发明所提变换器的电容应力明显降低。

假设U_in＝48V，D＝0.68，则本发明所提二次型Boost变换器中，电容C₁的电压应力为102V，可选用额定电压160V的电解电容；电容C₂的电压应力为318V，可选额定电压400V的电解电容。而图1所示的传统二次型Boost变换器中，电容C₁的电压应力为150V，需选用额定电压200V的电解电容；电容C₂的电压应力为467V，需要选两个额定电压400V的相同电解电容进行串联。显然，本发明所提变换器显著减小了电容数量，进而降低了系统体积和成本。

表1电容电压应力比较

为了对本实施例提供的低电容电压应力的二次型Boost变换器进行验证，本申请还搭建了Saber仿真电路，其中仿真参数选择如下：输入电压U_in＝48V，开关频率f_s＝50kHz，第一电感量L₁＝0.6mH，第二电感量L₂＝4.8mH，第一电容量C₁＝47uF，第二电容量C₂＝4.7uF，负载电阻R＝577.6Ω，开关管S选用IRFP460，第一二极管D₁、第二二极管D₂、第三二极管D₃选用快恢复二极管APT2X61D60J。

仿真波形如图6所示。其中，图6(a)给出了开关管驱动信号u_gs、第一电感电流i_L1、第二电感电流i_L2、输入电压u_in、输出电压u_o的波形。可以看出，第一电感L₁和第二电感L₂的电流均连续；输入电压为U_in＝48V，占空比为D＝0.645时，输出电压U_o＝380V。此时，变换器电压增益为G＝U_o/U_in≈7.92。而电压增益理论计算值为1/(1-0.645)²＝7.93，二者基本吻合。这表明，电感电流连续模式下，本实施例所提变换器的电压增益为传统Boost变换器增益的平方，实现了较高的增益。

图6(b)给出了第一电容C₁和第二电容C₂的端电压波形。可以看出，C₁的端电压仿真值为U_C1＝82V，C₂的端电压仿真值为U_C2＝232V，二者与工作原理分析结果基本一致。

通过以上对图2所示低电容电压应力的二次型Boost变换器分析可得，该变换器具有和传统二次型Boost变换器一样的优点，即只有一个开关管，且电压增益为Boost变换器电压增益的平方。此外，和传统二次型Boost变换器相比，该变换器有效降低了电容的电压应力，特别适合高电压应用场合。

需要说明的是，开通开关是指向开关管提供高电平驱动信号，关断开关是指向开关管提供低电平驱动信号。具体的，通过脉冲宽度调制(Pulse Width Modulation，PWM)技术，开关控制单元向可控开关管传送脉冲信号。

作为一种优选地实施例，开关管为N沟道MOS管。NMOS(N-Metal-Oxide-Semiconductor，N型金属-氧化物-半导体)是开关管中的一种，在一块掺杂浓度较低的P型硅衬底(提供大量可以动空穴)上，制作两个高掺杂浓度的N+区(N+区域中有大量为电流流动提供自由电子的电子源)，并用金属铝引出两个电极，分别作漏极和源极，然后在半导体表面覆盖一层很薄的二氧化硅(SiO2)绝缘层，在漏——源极间的绝缘层上再装上一个铝电极(通常是多晶硅),作为栅极，在衬底上也引出一个电极，这就构成了一个N沟道增强型MOS管。N沟道MOS管具有开关速度快、开关损耗小的优点。

需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，而非对其限制。应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明的保护范围内。

Claims (4)

1.一种低电容电压应力的二次型Boost变换器，其特征在于，包括直流电压源、第一电感、第二电感、开关管、第一二极管、第二二极管、第三二极管、第一电容、第二电容和负载，其中：

所述开关管的漏极与所述第二电感的一端、所述第二二极管的阳极和所述第三二极管的阴极连接；

所述第一电容的阳极与所述第一二极管的阴极、第二电感的另一端、第二电容的阴极连接；

所述第一电感的一端与所述第一二极管的阳极和所述第三二极管的阳极连接；

所述第二电容的阳极与所述第二二极管的阴极、所述负载的一端连接；

所述直流电压源的正极与所述第一电感的另一端、所述第一电容的阴极连接，所述直流电压源的负极与所述开关管的源极、所述负载的另一端连接；

其中，所述第一电感和所述第二电感均工作于电流连续模式；

所述二次型Boost变换器的电压增益为1/(1-D)²，其中D为所述开关管的导通占空比。

2.根据权利要求1所述的低电容电压应力的二次型Boost变换器，其特征在于，所述开关管为N沟道MOS管。

3.根据权利要求1所述的低电容电压应力的二次型Boost变换器，其特征在于，所述开关模块包括多个并联的开关管串，每个所述开关管串包括多个串联的开关管。

4.根据权利要求1所述的低电容电压应力的二次型Boost变换器，其特征在于，所述第一电容的电压应力为DU_in/(1-D)，所述第二电容的电压应力为DU_in/(1-D)²，其中U_in为所述二次型Boost变换器的输入电压。