CN112886817A - 一种高效率高增益变换器及其控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明属于DC‑DC变换器技术领域，公开了一种高效率高增益变换器及其控制方法，其直流电源的正极与输入滤波电容的正极、第一电感的一端、第一二极管的阳极连接；第一电感的另一端与第一开关管的漏极、第一电容的负极、第二电容的正极连接；第一二极管的阴极与第一电容的正极、第二二极管的阳极连接；第二电容的负极与第二开关管的源极、输出滤波电容的负极、直流负载的一端连接；第二二极管的阴极与第二电感的一端、第三电容的正极连接；第二电感的另一端与输出滤波电容的正极、直流负载的另一端连接；直流电源的负极与第三电容的负极、第一开关管的源极、第二开关管的漏极、输入滤波电容的负极连接；其具有高电压增益，高效率，低电压应力且小体积的特点。

Description

一种高效率高增益变换器及其控制方法

技术领域

本发明属于DC-DC升压变换器技术领域，具体涉及一种高效率高增益变换器及其控制方法。

背景技术

直流模块分布式光伏并网发电系统可实现组件级的最大功率点跟踪控制，具有很强的抗局部阴影能力，且易标准化生产，安装灵活。然而，由于其输入电源(由单个或两个光伏组件串联构成)的端电压较低，光伏直流模块必须具备较高的电压增益(G＝U_o/U_in)，才能满足后级并网逆变器的直流母线电压要求。此外，为了降低成本、便于安装、并进一步提高太阳能利用率，光伏直流模块还需要具有器件数量少，体积小、变换效率高等特点。近年来，各国学者提出了多种高增益拓扑，其大致可分为隔离型和非隔离型两类。与前者相比，非隔离型变换器的体积较小、效率相对较高，而且非隔离光伏并网逆变器的漏电流抑制策略已经非常成熟，因此其作为光伏直流模块拓扑更具优势。

Boost变换器是应用最为广泛的非隔离型升压变换器。其输入电流连续，结构简单，但当占空比超过0.8时，功率管和电感的电流应力急剧增大，系统效率严重下降。因此，Boost变换器的实际电压增益一般低于5，难以满足直流模块高电压增益的要求。基于耦合电感的Boost变换器可以通过改变耦合电感绕组匝比来实现较高的电压增益，但由于漏感的影响，变换器的效率一般较低。Z源/准Z源Boost变换器具有较少的功率管数量，但是升压能力与传统Boost变换器相同。开关电容Boost变换器与开关电感Boost变换器的理想电压增益都为传统Boost变换器的(1+D)倍，但仍不足以满足后级并网逆变器的直流母线电压要求。二次型Boost变换器的电压增益较高，为传统Boost变换器的平方倍。但是，其和开关电感Boost变换器一样，功率器件承受了较高的电压应力(等于输出电压)，开关损耗较大。由于高耐压的功率器件具有更大的通态压降(或通态电阻)和更高的价格，因此其通态损耗和成本较高，效率较低。另外，上述方案普遍具有多个滤波元件，变换器的体积较大，难以满足光伏直流模块体积小的技术要求。提高开关频率，可以有效降低滤波元件的体积和重量，但是开关损耗明显上升，系统效率严重下降。

发明内容

有鉴于此，本发明目的在于提供一种高效率高增益变换器及其控制方法，该高效率高增益变换器的升压能力是传统Boost变换器的两倍；功率管数量较少(2个开关管和2个二极管)，且所有功率管的电压应力相等，均为传统Boost变换器的一半，因此可以选用低通态压降和低成本的器件；消除了第一开关管S₁和第二开关管S₂的开通损耗和第一二极管D₁、第二二极管D₂的反向恢复损耗，故可以大幅度提高开关频率、降低滤波器的体积且具有较高的变换效率，故适用于光伏直流模块。

为了实现上述目的，本发明提出的技术方案如下：

一种用于光伏直流模块的高效率高增益变换器，包括直流电源U_in、输入滤波电容C_in、第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃、第一电感L₁、第二电感L₂、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、输出滤波电容C_o、直流负载R；

所述直流电源U_in的正极与所述输入滤波电容C_in的正极、所述第一电感L₁的一端、所述第一二极管D₁的阳极连接；

所述第一电感L₁的另一端与所述第一开关管S₁的漏极、所述第一电容C₁的负极、所述第二电容C₂的正极连接；

所述第一二极管D₂的阴极与所述第一电容C₁的正极、所述第二二极管D₂的阳极连接；

所述第二电容C₂的负极与所述第二开关管S₂的源极、所述输出滤波电容C_o的负极、所述直流负载R的一端连接；

所述第二二极管D₂的阴极与所述第二电感L₂的一端、所述第三电容C₃的正极连接；

所述第二电感L₂的另一端与所述输出滤波电容C_o的正极、所述直流负载R的另一端连接；

所述直流电源U_in的负极与所述第三电容C₃的负极、所述第一开关管S₁的源极、所述第二开关管S₂的漏极连接、所述输入滤波电容C_in的负极；

进一步的，所述第一开关管S₁与第二开关管S₂为自带反向并联二极管的金氧半场效晶体管。

进一步的，所述第一电感L₁的电流连续导通，其电感值满足：

上式中，D为第一开关管S₁控制信号的占空比，U_in为输入电压，I_L1,max为第一电感电流的最大平均值，f_s为开关频率，δ％为第一电感L₁允许的最大电流脉动量与第一电感L₁最大平均电流的百分比。

进一步的，所述第二电感L₂的电流双向线性变化，且电感值满足：

上式中，I_o,max为输出电流的最大平均值。

进一步的，上述高效率高增益变换器中的直流电源U_in为光伏直流电源。

本发明还提供了上述高效率高增益变换器的控制方法，包括以下步骤：

将输入电压u_in的反馈值u_in,f与输入电压基准值u_in,ref比较，其误差信号送至输入电压控制器；输入电压控制器的输出信号u_r与单极性三角载波u_c交截，产生第一开关管S₁的PWM驱动信号u_gs1；将u_gs1取反，产生PWM驱动信号u_gs2，以控制第二开关管S₂。

进一步的，所述的变换器的理想电压增益G为：

进一步的，所述的变换器功率管的电压应力为：

上式中，U_S1为第一开关管S₁承受的电压应力，U_S2为第二开关管S₂承受的电压应力，U_D1为第一二极管D₁承受的电压应力，U_D2为第二二极管D₂承受的电压应力，U_o为输出电压。

与现有技术相比，本发明提出的高效率高增益变换器，消除了第一开关管S₁、第二开关管S₂的开通损耗和第一二极管D₁、第二二极管D₂的反向恢复损耗，因此可以大幅度提高开关频率、降低滤波器的体积且具有较高的变换效率；同时，所发明变换器还具有电压增益高、功率管数量少且电压应力低等优点，可以很好地满足光伏直流模块的要求。

附图说明

图1为本申请提供的高效率高增益变换器的电路结构示意图；

图2为图1所示的高效率高增益变换器的控制方法。

图3(a)到(f)为图1所示的高效率高增益变换器在一个开关周期内的6种工作模态等效图；

图4为图1所示的高效率高增益变换器在一个开关周期内的主要工作波形图；

图5为图1所示的高效率高增益变换器的平均电流等效电路示意图；

图6(a)-(f)为图1所示的高效率高增益变换器的仿真波形图。

具体实施方式

下面将结合本申请实施例中的附图，对本申请实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本申请的一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本申请中的实施例，本领域普通技术人员在没有做出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。

本发明提供了一种高效率高增益变换器，电路结构如图1所示。该高效率高增益变换器包括直流电源U_in、输入滤波电容C_in、第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃、第一电感L₁、第二电感L₂、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、输出滤波电容C_o，直流负载R；直流电源U_in的正极与输入滤波电容C_in的正极、第一电感L₁的一端、第一二极管D₁的阳极连接；第一电感L₁的另一端与第一开关管S₁的漏极、第一电容C₁的负极、第二电容C₂的正极连接；第一二极管D₁的阴极与第一电容C₁的正极、第二二极管D₂的阳极连接；第二电容C₂的负极与第二开关管S₂的源极、输出滤波电容C_o的负极、直流负载R的一端连接；第二二极管D₂的阴极与第二电感L₂的一端、第三电容C₃的正极连接；第二电感L₂的另一端与输出滤波电容C_o的正极、直流负载R的另一端连接；直流电源U_in的负极与第三电容C₃的负极、第一开关管S₁的源极、第二开关管S₂的漏极和输入滤波电容C_in的负极连接。本发明实施例中，第一开关管S₁与第二开关管S₂为自带反向并联二极管的金氧半场效晶体管。

如图2所示，该高效率高增益变换器的控制方法为：

将输入电压u_in的反馈值u_in,f与输入电压基准值u_in,ref比较，其误差信号送至输入电压控制器；输入电压控制器的输出信号u_r与单极性三角载波u_c交截，产生第一开关管S₁的PWM驱动信号u_gs1；将u_gs1取反，产生PWM驱动信号u_gs2，以控制第二开关管S₂。

下面对图1所示的变换器的工作过程进行说明。

为了简化分析，作如下假设：第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、输入滤波电容C_in、第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃、输出滤波电容C_o、第一电感L₁、第二电感L₂、均为理想器件；第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃、输出滤波电容C_o足够大，可忽略电压纹波；第一电感L₁、第二电感L₂的电流连续；输入电源U_in负端为零电位参考点，直流负载R为纯阻性。基于上述假设，则进入稳态后，变换器在一个开关周期内的工作过程可分为6种模态。各模态的等效电路分别如图3(a)～图3(f)所示。一个开关周期内的主要波形如图4所示。

分述如下：

模态1[t₀,t₁](等效电路如图3(a)所示)

t₀时刻，零电压开通第一开关管S₁。通过第一开关管S₁，电源U_in分别向第一电容C₁和第一电感L₁充电，而第二电容C₂、第三电容C₃串联向负载R提供能量。在此期间，有：

式中，U_C2、U_C3和U_o分别为第二电容C₂、第三电容C₃、输出滤波电容C_o的端电压；i_L1和i_L2分别为第一电感L₁和第二电感L₂的电流。t₁时刻，第一电容C₁充电完成，第一二极管D₁的电流减小至零，实现自然关断，模态1结束，模态2开始。

模态2[t₁,t₂](等效电路如图3(b)所示)

在模态2，第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2的表达式和模态1相同。

t₂时刻，关断第一开关管S₁，模态2结束。模态1和2的总持续时间为：T_on＝DT_s。其中，D为S₁的占空比，T_s为开关周期。

模态3[t₂,t₃](等效电路如图3(c))

在模态3中，电源U_in和第一电感L₁通过第二开关管S₂的体二极管向第二电容C₂充电；同时，电源U_in、第一电感L₁和第一电容C₁串联，通过第二二极管D₂向第三电容C₃和负载R提供能量。此时，有：

t₃时刻，零电压开通第二开关管S₂，模态3结束，模态4开始。

工作模态4[t₃,t₄](等效电路如图3(d))

在模态4，原流经第二开关管S₂的体二极管的电流，改为从第二开关管S₂的沟道流过。第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2的表达式和模态3相同。t₄时刻，流过第二二极管D₂的电流减小至零，实现自然关断，模态4结束，模态5开始。

工作模态5[t₄,t₅](等效电路如图3(e))

在模态5，第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2继续维持原斜率变化。t₅时刻，关断第二开关管S₂，模态5结束，模态6开始。

工作模态6[t₅,t₆](等效电路如图3(f))

第一电感电流i_L1流入结点b，第二电感电流i_L2流出结点b，且|i_L2|>|i_L1|，故第一二极管D₁导通，第二电感L₂对第一电容C₁充电。由于第一电容C₁的平均电压U_C1＝U_in，因而第一开关管S₁的漏-源极端电压被箝制在零。在该模态，第一电感电流i_L1和第二电感电流i_L2的表达式和模态1相同。在t₆时刻，零电压开通第一开关管S₁，模态6结束，进入下一个开关周期。

基于以上本发明变换器的工作原理，下面对其稳态特性和工作条件进行分析。

忽略模态6的持续时间，根据第一电感L₁、第二电感L₂的伏秒平衡，可得：

U_inDT_s＝(U_C2-U_in)(1-D)T_s (5)

(U_C2+U_C3-U_o)DT_s＝(U_o-U_C3)(1-D)T_s (6)此外，由图3(a)、(c)可知：

U_C1＝U_in (7)

U_C3＝U_C1+U_C2 (8)

结合式(5)-式(8)，可得所发明的高效率直流变换器的电压增益为：

功率管的电压应力为：

可以看出，与传统Boost变换器相比，所发明的高效率直流变换器的电压增益增大为两倍，功率管电压应力下降了一半。

由模态分析可知，为了在整个负载范围内均能实现第一开关管S₁的零电压开通，需要在最大负载条件下满足以下电流条件：

i_L1(t)+i_L2(t)<0 t∈(t₅,t₆) (11)

式中，t₅-t₆分别为工作模态时刻点。

由于模态6持续时间极短，可认为在该模态第一电感电流i_L1、第二电感电流i_L2近似不变，可得：

式中，I_L1、I_L2分别为第一、第二电感电流i_L1、i_L2的平均值，ΔI_L1、ΔI_L2分别为第一、第二电感电流i_L1、i_L2的脉动量。

将式(12)代入式(11)，可知第二电感电流i_L2的脉动量ΔI_L2满足：

ΔI_L2>2(I_L1+I_L2)-ΔI_L1 t∈(t₅,t₆) (13)

下面对本发明的变换器进行参数设计。

变换器的设计指标为：开关频率f_s＝100kHz，输入电压U_in＝48V，最大输出功率P_o,max＝250W，输出电压U_o＝380V。

该变换器的占空比为：

要求第一电感L₁的电流脉动量ΔI_L1低于其最大平均电流的δ％。通常取δ％为20％，即ΔI_L1≤0.2I_L1则有：

由于电容的平均电流为零，因此根据图1，可得本申请所提高效率高增益变换器的平均电流等效电路，如图5所示。根据图5可得：

式中，I_in为输入电流的平均值，I_o为输出电流的平均值。

结合式(15)、(16)，可得：

同时，第二电感L₂的脉动量ΔI_L2为：

将式(15)、(16)和(18)代入式(13)，可得：

同时，由输入输出功率守恒，可得：

U_inI_in＝U_oI_o (20)

结合上式(9)、(19)、(20)，可以得第二电感L₂满足：

通常要求电容电压脉动率低于1％，可得：

基于以上对本发明的变换器进行了模态分析、工作条件分析以及参数设计，下面对其进行仿真验证：

为了验证理论分析的正确性，根据上述参数设计，使用Saber仿真软件对所提升压变换器进行仿真验证，具体取值如下：第二电容C₁为47μF，第三电容C₂为47μF，第一电容C₃为47μF，第一电感L₁为0.2mH，第二电感L₂为30μH，输入滤波电容C_in＝47μF，输出滤波电容C_o＝47μF。

图6(a)-(b)给出了第一、二电感电流i_L1和i_L2、第一、二开关管S₁、S₂的驱动信号u_gs1和u_gs2、输入电压u_in和输出电压u_o的仿真波形。可以看出，第一电感L₁的电流单向连续导通，第二电感L₂的电流双向线性变化；当占空比D≈0.75、输入电压U_in＝48V时，所提变换器的输出电压为U_o＝380V，实测电压增益为G＝U_o/U_in≈7.92，与理论值G≈8.0基本吻合。图6(c)-(d)给出了第一开关管S₁、第二开关管S₂的驱动信号u_gs1、u_gs2和漏-源极端电压u_ds1、u_ds2的仿真波形。可以看出，当驱动信号u_gs1、u_gs2的高电平到来前，第一开关管S₁和第二开关管S2漏-源极电压已减小为零。因此，第一开关管S₁和第二开关管S₂的开通损耗为零。图6(e)-(f)给出了第一二极管D₁、第二二极管D₂的电流i_D1、i_D2和端电压u_D1、u_D1的仿真波形。可以看出，二极管D₁、二极管D₂在其承受反向电压前，电流缓慢降为零，消除了其反向恢复损耗。同时，由仿真波形可以看出，第一开关管S₁、第二开关管S₂的电压应力U_S1＝U_S2＝190V、第一二极管D₁、第二二极管D₂的电压应力U_D1＝U_D2＝190V，均为输出电压U_o的一半，与理论值一致。

在满载下，对所发明变换器进行损耗分析：

第一二极管D₁和第二二极管D₂选用超快恢复二极管STTH30R04D，正向导通压降为U_F＝0.97V，由上面分析可知其反向恢复损耗极小，则只考虑总通态损耗P_D：

P_D＝2U_FI_D＝2×0.97×0.66＝1.28W (26)

其中，I_D为第一二极管D₁和第二二极管D₂的平均电流值。

第一开关管S₁、第二开关管S₂选用STP45N40DM2AG；其中，通态电阻R_on为72mΩ，输出电容C_oss为200Pf，第一开关管S₁的电流有效值I_rms,S1为5.2A，第二开关管S₂的电流有效值I_rms,S2为1.7A。由于所提变换器开关管的开通损耗为零，则第一开关管S₁总损耗P_S1包括：容性开关损耗P_S1,C、关断损耗P_S1,off、通态损耗P_S1,on；第二开关管S₂总损耗P_S2包括：容性开关损耗P_S2,C、关断损耗P_S2,off、通态损耗P_S2,on：

由(27)-(32)可知，第一开关管S₁总损耗P_S1和第二开关管S₂总损耗P_S2为：

P_S1＝P_S1,C+P_S1,off+P_S1,on＝1.28+0.36+1.95＝3.59W (33)

P_S2＝P_S2,C+P_S2,off+P_S2,on＝0.29+0.36+0.2＝0.85W (34)

第一电感L₁为200uH，选用铁氧体磁芯EE41/17/12，磁芯体积V_e1为11.592cm³，在50℃内、100kHz时的单位体积磁芯损耗P_c1为12kW/m³；绕组电阻R_L1为0.025Ω，第一电感电流有效值I_L1,rms为4.58A。第一电感L₁铜耗P_L1,Cu，铁耗P_L1,Fe为：

P_L1,Fe＝P_c1V_e1＝12×11.592×10^-3＝0.14W (36)

由(35)、(36)可知，第一电感的总损耗P_L1为：

P_L1＝P_L1,Fe+P_L1,Cu＝0.53+0.14＝0.67W (37)

第二电感L₁为30uH，选用铁氧体磁芯EE30/15/9.9，磁芯体积V_e2为5.37cm³，在50℃内、100kHz时的单位体积磁芯损耗P_c2为45kW/m³；绕组电阻R_L2为0.020Ω，第二电感电流有效值I_L2,rms为3.53A。第二电感L₂铜耗P_L2,Cu，铁耗P_L2,Fe为：

P_L2,Fe＝P_c2V_e2＝45×5.37×10^-3＝0.242W (39)

由(38)、(39)可知，第二电感的总损耗P_L2为：

P_L2＝P_L2,Fe+P_L2,Cu＝0.25+0.242＝0.492W (40)

综上分析，则总损耗P_loss为：

P_loss＝P_D+P_S1+P_S2+P_L1+P_L2＝1.28+3.59+0.85+0.67+0.492＝6.9W (41)

所发明变换器在满载下效率η为：

由式(42)可以得到，所发明变换器在满载下效率达到97.3％，具有较高效率。

本发明提供的变换器可应用于光伏直流模块，其具有以下优点：(1)升压能力是传统Boost变换器的两倍；(2)功率管数量较少(2个开关管和2个二极管)，且所有功率管的电压应力相等，均为传统Boost变换器的一半，因此可以选用低通态压降和低成本的器件；(3)消除了第一开关管S₁和第二开关管S₂的开通损耗和第一二极管D₁、第二二极管D₂的反向恢复损耗，故可以大幅度提高开关频率、降低滤波器的体积且具有较高的变换效率。

需要说明的是，在本文中，诸如第一和第二等之类的关系术语仅仅用来将一个实体或者操作与另一个实体或操作区分开来，而不一定要求或者暗示这些实体或操作之间存在任何这种实际的关系或者顺序。而且，术语“包括”、“包含”或者其任何其他变体意在涵盖非排他性的包含，从而使得包括一系列要素的过程、方法、物品或者设备不仅包括那些要素，而且还包括没有明确列出的其他要素，或者是还包括为这种过程、方法、物品或者设备所固有的要素。在没有更多限制的情况下，由语句“包括一个……”限定的要素，并不排除在包括所述要素的过程、方法、物品或者设备中还存在另外的相同要素。

以上实施例的说明只是用于帮助理解本发明的方法及其核心思想，而非对其限制。应当指出，对于本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以对本发明进行若干改进和修饰，这些改进和修饰也落入本发明的保护范围内。

Claims (5)

1.一种高效率高增益变换器，其特征在于，包括直流电源U_in、输入滤波电容C_in、第一电容C₁、第二电容C₂、第三电容C₃、第一电感L₁、第二电感L₂、第一开关管S₁、第二开关管S₂、第一二极管D₁、第二二极管D₂、输出滤波电容C_o、直流负载R；

所述直流电源U_in的正极与所述输入滤波电容C_in的正极、所述第一电感L₁的一端、所述第一二极管D₁的阳极连接；

所述第一电感L₁的另一端与所述第一开关管S₁的漏极、所述第一电容C₁的负极、所述第二电容C₂的正极连接；

所述第一二极管D₁的阴极与所述第一电容C₁的正极、所述第二二极管D₂的阳极连接；

所述第二电容C₂的负极与所述第二开关管S₂的源极、所述输出滤波电容C_o的负极、所述直流负载R的一端连接；

所述第二二极管D₂的阴极与所述第二电感L₂的一端、所述第三电容C₃的正极连接；

所述第二电感L₂的另一端与所述输出滤波电容C_o的正极、所述直流负载R的另一端连接；

所述直流电源U_in的负极与所述第三电容C₃的负极、所述第一开关管S₁的源极、所述第二开关管S₂的漏极、所述输入滤波电容C_in的负极连接；

其中，所述第一开关管S₁与第二开关管S₂为自带反向并联二极管的金氧半场效晶体管；

其中，所述第一电感L₁的电流连续导通，且电感值满足：

上式中，D为第一开关管S₁控制信号的占空比，U_in为输入电压，I_L1,max为输入电流的最大平均值，f_s为开关频率，δ％为第一电感L₁允许的最大电流脉动量与第一电感L₁最大平均电流的百分比；

其中，所述第二电感L₂的电流双向线性变化，且电感值满足：

上式中，I_o,max为输出电流的最大平均值。

2.根据权利要求1所述的高效率高增益变换器，其特征在于，所述高效率变换器的理想电压增益G为：

3.根据权利要求1所述的高效率高增益变换器，其特征在于，所述高效率变换器的各个功率管的电压应力：

上式中，U_S1为第一开关管S₁承受的电压应力，U_S2为第二开关管S₂承受的电压应力，U_D1为第一二极管D₁承受的电压应力，U_D2为第二二极管D₂承受的电压应力，U_o为输出电压。

4.一种权利要求1～3任一项所述的高效率变换器的控制方法，其特征在于，所述控制方法为：

将输入电压u_in的反馈值u_in,f与输入电压基准值u_in,ref比较，其误差信号送至输入电压控制器；输入电压控制器的输出信号u_r与单极性三角载波u_c交截，产生第一开关管S₁的PWM驱动信号u_gs1；将u_gs1取反，产生PWM驱动信号u_gs2，以控制第二开关管S₂。

5.根据权利要求1～3任一项所述的高效率变换器，其特征在于，所述直流电源U_in为光伏直流电源。

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