CN106059320A - 一种并联谐振型零电压开关推挽正激变换器 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种并联谐振型零电压开关推挽正激变换器，所述变换器的主电路包括原边电路和副边电路；所述原边电路中设置有谐振电感和并联谐振电容，通过谐振电感与并联谐振电容的谐振，实现原边电路中主功率管的零电压开关。该变换器可消除主功率管的电压尖峰，改善EMC效果，提高升压能力及转换效率。本发明的电路结构简单，控制方便，工作可靠。

Description

一种并联谐振型零电压开关推挽正激变换器

技术领域

本发明涉及DC-DC变换器，具体涉及一种并联谐振型零电压开关推挽正激变换器。

背景技术

DC-DC变换器是目前应用最为广泛的电力电子功率变换电路，无论是空间电源系统还是便携式电子设备，在各种电气领域都得到广泛应用。由于不同领域对电源系统的升降压能力、功率等级有着不同的需求，并且随着电力电子技术的发展，人们对电源的功率等级、功率密度、转换效率、可靠性、电磁兼容性能等提出了更高要求。

现有的DC-DC变换器拓扑有很多，推挽正激电路以其输入滤波器体积小、功率管关断电压尖峰低的优点被广泛应用于低压大电流场合。如图1所示，推挽正激变换器拓扑，利用箝位电容C给变压器漏感提供能量释放回路，降低功率管的关断电压尖峰，抑制变压器偏磁。这种拓扑具有结构简单，控制方便等优点。但在实际应用中，传统推挽正激工作在硬开关模式下，功率管的关断电压尖峰仍然没有消除，电磁干扰现象严重，开关损耗较大，限制了DC/DC变换器的高频化。

发明内容

有鉴于此，本发明的主要目的是提出一种并联谐振型零电压开关(ZVS)推挽正激变换器，以克服传统推挽正激变换器存在的缺点，实现功率管零电压开关，消除功率管的关断电压尖峰，降低系统的电磁干扰，提高变换器转换效率以及升压能力。

为达到上述目的，本发明所采用的技术方案为：

一种并联谐振型零电压开关推挽正激变换器，所述变换器的主电路包括原边电路和副边电路；其中，所述原边电路中设置有谐振电感和并联谐振电容，通过谐振电感与并联谐振电容的谐振，实现原边电路中主功率管的零电压开关。

优选地，所述原边电路包括：第一主功率管Q₁、第二主功率管Q₂、箝位电容C、第一谐振电感L_leak1、第二谐振电感L_leak2、第一线圈T_p1、第二线圈T_p2、第一并联谐振电容C_L1、以及第二并联谐振电容C_L2；其中，

所述第一线圈T_p1的同名端分别连接所述箝位电容C的第一端、第一并联谐振电容C_L1的第一端和第一主功率管Q₁的源极，所述第一线圈T_p1的异名端连接所述第一谐振电感L_leak1的第一端；

所述第二线圈T_p2的同名端分别连接所述箝位电容C的第二端、第二并联谐振电容C_L2的第一端和第二主功率管Q₂的漏极，所述第二线圈T_p2的异名端连接所述第二谐振电感L_leak2的第一端；

所述第一谐振电感L_leak1的第二端分别连接电源U_in的负极、第二主功率管Q₂的源极和第一并联谐振电容C_L1的第二端；

所述第二谐振电感L_leak2的第二端分别连接电源U_in的正极、第一主功率管Q₁的漏极和第二并联谐振电容C_L2的第二端。

优选地，所述第一主功率管Q₁包括第一反并联体二极管D_v1和/或第一寄生电容C_v1；和/或，所述第二主功率管Q₂包括第二反并联体二极管D_v2和/或第二寄生电容C_v2。

优选地，所述第一谐振电感L_leak1为变压器漏感或外接的独立电感；和/或，所述第二谐振电感L_leak2为变压器漏感或外接的独立电感。

优选地，所述原边电路还包括输入滤波电容C_in，所述输入滤波电容C_in的正极与电源U_in的正极相连，所述输入滤波电容C_in的负极与电源U_in的负极相连。

优选地，所述副边电路包括：第三线圈T_p3、第一整流二极管D₁、第二整流二极管D₂、第三整流二极管D₃、第四整流二极管D₄、输出滤波电感L_f、输出滤波电容C_f、以及负载R，其中，

所述第三线圈T_p3的同名端分别连接第一整流二极管D₁的阳极和第二整流二极管D₂的阴极，所述第三线圈T_p3的异名端分别连接第三整流二极管D₃的阳极和第四整流二极管D₄的阴极；

所述输出滤波电感L_f的第一端分别连接第一、第三整流二极管D₁、D₃的阴极，所述输出滤波电感L_f的第二端分别连接输出滤波电容C_f的正极和负载R的第一端；

输出滤波电容C_f的负极分别连接第二、第四整流二极管D₂、D₄的阳极和负载R的第二端。

优选地，所述第一线圈T_p1、所述第二线圈T_p2和所述第三线圈T_p3的变比为1:1:n。

优选地，所述第一主功率管Q₁和所述第二主功率管Q₂为沟槽功率金属氧化物半导体场效应晶体管、电力场效应晶体管、绝缘栅双极型晶体管、垂直双扩散金属氧化物半导体场效应晶体管、或超结晶体管。

优选地，所述变换器的控制方式为PWM控制。

优选地，其工作模态包括依次的第一模态至第十模态，其中第一模态至第五模态是所述变换器工作于前半个开关周期的工作模态，第六模态至第十模态是所述变换器工作于后半个开关周期的工作模态。

本发明的变换器利用谐振电感与并联谐振电容谐振，可实现主功率管的零电压开关(ZVS)，消除功率管的电压尖峰，改善了EMC效果，提高了升压能力及转换效率。本发明的电路结构简单，控制方便，工作可靠。本发明的变换器可在传统推挽正激变换器的基础上，降低功率器件的电压电流应力，提高电能转换效率以及变换器的升压能力。

附图说明

通过以下附图对本发明示意性实施例进行描述，本发明的上述以及其它目的、特征和优点将更为清楚，但这并不代表将本发明仅仅限定为示意性实施例和附图，在附图中：

图1示出了现有技术的推挽正激变换器拓扑；

图2示出了本发明提供的并联谐振型零电压开关推挽正激变换器拓扑；

图3示出了本发明提供的并联谐振型零电压开关推挽正激变换器各开关模态主要波形图；

图4a-4e分别示出了本发明提供的并联谐振型零电压开关推挽正激变换器的第一模态至第五模态的等效电路图；

图5a、5b分别示出了传统推挽正激变换器与本发明提供的并联谐振型零电压开关推挽正激变换器的功率管Q₁两端的电压波形及流过功率管Q₁的电流仿真波形图；

图6a、6b分别示出了传统推挽正激变换器与本发明提供的并联谐振型零电压开关推挽正激变换器的箝位电容电压电流仿真波形图；

图7a、7b分别示了出传统推挽正激变换器与本发明提供的并联谐振型零电压开关推挽正激变换器的输入电流波形图；

图8a、8b分别示了出传统推挽正激变换器与本发明提供的并联谐振型零电压开关推挽正激变换器的整流二极管电压电流仿真波形图；

图9a、9b分别示出了传统推挽正激变换器与本发明提供的并联谐振型零电压开关推挽正激变换器的功率管Q₁两端的电压波以及整流二极管电压实验波形图；

图10a、10b分别示出了传统推挽正激变换器与本发明提供的并联谐振型零电压开关推挽正激变换器的功率管Q₁开通过程其两端电压u_ds1实验波形图；

图11a、11b分别示出了传统推挽正激变换器与本发明提供的并联谐振型零电压开关推挽正激变换器的功率管Q₁关断过程其两端电压u_ds1实验波形图；

图12示出了传统推挽正激变换器与本发明提供的并联谐振型零电压开关推挽正激变换器的转换效率对比曲线。

具体实施方式

以下基于实施例对本发明进行描述，但是本发明并不仅仅限于这些实施例。在下文对本发明的细节描述中，详尽描述了一些特定的细节部分。对本领域技术人员来说没有这些细节部分的描述也可以完全理解本发明。为了避免混淆本发明的实质，公知的方法、过程、流程、元件和电路并没有详细叙述。此外，本领域普通技术人员应当理解，在此提供的附图都是为了说明的目的，并且附图不一定是按比例绘制的。同时，应当理解，在以下的描述中，“电路”是指由至少一个元件或子电路通过电气连接或电磁连接构成的导电回路。当称元件或电路“连接到”另一元件或称元件/电路“连接在”两个节点之间时，它可以是直接耦接或连接到另一元件或者可以存在中间元件，元件之间的连接可以是物理上的、逻辑上的、或者其结合。相反，当称元件“直接耦接到”或“直接连接到”另一元件时，意味着两者不存在中间元件。除非上下文明确要求，否则整个说明书和权利要求书中的“包括”、“包含”等类似词语应当解释为包含的含义而不是排他或穷举的含义；也就是说，是“包括但不限于”的含义。此外，在本发明的描述中，除非另有说明，“多个”的含义是两个或两个以上。

针对现有技术存在的问题，本发明提出了一种并联谐振型零电压开关(ZVS)推挽正激变换器的电路拓扑，如图2所示。所述拓扑包括原边电路和副边电路；其中，所述原边电路中设置有谐振电感和并联谐振电容，通过谐振电感与并联谐振电容的谐振，实现原边电路中主功率管的零电压开关。

优选地，所述原边电路包括：第一主功率管Q₁、第二主功率管Q₂、箝位电容C、第一谐振电感L_leak1、第二谐振电感L_leak2、第一线圈T_p1、第二线圈T_p2、第一并联谐振电容C_L1、以及第二并联谐振电容C_L2。也即，前述主功率管包括第一主功率管Q₁和第二主功率管Q₂，前述谐振电感包括第一谐振电感L_leak1和第二谐振电感L_leak2，前述并联谐振电容包括第一并联谐振电容C_L1和第二并联谐振电容C_L2。

如图2所示，这些元器件的具体连接关系为：

所述第一线圈T_p1的同名端分别连接所述箝位电容C的第一端、第一并联谐振电容C_L1的第一端和第一主功率管Q₁的源极，所述第一线圈T_p1的异名端连接所述第一谐振电感L_leak1的第一端；

所述第二线圈T_p2的同名端分别连接所述箝位电容C的第二端、第二并联谐振电容C_L2的第一端和第二主功率管Q₂的漏极，所述第二线圈T_p2的异名端连接所述第二谐振电感L_leak2的第一端；

所述第一谐振电感L_leak1的第二端分别连接电源U_in的负极、第二主功率管Q₂的源极和第一并联谐振电容C_L1的第二端；

所述第二谐振电感L_leak2的第二端分别连接电源U_in的正极、第一主功率管Q₁的漏极和第二并联谐振电容C_L2的第二端。

其中，第一线圈T_p1和第二线圈T_p2为变压器的原边线圈，二者优选采用相等的匝数。

优选地，前述主功率管(即，第一和第二主功率管Q₁和Q₂)为功率开关管，所述功率开关管可以是沟槽功率金属氧化物半导体场效应晶体管(Trench Power Metal OxideSemiconductor Field Effect Transistor，trench-MOS)、绝缘栅双极型晶体管(Insulated Gate Bipolar Transistor,IGBT)、垂直双扩散金属氧化物半导体场效应晶体管(Vertical Double Diffused MOSFET,VD MOS)、超结晶体管(Super JunctionTransistor)、电力场效应晶体管(MOSFET)或任意其他适当的功率开关器件。

优选地，所述第一主功率管Q₁包括第一反并联体二极管D_v1和/或第一寄生电容C_v1；和/或，所述第二主功率管Q₂包括第二反并联体二极管D_v2和/或第二寄生电容C_v2。

优选地，所述第一谐振电感L_leak1为变压器漏感或外接的独立电感；和/或，所述第二谐振电感L_leak2为变压器漏感或外接的独立电感。

优选地，所述原边电路还包括输入滤波电容C_in，其与电源U_in并联，即，所述输入滤波电容C_in的正极与电源U_in的正极相连，所述输入滤波电容C_in的负极与电源U_in的负极相连。

优选地，所述副边电路可以包括：第三线圈T_p3、第一整流二极管D₁、第二整流二极管D₂、第三整流二极管D₃、第四整流二极管D₄、输出滤波电感L_f、输出滤波电容C_f、以及负载R，其中，第三线圈T_p3为变压器的副边线圈。

其中，所述第三线圈T_p3的同名端分别连接第一整流二极管D₁的阳极和第二整流二极管D₂的阴极，所述第三线圈T_p3的异名端分别连接第三整流二极管D₃的阳极和第四整流二极管D₄的阴极；

所述输出滤波电感L_f的第一端分别连接第一、第三整流二极管D₁、D₃的阴极，所述输出滤波电感L_f的第二端分别连接输出滤波电容C_f的正极和负载R的第一端；

输出滤波电容C_f的负极分别连接第二、第四整流二极管D₂、D₄的阳极和负载R的第二端。

替代地，副边电路也可以采用本领域的技术人员所熟知的其它结构。

优选地，所述第一线圈T_p1、所述第二线圈T_p2和所述第三线圈T_p3的变比(即变压器的变比)为1:1:n。

优选地，所述变换器的控制方式为PWM控制。

对于图2所示的优选实施方式的变换器而言，其工作模态包括依次的第一模态至第十模态，其中第一模态至第五模态是所述变换器工作于前半个开关周期的工作模态，第六模态至第十模态是所述变换器工作于后半个开关周期的工作模态。其各开关模态的主要波形图如图3所示。

下面结合附图4a-4e描述本发明的并联谐振型ZVS推挽正激变换器的工作原理。

在t₁时刻前，第二主功率管Q₂、第二整流二极管D₂、第四整流二极管D₄导通，电源U_in和箝位电容C分别通过回路：U_in—L_leak2—T_p2—Q₂—U_in和回路C—Q₂—L_leak1—T_p1—C同时给副边传递能量，t₁时刻i₁达到最小值，i₂达到最大值。在第一模态中，即[t₁～t₂]时间段内，其等效电路如图图4a所示。在t₁时刻Q₂关断，此时，整流二极管D₂、D₄仍导通，变压器漏感和滤波电感L_f折射到原边的等效电感与电容C_v2、C_L2以及C_v1、C_L1谐振，使得i₂给C、C_v2充电，给C_L2放电，C_v2两端电压u_cv2即u_ds2从零开始上升，而C_L2两端电压u_cL2从U_in开始下降；同时i₁给C_L1和C_v1放电，使得u_cv1即u_ds1从2U_in开始下降，C_L1两端电压u_cL1从U_in开始下降。当C_v2和C_L2足够大时，放电速度缓慢，Q₂管可实现零电压关断。在此过程中，i₂开始缓慢减小，i₁反向减小，相应地，i_D2也随之减小，此阶段D₁和D₄仍截止，直至i₁反向减小到零，该模态结束，此阶段有下列式成立：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_1=\frac{\[i_1\left(t_{1-}\right)+i_2\left(t_{1-}\right)\]}{2}\cos \[\mathrm{\ω}\left(\right(t-t_1)\]+\frac{I_p}{2}\\ i_2=\frac{(C_v+C_L)\[i_1\left(t_{1-}\right)+i_2\left(t_{1-}\right)\]}{2(2C+C_L+C_v)}\cos \[\mathrm{\ω}\left(\right(t-t_1)\]-\frac{I_p}{2}\\ u_p=U_{in}+\frac{I_p}{2(C_v+C_L)}(t-t_1)+\frac{L_{leak}{I}_p}{2}\mathrm{\δ}(t-t_1)-\frac{L_{leak}{i}_1\left(t_{1-}\right)}{2}\mathrm{\δ}(t-t_1)\\ u_{ds1}=2U_{in}+\frac{I_p}{2(C_v+C_L)}(t-t_1)-\frac{L_{leak}\[i_1\left(t_{1-}\right)+i_2\left(t_{1-}\right)\]}{2\mathrm{\ω}}\sin \[\mathrm{\ω}\left(\right(t-t_1)\]\\ u_{ds2}=\frac{L_{leak}\[i_1\left(t_{1-}\right)+i_2\left(t_{1-}\right)\]}{2\mathrm{\ω}}\sin \[\mathrm{\ω}\left(\right(t-t_1)\]-\frac{I_p}{2(C_v+C_L)}(t-t_1)\end{array}\right.---\left(1\right)$

式中I_P是原边励磁电流，L_leak是原边漏感。

在该模态结束时，即在t₂时刻，有式(2)成立：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_1=0\\ i_2=-I_p\\ u_{cL1}=u_{cL2}=0\end{array}\right.---\left(1\right)$

根据式(1)、(2)可解得该模态的持续时间如式(3)所示：

$t_{12}=-\frac{2U_{in}(C_v+C_L)}{I_p}---\left(3\right)$

在第二模态中，即[t₂～t₃]时间段内，如图3、图4b所示。在t₂时刻i₁已经反向减小到零，开始正向增大；而i₂继续减小，给C_v2、C_L2、C_L1充电，i₁、i₂均大于零，D₁～D₄均导通，相应地，i_D1随之增大，i_D2随之减小，变压器副边处于续流状态。此时，变压器漏感与结间电容和并联谐振电容谐振，在t₃时刻前，C_v2两端电压u_cv2即u_ds2上升到2U_in，u_cv1即u_ds1下降到0，Q₂管的反并联二极管D_v1自然导通。有公式(4)成立。

$\left\{\begin{array}{c}{i}_1=\mathrm{\ω}C(U_c-U_{in})\sin \[\mathrm{\ω}(t-t_2)\]-\frac{I_p}{2}\cos \[\mathrm{\ω}(t-t_2)\]+\frac{I_p}{2}\cos \[{\mathrm{\ω}}_1(t-t_2)\]\\ i_2=-\frac{I_p}{2}\cos \[\mathrm{\ω}(t-t_2)\]-\frac{I_p}{2}\cos \[{\mathrm{\ω}}_1(t-t_2)\]-\mathrm{\ω}C(U_c-U_{in})\sin \[\mathrm{\ω}(t-t_2)\]\\ u_{ds1}=U_{in}-\frac{{\mathrm{\ωLI}}_p}{2}\sin \[\mathrm{\ω}(t-t_2)\]+\frac{C(U_c-U_{in})}{2C+C_L+C_v}\cos \[\mathrm{\ω}(t-t_2)\]+\frac{{\mathrm{\ω}}_1{\mathrm{LI}}_p}{2}\sin \[{\mathrm{\ω}}_1(t-t_2)\]\\ u_{ds2}=U_{in}-\frac{{\mathrm{\ωLI}}_p}{2}\sin \[\mathrm{\ω}(t-t_2)\]+\frac{C(U_c-U_{in})}{2C+C_L+C_v}\cos \[\mathrm{\ω}(t-t_2)\]+\frac{{\mathrm{\ω}}_1{\mathrm{LI}}_p}{2}\sin \[{\mathrm{\ω}}_1(t-t_2)\]\end{array}\right.---\left(2\right)$

式中

$U_c=U_{in}+\mathrm{\ω}L\[i_1\left(t_{1-}\right)+i_2\left(t_{1-}\right)\]sin\[-\frac{2{\mathrm{\ωU}}_{in}(C_v+C_L)}{I_p}\]---\left(3\right)$

该模态结束时，u_ds1已降为零，从而实现Q₁零电压开通，有公式(6)成立：

$t_{23}=\frac{\[U_{in}(C+C_v+C_L)+{\mathrm{CU}}_c\](C_v+C_L)}{{\mathrm{CI}}_p}---\left(4\right)$

在第三模态中，即[t₃～t₄]时间段内，如图3、图4c所示。在t₃时刻D_v1已经导通，电容电压U_c加在变压器绕组T_p2的漏感上，U_in并联在绕组T_p1漏感两端，i₂急速下降，i₁急速上升，但i₂仍然大于i₁，所以直至Q₁开通，该模态才结束。

在第四模态中，即在[t₄～t₅]时间段内，如图3、图4d所示，t₄时刻驱动Q₁管开通，此时u_ds1已下降到零，故Q₁实现零电压开通。工作过程跟上一模态相似，这里不再赘述，此时有公式(7)成立：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_1=i_1\left(t_{4-}\right)+\frac{U_{in}}{L_{leak}}(t-t_4)\\ i_2=i_2\left(t_{4-}\right)+\frac{U_c}{L_{leak}}(t-t_4)\end{array}\right.---\left(5\right)$

t₄～t₅期间，i_D1由上升到I_Lfmin，所以此模态持续的时间有公式(8)成立(式中n为变压器的变比)：

$t_{45}=\frac{{\mathrm{nL}}_{leak}{I}_{Lfmin}}{U_{in}\[1+i_2\left(t_{4-}\right)/i_1\left(t_{4-}\right)\]}---\left(6\right)$

在第五模态中，即在[t₅～t₆]时间段内，如图3、图4e所示。上一模态i₂已经下降到零，电容电压U_c加在变压器绕组T_p2上，U_in加在绕组T_p1上，故i₂反向增大，i₁正向迅速增加，整流二极管D₂、D₃截止，电流i_D1等于负载电流i_Lf。此时该变换器的工作模态与传统推挽正激变换器的工作模态相同，相当于两单端正激电路并联运行。此时有公式(9)成立：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_1=i_1\left(t_{5-}\right)+\frac{n^2{U}_{in}}{2L_{leak}}(t-t_5)\\ i_2=i_1\left(t_{5-}\right)-\frac{n^2{U}_{in}}{2L_{leak}}(t-t_5)\\ u_{ds1}=2U_{in}\\ u_{ds2}=0\end{array}\right.---\left(7\right)$

t₆时刻关断Q₁管，变换器开始另一半周期工作，具体为：

在第六模态中，功率管Q₁、Q₂均关断，二极管D₁、D₄导通；

在第七模态中，功率管Q₁、Q₂均关断，二极管D₁-D₄均导通；

在第八模态中，功率管Q₁、Q₂均关断，功率管Q₂的体二极管D_v2导通，二极管D₁-D₄均导通；

在第九模态中，功率管Q₂导通，Q₁关断，二极管D₁-D₄均导通；

在第十模态中，功率管Q₂导通，Q₁关断，二极管D₂、D₃导通。

该第六模态-第十模态的工作过程与上半周期(第一模态-第五模态)类似，在此不再一一赘述。

根据对本发明的并联谐振型ZVS推挽正激变换器工作模态进行分析，当电路工作在第一模态阶段，变压器漏感L_leak和输出滤波电感L_f折合到原边的等效电感与并联电容和结间电容谐振，输出滤波电感L_f储存的能量足够大，使得C_v2放电电压降到零，容易实现零电压关断。但当电路工作在第二模态阶段，仅变压器漏感L_leak与并联电容和结间电容谐振，由于变压器漏感远小于输出滤波电感L_f，导致实现Q₁管零电压开通要比实现零电压关断困难，所以只需满足实现Q₁、Q₂管零电压开通条件，就能实现功率管Q₁、Q₂的ZVS。实现功率管Q₁、Q₂的ZVS的条件如下：

以功率管Q₁为例，若使功率管Q₁零电压开通，则需保证在功率管Q₁开通前u_ds1＝0，根据第三模态可得式(10)：

$t_{23}=-\frac{\[U_{in}(C+C_v+C_L)+{\mathrm{CU}}_c\](C_v+C_L)}{{\mathrm{CI}}_p}---\left(10\right)$

式(10)中t₂₃表示电容C_v1的电压从U_in放电至0的时间，因此可得到死区时间t_d需满足式(11)：

$t_d\≥t_{12}+t_{23}=-\frac{2U_{in}(C_v+C_L)}{I_p}-\frac{\[U_{in}(C+C_v+C_L)+{\mathrm{CU}}_c\](C_v+C_L)}{{\mathrm{CI}}_p}---\left(11\right)$

式中t_d的最小值为t_dmin＝10％T_s，其中T_s为开关周期。

此外还需满足漏感L_leak1中储存的能量要足够大，给C_L1电压从0充电至电压为U_in，给C_L2从0充点至-U_in，给C_v2从U_in充电至2U_in，所以Q₁管实现ZVS的能量条件如式(12)、(13)所示：

$E_{L_{leak}}\≥E_{C_{L1}}+E_{C_{L2}}+E_{C_{v2}}---\left(12\right)$

$L_{leak}{\left(\frac{I_p}{2}\right)}^2>2\×\frac{C_L}{2}{U_{in}}^2+\frac{3C_v/4}{2}\[{\left(2U_{in}\right)}^2-{U_{in}}^2\]---\left(13\right)$

忽略纹波电流，可将式(13)进一步表示如下式所示关系：

$L_{leak}{\left(\frac{P_0}{2{\mathrm{\ηU}}_{in}D}\right)}^2>C_L{U_{in}}^2+\frac{9}{8}{C}_v{U_{in}}^2\⇒\frac{L_{leak}}{4}{\left(\frac{P_0}{\mathrm{\η}D}\right)}^2>C_L{U_{in}}^4+\frac{9C_v}{8}{U_{in}}^4---\left(14\right)$

由式(14)可知，负载越大以及变压器漏感L_leak越大，越容易实现宽负载范围的ZVS。

下面描述对本发明的ZVS推挽正激变换器进行仿真的结果，其中，仿真的具体参数如下：在图2中，可以设置输入电压U_in＝12V，箝位电容C＝40μF，输出滤波电容C_f＝470μF，输出滤波电感L_f＝200μH，并联谐振电容C_L＝0.57μF，谐振电感即变压器漏感L_leak＝0.2μH，负载R＝15Ω，开关频率f_s＝50kHz，变压器变比n＝2:2:23，本发明的ZVS推挽正激变换器的控制方式采用PWM控制。

图5a、5b分别示出传统推挽正激电路与本发明提供的并联谐振型ZVS推挽正激变换器的功率管Q₁两端的电压波形及流过功率管Q₁的电流仿真波形图。

传统推挽正激电路的的仿真结果示出在Q₁开通瞬间，u_ds1上升到U_in，无法实现软开关，此外由于Q₁管两端电压u_ds1从零突变到2U_in＝24V，使得流过Q₁的电流i_ds1在Q₁开通的瞬间出现较大的尖峰，对开关管的损害较大。本发明的推挽正激电路在Q₁开通前，开关管两端的电压u_ds1已经降到零，可实现零电压开通。当Q₁管关断时，由于并联谐振电容和结间电容的存在，u_ds1从零开始缓慢上升，可实现零电压关断，相应地，流过功率管的电流没有尖峰。

图6a、6b分别示出传统推挽正激变换器与本发明的变换器的箝位电容电压电流仿真波形图。

传统推挽正激变换器的仿真结果示出箝位电容的两端电压U_c的波动为0.5V，电流i_c脉动为30A。而本发明的ZVS推挽正激变换器的仿真结果示出本发明的推挽正激变换器的箝位电容两端电压的U_c脉动为0.6V，电流i_c脉动为20A。可见本发明的变换器的箝位电容电压脉动与传统推挽正激电路相近，仅高出0.1V，而电流脉动比传统推挽正激电路低10A左右，大幅度降低箝位电容的电流脉动，有利于提高箝位电容寿命。同时箝位电容C释放的能量有所减少，有利于提高效率。

图7a、7b分别示出传统推挽正激变换器与本发明的变换器的输入电流波形图。

传统推挽正激变换器的仿真结果示出输入电流脉动为35A左右，而本发明的变换器的输入电流脉动为25A左右，且本发明的变换器的输入电流变化时间短，在传统推挽正激变换器的基础上减小了输入电流脉动的安秒积分，可降低输入滤波器体积。

图8a、8b分别示出传统推挽正激变换器与本发明的变换器的整流二极管电压电流仿真波形图。

传统推挽正激变换器的仿真结果示出整流二极管输出电压u_AB的死区时间比本发明的变换器的整流二极管输出电压的死区时间长，可见本发明的变换器的有效占空比得到提高，升压能力也随之提高。

下面描述对本发明的ZVS推挽正激变换器进行实验的结果，其中，实验的具体参数如下：在图2中，输入电压U_in＝12V，箝位电容C＝40μF，输出滤波电容C_f＝470μF，输出滤波电感L_f＝200μH，并联谐振电容C_L＝0.57μF，谐振电感即变压器漏感L_leak＝0.4μH，负载R＝15Ω，开关频率f_s＝50kHz，变压器变比n＝2:2:23，该ZVS推挽正激变换器的控制方式采用PWM控制。

图9a、9b分别示出传统推挽正激变换器与本发明的变换器的开关管Q₁两端的电压波以及整流二极管电压实验波形图。

传统推挽正激变换器的实验结果示出开关管Q₁两端电压的最大峰值达到46V，高于2U_in一倍，尖峰很大，同时变压器副边两端电压u_CD的尖峰也很大，最大值为320V，这对开关管以及整流二极管的选型提高了要求，损耗也会随之升高，此外较高的电压尖峰容易损坏开关元件。而本发明的ZVS推挽正激变换器的实验结果示出开关管Q₁两端的电压最大值为30V，无关断电压尖峰。且本发明的ZVS推挽正激变换器的电磁干扰得到缓解，变换器的稳定性得到提高。

图10a、10b分别示出传统推挽正激变换器与本发明的变换器的开关管Q₁开通过程其两端电压u_ds1实验波形图。

传统推挽正激变换器的实验结果示出在开关管Q₁开通过程中，开通瞬间u_ds1降到1/5处，无法实现零电压开通。本发明的ZVS推挽正激变换器的开关管Q₁开通过程中，在开通前400ns处，u_ds1已经下降至零，可较好地实现零电压开通。

图11a、11b分别示出传统推挽正激变换器与本发明的变换器的开关管Q₁关断过程其两端电压u_ds1实验波形图。

传统推挽正激变换器的实验结果示出在开关管Q₁关断过程中，关断瞬间u_ds1已经上升到1/5处，无法实现零电压关断。本发明的ZVS推挽正激变换器的开关管Q₁关断过程中，在关断瞬间u_ds1已经下降至零，可实现零电压关断。

图12示出传统推挽正激变换器与本发明的ZVS推挽正激变换器的转换效率对比曲线。

本发明的推挽正激变换器的效率比传统推挽正激变换器高约两个百分点，本发明的推挽正激变换器在输出功率470W时效率为95.4％，满载500W时效率为94.8％，在400W～500W之间，该变换器效率都在93％以上，可以实现宽范围高效率输出。

本文所描述的实施例是具有与本申请的技术要素对应的要素的结构、系统或方法的示例。该书面描述可以使得本领域技术人员能够制造和使用具有同样与本申请的技术要求对应的替代要素的实施例。因此，本申请的技术的预期范围包括不偏离本文描述的本申请的技术的其它结构、系统或方法，并且还包括与本文描述的本申请的技术无实质区别的其它结构、系统或方法。

Claims (10)

1.一种并联谐振型零电压开关推挽正激变换器，所述变换器的主电路包括原边电路和副边电路，其特征在于，所述原边电路中设置有谐振电感和并联谐振电容，通过谐振电感与并联谐振电容的谐振，实现原边电路中主功率管的零电压开关。

2.根据权利要求1所述的变换器，其特征在于，

所述原边电路包括：第一主功率管Q₁、第二主功率管Q₂、箝位电容C、第一谐振电感L_leak1、第二谐振电感L_leak2、第一线圈T_p1、第二线圈T_p2、第一并联谐振电容C_L1、以及第二并联谐振电容C_L2；其中，

所述第一线圈T_p1的同名端分别连接所述箝位电容C的第一端、第一并联谐振电容C_L1的第一端和第一主功率管Q₁的源极，所述第一线圈T_p1的异名端连接所述第一谐振电感L_leak1的第一端；

所述第二线圈T_p2的同名端分别连接所述箝位电容C的第二端、第二并联谐振电容C_L2的第一端和第二主功率管Q₂的漏极，所述第二线圈T_p2的异名端连接所述第二谐振电感L_leak2的第一端；

所述第一谐振电感L_leak1的第二端分别连接电源U_in的负极、第二主功率管Q₂的源极和第一并联谐振电容C_L1的第二端；

所述第二谐振电感L_leak2的第二端分别连接电源U_in的正极、第一主功率管Q₁的漏极和第二并联谐振电容C_L2的第二端。

3.根据权利要求2所述的变换器，其特征在于，所述第一主功率管Q₁包括第一反并联体二极管D_v1和/或第一寄生电容C_v1；和/或，所述第二主功率管Q₂包括第二反并联体二极管D_v2和/或第二寄生电容C_v2。

4.根据权利要求2或3所述的变换器，其特征在于，所述第一谐振电感L_leak1为变压器漏感或外接的独立电感；和/或，所述第二谐振电感L_leak2为变压器漏感或外接的独立电感。

5.根据权利要求2-4之一所述的变换器，其特征在于，所述原边电路还包括输入滤波电容C_in，所述输入滤波电容C_in的正极与电源U_in的正极相连，所述输入滤波电容C_in的负极与电源U_in的负极相连。

6.根据权利要求2-5之一所述的变换器，其特征在于，所述副边电路包括：第三线圈T_p3、第一整流二极管D₁、第二整流二极管D₂、第三整流二极管D₃、第四整流二极管D₄、输出滤波电感L_f、输出滤波电容C_f、以及负载R，其中，

所述第三线圈T_p3的同名端分别连接第一整流二极管D₁的阳极和第二整流二极管D₂的阴极，所述第三线圈T_p3的异名端分别连接第三整流二极管D₃的阳极和第四整流二极管D₄的阴极；

所述输出滤波电感L_f的第一端分别连接第一、第三整流二极管D₁、D₃的阴极，所述输出滤波电感L_f的第二端分别连接输出滤波电容C_f的正极和负载R的第一端；

输出滤波电容C_f的负极分别连接第二、第四整流二极管D₂、D₄的阳极和负载R的第二端。

7.根据权利要求6所述的变换器，其特征在于，所述第一线圈T_p1、所述第二线圈T_p2和所述第三线圈T_p3的变比为1:1:n。

8.根据权利要求2-7之一所述的变换器，其特征在于，

所述第一主功率管Q₁和所述第二主功率管Q₂为沟槽功率金属氧化物半导体场效应晶体管、电力场效应晶体管、绝缘栅双极型晶体管、垂直双扩散金属氧化物半导体场效应晶体管、或超结晶体管。

9.根据权利要求1-8之一所述的变换器，其特征在于，所述变换器的控制方式为PWM控制。

10.根据权利要求1-9之一所述的变换器，其特征在于，其工作模态包括依次的第一模态至第十模态，其中第一模态至第五模态是所述变换器工作于前半个开关周期的工作模态，第六模态至第十模态是所述变换器工作于后半个开关周期的工作模态。