CN113315384A - 一种互补有源钳位软开关推挽变换器及其调制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明提供了一种互补有源钳位软开关推挽变换器及其调制方法。该方案包括第一推挽有源开关管、第二推挽有源开关管、箝位电容、高频变压器、整流电路、输入直流电容、输出直流电容；其中，所述整流电路包括第一可控开关、第二可控开关、第三可控开关、第四可控开关；所述第一推挽有源开关管包括第一端和第二端，所述第二推挽有源开关管包括第三端和第四端；所述箝位电容在所述第一推挽有源开关管和所述第二推挽有源开关管之间。该方案通过两个推挽有源开关管对称交替工作形成软开关特性，并利用钳位电容形成钳位电路，解决开关管关断时的漏感尖峰和整流二极管的自然换流问题，以减少变换器的电磁干扰和提高运行效率。

Description

一种互补有源钳位软开关推挽变换器及其调制方法
技术领域
本发明涉及电力电子技术领域，更具体地，涉及一种互补有源钳位软开关推挽变换器及其调制方法。
背景技术
随着能源和环境问题日益突出，可再生能源和电动汽车正快速发展。直流变换器是可再生能源、储能系统和电动汽车等的重要组成部分，对系统性能的提升有着关键作用。目前，高功率密度、低成本、高效率和高可靠性的直流变换器逐渐成为研究的热点。
现有技术方案中，推挽变换器存储在漏感中的能量在开关关闭时，会造成电压尖峰，为了使得这部分能量被吸收，采用的包括被动和主动箝位电路，但现有的箝位电路拓扑的结构复杂、且存在很高的谐振尖峰、漏感电感量很小，在开关管开通瞬间其电流迅速增加，开通损耗较大。
发明内容
鉴于上述问题，本发明提出了一种互补有源钳位软开关推挽变换器及其调制方法，本方案通过两个推挽有源开关管对称交替工作形成软开关特性，并利用钳位电容形成钳位电路，实现推挽变换器开关管的软开关能力，解决开关管关断时的漏感尖峰和整流二极管的自然换流问题，以减少变换器的电磁干扰和提高运行效率，实现在保证结构简单和输出稳定的前提下的导通占空比、开关频率和传输功率的调节，使变换器的工作模式具有软开关特性。
根据本发明实施例第一方面，提供一种互补有源钳位软开关推挽变换器。
所述的一种互补有源钳位软开关推挽变换器具体包括：第一推挽有源开关管、第二推挽有源开关管、箝位电容、高频变压器、整流电路、输入直流电容、输出直流电容；其中，所述整流电路包括第一可控开关、第二可控开关、第三可控开关、第四可控开关；所述第一推挽有源开关管包括第一端和第二端，所述第二推挽有源开关管包括第三端和第四端；
所述箝位电容在所述第一推挽有源开关管和所述第二推挽有源开关管之间；
所述整流电路与所述输出直流电容并联；
所述高频变压器的副边与所述整流电路并联；
所述第二端与所述高频变压器电连接；
所述第三端与所述高频变压器电连接；
所述输入直流电容与所述第一端、所述第四端电连接。
在一个或多个实施例中，优选地，所述箝位电容串联在所述第二端和所述第三端之间。
在一个或多个实施例中，优选地，变换器的控制信号为所述第一推挽有源开关管的栅极输入和所述第二推挽有源开关管的栅极输入，对所述第一推挽有源开关管的栅极输入和所述第二推挽有源开关管的栅极输入的信号的控制方式为占空比和开关管频率，其中，所述第一推挽有源开关管的栅极输入和所述第二推挽有源开关管的栅极输入通过相互配合的方式，使所述第一推挽有源开关管和所述第二推挽有源开关管交替导通。
在一个或多个实施例中，优选地，所述高频变压器为一个三绕组高频变压器，三个绕组分别为第一绕组，第二绕组和第三绕组，其中，所述第一绕组和所述第二绕组为原边绕组，所述第三绕组为副边绕组，所述第一绕组对应存在一个第一漏感，所述第二绕组对应存在一个第二漏感，所述第一绕组和所述第一漏感组成第一感性串联电路，所述第二绕组和第二漏感组成第二感性串联电路，所述第一感性串联电路与所述第二端和所述第四端电连接，所述第二感性串联电路与所述第一端和所述第三端电连接。
根据本发明实施例第二方面，提供一种互补有源钳位软开关推挽变换器的调制方法。
所述的一种互补有源钳位软开关推挽变换器的调制方法包括：获取所述第一推挽有源开关管的占空比、所述第二推挽有源开关管的占空比，所述第一推挽有源开关管的开关频率、所述第二推挽有源开关管的占空比；
获取所述第一推挽有源开关管的当前开关状态和所述第二推挽有源开关管的当前开关状态；
根据所述第一推挽有源开关管的当前开关状态和所述第二推挽有源开关管的当前开关状态判断变换器工作状态；
将所述变换器工作状态设置为周期运行的8个工作状态，第一状态、第二状态、第三状态、第四状态、第五状态、第六状态、第七状态、第八状态；
将所述第一状态设置为第一工作时间段，其中，在所述第一工作时间段内，第二漏感的电流对第二推挽有源开关管的寄生电容器充电，并对第一推挽有源开关管的寄生电容器放电，第二漏感和输入电源中的电能向第一漏感中转移，当流过所述第一漏感和所述第二漏感的电流相同时，所述第一工作时间段结束；
所述第二状态和所述第三状态设置为第二工作时间段，所述第四状态设置为第三工作时间段，所述第五状态设置为第四工作时间段，所述第六状态设置为第五工作时间段，所述第七状态和所述第八状态共同设置为第六工作时间段。
在一个或多个实施例中，优选地，在所述第二工作时间段内，输出侧处于环流状态，电流环路依次为输入侧、所述第二漏感、所述第二绕组、所述箝位电容、所述第一绕组、所述第一漏感；使漏感电压为0，漏感电流保持原始值不变。
在一个或多个实施例中，优选地，在所述第三工作时间段内，将所述第一推挽有源开关管闭合，使换流器形成两个换流回路，分别为：由输入侧、所述第一推挽有源开关管、所述第一绕组、所述第一漏感组成的第一环流回路和由所述第二漏感、所述第二绕组、所述钳位电容、所述第一推挽有源开关管组成的第二环流回路。
在一个或多个实施例中，优选地，在所述第四工作时间段内，所述第一漏感的电流开始为所述第一推挽有源开关管上的第一寄生电容充电，并使所述第二推挽有源开关管上的第二寄生电容放电；当第二寄生电容的电压下降到零时，使二极管DS2导通，变换器的电流环流包括两个，分别为由所述第一漏感、所述二极管DS2、所述钳位电容、所述第一绕组组成的第三环流和由所述第二漏感、所述第二绕组、所述二极管DS2、所述输入侧组成的第四环流。
在一个或多个实施例中，优选地，在所述第五工作时间段内，变换器的输入侧处于环流状态，具体为依次由输入侧、所述第二漏感、所述第二绕组、所述钳位电容、所述第一绕组、所述第一漏感组成的第五环流。
在一个或多个实施例中，优选地，在所述第六工作时间段内，变换器的输入侧处于2个环流状态，分别为依次由输入侧、所述第二漏感、所述第二绕组、所述第二推挽有源开关管组成的第六环流和依次由所述钳位电容、所述第一绕组、所述第一漏感、所述第二推挽有源开关管组成的第七环流，在所述第六工作时间段内，所述输入电源中的能量在为所述第二漏感充电，所述输入电源中的能量也转移到负载。
本发明的实施例提供的技术方案可以包括以下有益效果：
1)本发明通过在两个推挽有源开关管之间添加一个箝位电容，实现对开关关断时漏感能量的回收，避免了漏感电流对开关管电容充电，在开关管两端形成很高的尖峰电压；
2)本发明中两个推挽有源开关管分别和箝位电容一起，彼此构成有源箝位电路，进而不需要额外的有源箝位辅助电路，电路结构简单，使用元器件数量少，控制策略容易实现，有利于降低变换器成本，并提高功率密度。
3)本发明中两个推挽有源开关管具有软开关特性，解决了传统推挽电路硬开关带来的高开关损耗和强电磁干扰问题，明显提升效率和变换器的稳定性。
4)本发明中高频变压器漏感被用来参与能量的传递，使变换器不会受到漏感参数的困扰，变压器不需要精益制作，避免了生产超低漏感变压器难度过大和良品率不高的问题。
5)本发明中整流电流具有自然换流特性，采用二极管整流时，几乎不存在二极管反向恢复问题。
本发明的其它特征和优点将在随后的说明书中阐述，并且，部分地从说明书中变得显而易见，或者通过实施本发明而了解。本发明的目的和其他优点可通过在所写的说明书、权利要求书、以及附图中所特别指出的结构来实现和获得。
下面通过附图和实施例，对本发明的技术方案做进一步的详细描述。
附图说明
为了更清楚地说明本发明实施例中的技术方案，下面将对实施例描述中所需要使用的附图作简单地介绍，显而易见地，下面描述中的附图仅仅是本发明的一些实施例，对于本领域技术人员来讲，在不付出创造性劳动的前提下，还可以根据这些附图获得其他的附图。
图1为本发明实施例中的一种互补有源箝位软开关推挽变换器拓扑结构图。
图2为本发明实施例中的一种互补有源箝位软开关推挽变换器的调整方法流程图。
图3为本发明实施例中的一种互补有源箝位软开关推挽变换器的稳态工作波形图。
图4为本发明实施例中一种互补有源箝位软开关推挽变换器稳态模式0～t1阶段等效电路。
图5为本发明实施例中一种互补有源箝位软开关推挽变换器稳态模式t1～t2和t5～t6阶段等效电路。
图6为本发明实施例中一种互补有源箝位软开关推挽变换器稳态模式t2～t4阶段等效电路。
图7为本发明实施例中一种互补有源箝位软开关推挽变换器稳态模式t4～t5阶段等效电路。
图8为本发明实施例中一种互补有源箝位软开关推挽变换器稳态模式t6～TS阶段等效电路。
图9为本发明实施例中一种互补有源箝位软开关推挽变换器不同功率下漏感电流波形。
图10为本发明实施例中一种互补有源箝位软开关推挽变换器不同功率下开关S1的电压、电流波形。
图11为本发明实施例中一种互补有源箝位软开关推挽变换器不同功率下二极管D1与D2电压、电流波形。
图12为本发明实施例中一种互补有源箝位软开关推挽变换器不同时间点的计算方式图表。
图13为本发明实施例中一种互补有源箝位软开关推挽变换器样机的试验参数图表。
具体实施方式
在本发明的说明书和权利要求书及上述附图中的描述的一些流程中，包含了按照特定顺序出现的多个操作，但是应该清楚了解，这些操作可以不按照其在本文中出现的顺序来执行或并行执行，操作的序号如101、102等，仅仅是用于区分开各个不同的操作，序号本身不代表任何的执行顺序。另外，这些流程可以包括更多或更少的操作，并且这些操作可以按顺序执行或并行执行。需要说明的是，本文中的“第一”、“第二”等描述，是用于区分不同的消息、设备、模块等，不代表先后顺序，也不限定“第一”和“第二”是不同的类型。
下面将结合本发明实施例中的附图，对本发明实施例中的技术方案进行清楚、完整地描述，显然，所描述的实施例仅仅是本发明一部分实施例，而不是全部的实施例。基于本发明中的实施例，本领域技术人员在没有作出创造性劳动前提下所获得的所有其他实施例，都属于本发明保护的范围。
随着能源和环境问题日益突出，可再生能源和电动汽车正快速发展。直流变换器是可再生能源、储能系统和电动汽车等的重要组成部分，对系统性能的提升有着关键作用。目前，高功率密度、低成本、高效率和高可靠性的直流变换器逐渐成为研究的热点。
现有技术方案中，推挽变换器存储在漏感中的能量在开关关闭时，会造成电压尖峰，为了使得这部分能量被吸收，采用的包括被动和主动箝位电路，但现有的箝位电路拓扑的结构复杂、且存在很高的谐振尖峰、漏感电感量很小，在开关管开通瞬间其电流迅速增加，开通损耗较大。
为解决上述问题，本发明提供了一种互补有源钳位软开关推挽变换器及其调制方法。
根据本发明实施例第一方面，提供一种互补有源钳位软开关推挽变换器。
图1为本发明实施例中的一种互补有源箝位软开关推挽变换器拓扑结构图。
如图1所示，所述的一种互补有源钳位软开关推挽变换器具体包括：第一推挽有源开关管、第二推挽有源开关管、箝位电容、高频变压器、整流电路、输入直流电容、输出直流电容；其中，所述整流电路包括第一可控开关、第二可控开关、第三可控开关、第四可控开关；所述第一推挽有源开关管包括第一端和第二端，所述第二推挽有源开关管包括第三端和第四端；
所述箝位电容在所述第一推挽有源开关管和所述第二推挽有源开关管之间；
所述整流电路与所述输出直流电容并联；
所述高频变压器的副边与所述整流电路并联；
所述第二端与所述高频变压器电连接；
所述第三端与所述高频变压器电连接；
所述输入直流电容与所述第一端、所述第四端电连接。
在本发明实施例中，只使用了两个有源开关管，减少功率开关管有利于减小变换器成本和体积，在导通过程每次仅有一个有源开关管导通，因此导通损耗较低；此外，有源输出直流电容与所述整流电路之间直接连接的方式，可以使得在换流护着电流为0时，在输出电路上不会在所述输出直流电容中产生较高的寄生电容谐振，实现了谐振尖峰的抑制。
在一个或多个实施例中，优选地，所述箝位电容串联在所述第二端和所述第三端之间。
在本发明实施例中，箝位电容的作用包括两个方面，第一方面，维持一个的箝位电压，该箝位电压的稳态值等于变换器输入直流电压，第二方面，箝位电容在开关管关断时为变压器漏感电流提供一个流通回路，回收漏感能量。
在一个或多个实施例中，优选地，变换器的控制信号为所述第一推挽有源开关管的栅极输入和所述第二推挽有源开关管的栅极输入，对所述第一推挽有源开关管的栅极输入和所述第二推挽有源开关管的栅极输入的信号的控制方式为占空比和开关管频率，其中，所述第一推挽有源开关管的栅极输入和所述第二推挽有源开关管的栅极输入通过相互配合的方式，使所述第一推挽有源开关管和所述第二推挽有源开关管交替导通。
在本发明实施例中，通过该方式使变换器的控制变量为推挽有源开关管的占空比和开关管频率，进而实现了对变换器输出特性的灵活控制。
在本发明实施例中，通过两个推挽有源开关对称交替工作，因为开关管具有天然的软开关特性，开关管开通时具有零电压特性或具有零电流特性。因此，同时两个推挽有源开关管分别和箝位电容一起，彼此构成了有源箝位电路。
在一个或多个实施例中，优选地，所述高频变压器为一个三绕组高频变压器，三个绕组分别为第一绕组，第二绕组和第三绕组，其中，所述第一绕组和所述第二绕组为原边绕组，所述第三绕组为副边绕组，所述第一绕组对应存在一个第一漏感，所述第二绕组对应存在一个第二漏感，所述第一绕组和所述第一漏感组成第一感性串联电路，所述第二绕组和第二漏感组成第二感性串联电路，所述第一感性串联电路与所述第二端和所述第四端电连接，所述第二感性串联电路与所述第一端和所述第三端电连接。
在本发明实施例中，所述的变换器包含一个三绕组高频变压器T。变压器原边包含两个绕组Np1、Np2，以及原边两绕组分别对应的漏感Lleak1、Lleak2，副边包含一个绕组Np3。原边两个绕组的漏感被用于功率传输，变换器可以不添加输入输出电感，当变压器漏感过小时可串联电感以等效增加变压器漏感。
在本发明实施例中，所述第一可控开关、所述第二可控开关、所述第三可控开关、所述第四可控开关按顺序分别为整流二极管D1,D2,D3和D4，具体的可以为全控型开关或二极管。与传统的推挽变换器相比，通过所述第一推挽有源开关管S1和所述第二推挽有源开关管S2之间增加了一个容量足够大的箝位电容CC。变压器的第一漏电感Lleak1和第二漏电感Lleak2被用来参与变换器能量的传递，因此漏感大小不需要特殊工艺制造得特别小，漏感能量也不需要增加额外的吸收电路来释放。对应的二极管DS1、二极管DS2和电容CS1、电容CS2均为所述第一推挽有源开关管S1和所述第二推挽有源开关管S2的反并联体二极管和寄生电容。当开关管关断且电流反向流过开关管时，体二极管能提供电流通路。在开关管关断瞬间，由于寄生电容的箝位作用，开关管两端电压不会迅速增加，从而限制了开关管关断时的电压与电流的交叉区，实现近似零电压关断，降低了关断损耗。
根据本发明实施例第二方面，提供一种互补有源钳位软开关推挽变换器的调制方法。
图2为本发明实施例中的一种互补有源箝位软开关推挽变换器的调整方法流程图。
如图2所示，所述的一种互补有源钳位软开关推挽变换器的调制方法包括：
S201、获取所述第一推挽有源开关管的占空比、所述第二推挽有源开关管的占空比，所述第一推挽有源开关管的开关频率、所述第二推挽有源开关管的占空比；
S202、获取所述第一推挽有源开关管的当前开关状态和所述第二推挽有源开关管的当前开关状态；
S203、根据所述第一推挽有源开关管的当前开关状态和所述第二推挽有源开关管的当前开关状态判断变换器工作状态；
S204、将所述变换器工作状态设置为周期运行的8个工作状态，第一状态、第二状态、第三状态、第四状态、第五状态、第六状态、第七状态、第八状态；
S205、将所述第一状态设置为第一工作时间段，其中，在所述第一工作时间段内，第二漏感的电流对第二推挽有源开关管的寄生电容器充电，并对第一推挽有源开关管的寄生电容器放电，第二漏感和输入电源中的电能向第一漏感中转移，当流过所述第一漏感和所述第二漏感的电流相同时，所述第一工作时间段结束；
S206、所述第二状态和所述第三状态设置为第二工作时间段，所述第四状态设置为第三工作时间段，所述第五状态设置为第四工作时间段，所述第六状态设置为第五工作时间段，所述第七状态和所述第八状态共同设置为第六工作时间段。
在本发明实施例中，所述第一推挽有源开关管S1和所述第二推挽有源开关管S2对称交替工作，导通占空比为D，开关频率为fs。
在所述第一推挽有源开关管S1和所述第二推挽有源开关管S2对称交替工作过程中，所述第一推挽有源开关管S1和所述第二推挽有源开关管S2互为主动箝位开关，当箝位电容足够大，箝位电容电压VCC等于输入电压Vin。
图3为本发明实施例中的一种互补有源箝位软开关推挽变换器的稳态工作波形图。
如图3所示，在本发明实施例中，所述第一推挽有源开关管S1和所述第二推挽有源开关管S2对称交替工作，导通占空比为D，开关频率为fs。
当所述第一推挽有源开关管S1导通时，第一漏感Lleak1储存能量并将其传递给负载。
当所述第一推挽有源开关管S1关断时，第一漏感Lleak1的能量通过箝位电容CC回收，此时所述第二推挽有源开关管S2和电容CC共同构成所述第一推挽有源开关管S1和第一漏感Lleak1的有源箝位电路。
第一漏感Lleak1的电流迫使体二极管DS2导通，所述第二推挽有源开关管S2满足零电压开通的条件。
当死区足够长时，第一漏感Lleak1、第二漏感Lleak2、箝位电容CC和输入源Vin共同构成一个电流回路，所述第二推挽有源开关管S2满足零电流开通的条件。
当所述第二推挽有源开关管S2导通时，第二漏感Lleak2储存能量并将其传递给负载。
当所述第二推挽有源开关管S2关断时，第二漏感Lleak2的能量通过箝位电容CC回收，此时所述第一推挽有源开关管S1和电容CC共同构成所述第二推挽有源开关管S2和第二漏感Lleak2的有源箝位电路。
第二漏感Lleak2的电流迫使体二极管DS1导通，所述第一推挽有源开关管S1满足零电压开通的条件。
当死区足够长时，第一漏感Lleak2、第二漏感Lleak2、箝位电容CC和输入源Vin共同构成一个电流回路，所述第一推挽有源开关管S1满足零电流开通的条件。
图4为本发明实施例中一种互补有源箝位软开关推挽变换器稳态模式第一状态的等效电路。
如图4所示，所述第一状态对应的时间段为[0,t1]。其中，在所述第一工作时间段内，第二漏感的电流对第二推挽有源开关管的寄生电容器充电，并对第一推挽有源开关管的寄生电容器放电，第二漏感和输入电源中的电能向第一漏感中转移，当流过所述第一漏感和所述第二漏感的电流相同时，所述第一工作时间段结束。
时间段[0，t1]，由于寄生电容CS2的电压无法突变，因此S2在t＝0时近似零电压关断。第二漏感Lleak2的电流开始对S2的寄生电容器CS2充电，并对S1的寄生电容器CS1放电。S1的电压VS1从Vin+VCC开始下降，而VS2的电压从零开始上升。在该时间段内，变压器原边侧两个电流环路为Lleak2-Np2-CC-DS1和Lleak1-Np1-DS1-Vin，整流二极管D2和D3续流。开关管S1满足零电压开通条件。箝位电压VCC和输出电压V0等效至原边的电压共同作用于漏感Lleak2，以减小电流i2(t)，输入电压Vin和输出电压V0等效至原边的电压共同作用于漏感Lleak1，以增加漏电流i1(t)。在此过程中，i2(t)始终大于零，i1(t)先小于零，然后快速越过零并继续增加。在对箝位电容器CC充电的同时，漏感Lleak2中的能量还传输到负载。当i1(t)<0时，漏感Lleak1中的能量传递至输入电源Vin和负载。当i1(t)>0时，漏感Lleak2和输入电源Vin中的能量共同转移到漏感Lleak1。电流i1(t)与电流i2(t)按(1)式规律变化，在当i1(t)＝i2(t)时，此过程结束。
Figure BDA0003117692730000121
其中，t为时间，Vin为输入电压，V0为输出电压，Np1为变压器原边绕组1的匝数，Np2为变压器原边绕组2的匝数，Ns为变压器副边绕组匝数，i1(t)表示漏感Lleak1中流过的电流，i2(t)表示漏感Lleak2中流过的电流。
图5为本发明实施例中一种互补有源箝位软开关推挽变换器稳态模式t1～t2和t5～t6阶段等效电路。
如图5所示，t1～t2对应第二工作时段，t5～t6对应第五工作时段。
在一个或多个实施例中，优选地，在所述第二工作时间段内，输出侧处于环流状态，电流环路依次为输入侧、所述第二漏感、所述第二绕组、所述箝位电容、所述第一绕组、所述第一漏感；使漏感电压为0，漏感电流保持原始值不变。
时间段[t1，t2]，电流i1(t)＝i2(t)。变换器的输入侧处于环流状态，电流环路为Vin-Lleak2-Np2-CC-Np1-Lleak1。开关管S1满足零电流开通条件。由于箝位电容器CC足够大，因此可以认为其电压VCC恒等于输入电压Vin。因此漏感电压为零，漏感电流保持不变，如表达式(2)所描述。输出侧整流二极管全部关断，负载电压V0由输出电容C0维持。
i1(t)＝i2(t)＝i1(t1)＝i2(t1)(t1≤t<t2) (2)
在一个或多个实施例中，优选地，在所述第五工作时间段内，变换器的输入侧处于环流状态，具体为依次由输入侧、所述第二漏感、所述第二绕组、所述钳位电容、所述第一绕组、所述第一漏感组成的第五环流。
时间段[t5，t6]，在t5时刻电流i1(t)＝i2(t)，变换器的输入侧处于环流状态，电流环路为Vin-Lleak2-Np2-CC-Np1-Lleak1。开关管S2满足零电流开通条件。由于箝位电容器CC足够大，因此可以认为其电压VCC恒等于输入电压Vin。因此漏感电压为零，漏感电流保持不变。输出侧整流二极管全部关断，负载电压V0由输出电容C0维持。电路工作状态与时间段[t1，t2]的相同。
i1(t)＝i2(t)＝i1(t5)＝i2(t5)(t5≤t<t6) (5)
图6为本发明实施例中一种互补有源箝位软开关推挽变换器稳态模式t2～t4阶段等效电路。
如图6所示，t2～t4阶段对应第三工作时间段，在一个或多个实施例中，优选地，在所述第三工作时间段内，将所述第一推挽有源开关管闭合，使换流器形成两个换流回路，分别为：由输入侧、所述第一推挽有源开关管、所述第一绕组、所述第一漏感组成的第一环流回路和由所述第二漏感、所述第二绕组、所述钳位电容、所述第一推挽有源开关管存储的第二环流回路。
时间段[t2，t4]，S1在t2时刻导通。该时段内，输入侧两个电流环路为Vin-S1-Np1-Lleak1和Lleak2-Np2-CC-S1，整流二极管D1和D4续流。输入电压Vin与输出电压V0等效至原边的电压之差作用于漏感Lleak1，以增加电流i1(t)，而箝位电压VCC与输出电压V0等效至原边的电压之差作用于漏感Lleak2以减小电流i2(t)。在此过程中，i1(t)始终大于零，i2(t)先大于零，然后在t3时刻越过零并继续减小，变化规律如式(3)所描述。在对漏感Lleak1充电的同时，输入电源中的能量传递至负载。当i2(t)>0时，漏感Lleak2中的能量和Lleak1中的部分能量转移到箝位电容CC。当i2(t)<0时，箝位电容CC中的能量在给漏感Lleak2充电的同时还转移至负载。
图7为本发明实施例中一种互补有源箝位软开关推挽变换器稳态模式t4～t5阶段等效电路。
在一个或多个实施例中，优选地，t4～t5阶段对应所述第四工作时间段，在所述第四工作时间段内，所述第一漏感的电流开始为所述第一推挽有源开关管上的第一寄生电容充电，并使所述第二推挽有源开关管上的第二寄生电容放电；当第二寄生电容的电压下降到零时，使二极管DS2导通，变换器的电流环流包括两个，分别为由所述第一漏感、所述二极管DS2、所述钳位电容、所述第一绕组组成的第三环流和由所述第二漏感、所述第二绕组、所述二极管DS2、所述输入侧组成的第四环流。
时间段[t4，t5]，由于CS1的电压不能突变，因此t4时刻S1近似零电压关断。漏感Lleak1的电流开始为寄生电容CS1充电，并使寄生电容CS2放电。当电容器CS2的电压下降到零时，反并联体二极管DS2导通。S2满足零电压开通条件。该时间段内，变换器输入侧两个电流环路为Lleak1-DS2-CC-Np1和Lleak2-Np2-DS2-Vin，整流二极管D1和D4续流。箝位电压VCC和输出电压V0等效至原边的电压共同作用于漏电感Lleak1，以减小电流i1(t)；输入电压Vin和输出电压V0等效至原边的电压共同作用于漏感Lleak2，使得电流i2(t)增大，此阶段电流i1(t)、i2(t)按照式(4)所描述的规律变化。在对箝位电容器CC充电的同时，漏感Lleak1中的能量还传递到负载。当i2(t)<0时，漏感Lleak2中的能量转移到输入源Vin和负载。当i2(t)>0时，漏感Lleak1和输入电源Vin中的能量共同转移到漏感Lleak2。当i1(t)＝i2(t)时，此过程结束。
Figure BDA0003117692730000151
式中，VCC为箝位电容CC两端电压。
图8为本发明实施例中一种互补有源箝位软开关推挽变换器稳态模式t6～TS阶段等效电路。
在一个或多个实施例中，优选地，t6～TS阶段对应所述第六工作时间段，在所述第六工作时间段内，变换器的输入侧处于2个环流状态，分别为依次由输入侧、所述第二漏感、所述第二绕组、所述第二推挽有源开关管组成的第六环流和依次由所述钳位电容、所述第一绕组、所述第一漏感、所述第二推挽有源开关管组成的第七环流，在所述第六工作时间段内，所述输入电源中的能量在为所述第二漏感充电，所述输入电源中的能量也转移到负载。
S2在t6时刻导通。变换器输入侧的两个电流环路是Vin-Lleak2-Np2-S2和CC-Np1-Lleak1-S2，整流二极管D2和D3续流。输入电压Vin与输出电压V0等效至原边的电压之差作用于漏感Lleak2，以增加电流i2(t)，而箝位电压VCC与输出电压V0等效至原边的电压之差共同作用于漏感Lleak1，以减小电流i1(t)。在此过程中，i2(t)始终大于零，i1(t)先大于零，然后在t7处越过零并继续减小，电流变化规律如式(6)所描述。输入电源Vin中的能量在为漏感Lleak2充电的同时也转移到负载。当i1(t)>0时，漏感Lleak1中的能量和Lleak2中的部分能量转移到箝位电容CC。当i1(t)<0时，箝位电容CC中的能量会在向漏电感Lleak1充电的同时转移到负载。
Figure BDA0003117692730000161
为了分析变换器的电流特性，首先要得到漏感电流，考虑变压器两个原边匝数相等，且Np1＝Np2＝Np，根据漏感电流的对称性，可得到i1(t2)＝i1(t5)并且t1＝t5-t4，再由(1)-(4)式推出：
Figure BDA0003117692730000162
式中，Np为变压器原边1和2的匝数，D为占空比，Ts为开关周期。由稳态的安秒平衡原理可得到箝位电容电压VCC等于输入电压Vin，那么：
Figure BDA0003117692730000163
开关S1与S2以相同占空比交替导通，因此，漏感电流i1(t)与i2(t)波形相同，相位差为180°，再联立方程(1)-(8)从而得到t＝0时刻的漏感Lleak1的电流i1(0)和时间t3：
Figure BDA0003117692730000164
其中，fs＝1/Ts为变换器的开关频率，k＝Np/Ns表示变压器的匝比。通过工作原理分析，由漏感伏秒平衡可得各个时刻点的值如图11所示，因此漏感Lleak1在一个开关周期的电流表达式为：
Figure BDA0003117692730000171
其中，各个时间点t1、t2、t3、t4、t5、t6的计算方式如图12所示。因变压器漏感被用于传输能量，其大小将影响漏感峰值电流，从而影响箝位电容Cc的电压纹波。为了满足箝位电容电压足够稳定，其容量须足够大。假定漏感Lleak1＝Lleak2＝Lleak，根据以上分析过程，箝位电容的充电电荷可表示为：
Figure BDA0003117692730000172
根据(10)式可计算出电容Cc的充电电荷：
Figure BDA0003117692730000173
允许箝位电容的最大纹波电压峰峰值不超过其平均值的2％，此时ΔVCC<0.02VCC＝0.02Vin，从而根据电容的定义式Δq＝CΔV得到箝位电容技术公式：
Figure BDA0003117692730000174
变压器漏感用于传输能量，由理论波形可见，漏感越小，允许传输功率越大。但是，小的漏感将导致很大的峰值电流，从而引起开关管电流应力增加，关断损耗升高。原边开关S1、S2的电流应力为两个漏感电流之和，副边电流整流二极管的电流应力为两个漏感电流之差：
Figure BDA0003117692730000181
式中istress_S为原边开关管的电流应力，istress_D为副边二极管的电流应力，imax_S与imax_D分别表示开关管和二极管的最大电流能力，由此可得漏感Lleak的最小值。
根据以上过程，以具体的一台实验样机用于证明原理分析的正确性和提出的拓扑的有效性，其试验参数如图13所示。
在占空比调制模式下，测试的漏感电流波形如图9。图9中波形对应的开关频率为150KHz的固定值，输出电压为V0＝32V。在图9(a)中，当占空比较小时，输出功率也很小，此时功率为20W。从S2关断到S1开通前，漏感Lleak2电流先迅速减小，Lleak1电流先迅速增加，当i1(t)与i2(t)相等时，进入环流阶段。但由于功率开关管寄生电容的影响，电流i1(t)与i2(t)交汇后，漏感Lleak1与Lleak2一起与寄生电容Cs1、Cs2谐振直到稳态。在环流期间，无任何电流流过开关管，当S1开通时，实现了S1的近似零电流开通，大大降低开通损耗。在图9(b)，随着占空比增加，传输功率也从20W增大到75W。S2关断后到S1开通前，i2(t)始终大于i1(t)，因此i2(t)与i1(t)的电流之差将流过S1的体二极管DS1，从而实现了S1的零电压开通，且改变S1、S2的占空比对传出功率无影响，因此传输功率已经达到上限功率。当传输功率超过当前频率下的上限功率时，改变频率不能增加输出功率大小，必须降低频率以增加漏感电流峰值，从而使输出功率增加。如图9(c)，为了使输出功率增加到85W，开关频率降低为139KHz。当传输功率增加至210W时，开关频率已经降低至大约为50KHz，如图9(d)。
图10为功率开关管S1在不同功率下的漏源电压、电流波形。图11为同一桥臂整流二极管D1、D2的电压、电流波形。S2的波形与S1相同，二极管D3、D4的波形与D1、D2相同，此处不再重复给出。
图10和图11中，输出电压均为V0＝32V。图10与图11对应传输功率为20W。当S1开通时，电流为零。此后线性增加，从而S1为近似零电流开通。同样适合S2。二极管D1电流在S1关断后线性下降到零，避免了硬开关电路中二极管电流被强迫降低为零的过程，从而使二极管的反向恢复电流大大降低，二极管D2～D4也经历同样的切换过程。原边的谐振电流通过变压器传输到副边能很快抑制谐振过程。
在图10(b)～10(d)和图11(b)～11(d)中，功率分别对应75W、85W和210W，开关频率分别为150KHz、137KHz和50KHz。进而可以获知，开关S1和二极管D1与图10(a)、图11(a)中一样，均实现了近似零电流开通和降低了二极管的反向恢复损耗。由于功率达到了边界传输功率，不存在环流阶段，因此不会出现漏感与寄生电容的谐振过程。
本发明的实施例提供的技术方案可以包括以下有益效果：
1)本发明通过在两个推挽有源开关管之间添加一个箝位电容，实现对开关关断时漏感能量的回收，避免了漏感电流对开关管电容充电，在开关管两端形成很高的尖峰电压；
2)本发明中两个推挽有源开关管分别和箝位电容一起，彼此构成有源箝位电路，进而不需要额外的有源箝位辅助电路，电路结构简单，使用元器件数量少，控制策略容易实现，有利于降低变换器成本，并提高功率密度。
3)本发明中两个推挽有源开关管具有软开关特性，解决了传统推挽电路硬开关带来的高开关损耗和强电磁干扰问题，明显提升效率和变换器的稳定性。
4)本发明中高频变压器漏感被用来参与能量的传递，使变换器不会受到漏感参数的困扰，变压器不需要精益制作，避免了生产超低漏感变压器难度过大和良品率不高的问题。
5)本发明中整流电流具有自然换流特性，采用二极管整流时，几乎不存在二极管反向恢复问题。
本领域内的技术人员应明白，本发明的实施例可提供为方法、系统、或计算机程序产品。因此，本发明可采用完全硬件实施例、完全软件实施例、或结合软件和硬件方面的实施例的形式。而且，本发明可采用在一个或多个其中包含有计算机可用程序代码的计算机可用存储介质(包括但不限于磁盘存储器和光学存储器等)上实施的计算机程序产品的形式。
本发明是参照根据本发明实施例的方法、设备(系统)、和计算机程序产品的流程图和/或方框图来描述的。应理解可由计算机程序指令实现流程图和/或方框图中的每一流程和/或方框、以及流程图和/或方框图中的流程和/或方框的结合。可提供这些计算机程序指令到通用计算机、专用计算机、嵌入式处理机或其他可编程数据处理设备的处理器以产生一个机器，使得通过计算机或其他可编程数据处理设备的处理器执行的指令产生用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的装置。
这些计算机程序指令也可存储在能引导计算机或其他可编程数据处理设备以特定方式工作的计算机可读存储器中，使得存储在该计算机可读存储器中的指令产生包括指令装置的制造品，该指令装置实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能。
这些计算机程序指令也可装载到计算机或其他可编程数据处理设备上，使得在计算机或其他可编程设备上执行一系列操作步骤以产生计算机实现的处理，从而在计算机或其他可编程设备上执行的指令提供用于实现在流程图一个流程或多个流程和/或方框图一个方框或多个方框中指定的功能的步骤。
显然，本领域的技术人员可以对本发明进行各种改动和变型而不脱离本发明的精神和范围。这样，倘若本发明的这些修改和变型属于本发明权利要求及其等同技术的范围之内，则本发明也意图包含这些改动和变型在内。

Claims (10)

1.一种互补有源钳位软开关推挽变换器，其特征在于，该变换器包括第一推挽有源开关管、第二推挽有源开关管、箝位电容、高频变压器、整流电路、输入直流电容、输出直流电容；其中，所述整流电路包括第一可控开关、第二可控开关、第三可控开关、第四可控开关；所述第一推挽有源开关管包括第一端和第二端，所述第二推挽有源开关管包括第三端和第四端；
所述箝位电容在所述第一推挽有源开关管和所述第二推挽有源开关管之间；
所述整流电路与所述输出直流电容并联；
所述高频变压器的副边与所述整流电路并联；
所述第二端与所述高频变压器电连接；
所述第三端与所述高频变压器电连接；
所述输入直流电容与所述第一端、所述第四端电连接。
2.如权利要求1所述的一种互补有源钳位软开关推挽变换器，其特征在于，所述箝位电容串联在所述第二端和所述第三端之间。
3.如权利要求1所述的一种互补有源钳位软开关推挽变换器，其特征在于，变换器的控制信号为所述第一推挽有源开关管的栅极输入和所述第二推挽有源开关管的栅极输入，对所述第一推挽有源开关管的栅极输入和所述第二推挽有源开关管的栅极输入的信号的控制方式为占空比和开关管频率，其中，所述第一推挽有源开关管的栅极输入和所述第二推挽有源开关管的栅极输入通过相互配合的方式，使所述第一推挽有源开关管和所述第二推挽有源开关管交替导通。
4.如权利要求1所述的一种互补有源钳位软开关推挽变换器，其特征在于，所述高频变压器为一个三绕组高频变压器，三个绕组分别为第一绕组，第二绕组和第三绕组，其中，所述第一绕组和所述第二绕组为原边绕组，所述第三绕组为副边绕组，所述第一绕组对应存在一个第一漏感，所述第二绕组对应存在一个第二漏感，所述第一绕组和所述第一漏感组成第一感性串联电路，所述第二绕组和第二漏感组成第二感性串联电路，所述第一感性串联电路与所述第二端和所述第四端电连接，所述第二感性串联电路与所述第一端和所述第三端电连接。
5.一种采用权利要求1-6中任一项所述的一种互补有源钳位软开关推挽变换器的调制方法，其特征在于，该方法包括：
获取所述第一推挽有源开关管的占空比、所述第二推挽有源开关管的占空比，所述第一推挽有源开关管的开关频率、所述第二推挽有源开关管的占空比；
获取所述第一推挽有源开关管的当前开关状态和所述第二推挽有源开关管的当前开关状态；
根据所述第一推挽有源开关管的当前开关状态和所述第二推挽有源开关管的当前开关状态判断变换器工作状态；
将所述变换器工作状态包括周期运行的8个工作状态，第一状态、第二状态、第三状态、第四状态、第五状态、第六状态、第七状态、第八状态；
将所述第一状态设置为第一工作时间段，其中，在所述第一工作时间段内，第二漏感的电流对第二推挽有源开关管的寄生电容器充电，并对第一推挽有源开关管的寄生电容器放电，第二漏感和输入电源中的电能向第一漏感中转移，当流过所述第一漏感和所述第二漏感的电流相同时，所述第一工作时间段结束；
所述第二状态和所述第三状态设置为第二工作时间段，所述第四状态设置为第三工作时间段，所述第五状态设置为第四工作时间段，所述第六状态设置为第五工作时间段，所述第七状态和所述第八状态共同设置为第六工作时间段。
6.如权利要求5所述的一种互补有源钳位软开关推挽变换器的调制方法，其特征在于，在所述第二工作时间段内，输出侧处于环流状态，电流环路依次为输入侧、所述第二漏感、所述第二绕组、所述箝位电容、所述第一绕组、所述第一漏感；使漏感电压为0，漏感电流保持原始值不变。
7.如权利要求5所述的一种互补有源钳位软开关推挽变换器的调制方法，其特征在于，在所述第三工作时间段内，将所述第一推挽有源开关管闭合，使换流器形成两个换流回路，分别为：由输入侧、所述第一推挽有源开关管、所述第一绕组、所述第一漏感组成的第一环流回路和由所述第二漏感、所述第二绕组、所述钳位电容、所述第一推挽有源开关管组成的第二环流回路。
8.如权利要求5所述的一种互补有源钳位软开关推挽变换器的调制方法，其特征在于，在所述第四工作时间段内，所述第一漏感的电流开始为所述第一推挽有源开关管上的第一寄生电容充电，并使所述第二推挽有源开关管上的第二寄生电容放电；当第二寄生电容的电压下降到零时，使二极管DS2导通，变换器的电流环流包括两个，分别为由所述第一漏感、所述二极管DS2、所述钳位电容、所述第一绕组组成的第三环流和由所述第二漏感、所述第二绕组、所述二极管DS2、所述输入侧组成的第四环流。
9.如权利要求5所述的一种互补有源钳位软开关推挽变换器的调制方法，其特征在于，在所述第五工作时间段内，变换器的输入侧处于环流状态，具体为依次由输入侧、所述第二漏感、所述第二绕组、所述钳位电容、所述第一绕组、所述第一漏感组成的第五环流。
10.如权利要求5所述的一种互补有源钳位软开关推挽变换器的调制方法，其特征在于，在所述第六工作时间段内，变换器的输入侧处于2个环流状态，分别为依次由输入侧、所述第二漏感、所述第二绕组、所述第二推挽有源开关管组成的第六环流和依次由所述钳位电容、所述第一绕组、所述第一漏感、所述第二推挽有源开关管组成的第七环流，在所述第六工作时间段内，所述输入电源中的能量在为所述第二漏感充电，所述输入电源中的能量也转移到负载。
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Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW201023493A (en) * 2008-12-05 2010-06-16 Ind Tech Res Inst Multiple phases full bridge power converter
CN106059320A (zh) * 2016-07-29 2016-10-26 哈尔滨工业大学（威海） 一种并联谐振型零电压开关推挽正激变换器
CN106329943A (zh) * 2016-09-07 2017-01-11 国网江苏省电力公司电力科学研究院 一种低压直流升压变换及控制电路
WO2018094918A1 (zh) * 2016-11-25 2018-05-31 广东百事泰电子商务股份有限公司 一种推挽开关电路及软开关三管推挽正激变换器
CN112098820A (zh) * 2020-07-31 2020-12-18 华为技术有限公司 开关状态检测电路、方法和装置

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
TW201023493A (en) * 2008-12-05 2010-06-16 Ind Tech Res Inst Multiple phases full bridge power converter
CN106059320A (zh) * 2016-07-29 2016-10-26 哈尔滨工业大学（威海） 一种并联谐振型零电压开关推挽正激变换器
CN106329943A (zh) * 2016-09-07 2017-01-11 国网江苏省电力公司电力科学研究院 一种低压直流升压变换及控制电路
WO2018094918A1 (zh) * 2016-11-25 2018-05-31 广东百事泰电子商务股份有限公司 一种推挽开关电路及软开关三管推挽正激变换器
CN112098820A (zh) * 2020-07-31 2020-12-18 华为技术有限公司 开关状态检测电路、方法和装置

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* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
史春玉: "软开关推挽正激变换器及其并联均衡策略研究", 《中国优秀博硕士学位论文全文数据库（硕士）（电子期刊）工程科技Ⅱ辑》 *

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