CN111509992B - 交流电源电路、其控制方法及交流电源 - Google Patents

交流电源电路、其控制方法及交流电源 Download PDF

Info

Publication number
CN111509992B
CN111509992B CN202010367861.9A CN202010367861A CN111509992B CN 111509992 B CN111509992 B CN 111509992B CN 202010367861 A CN202010367861 A CN 202010367861A CN 111509992 B CN111509992 B CN 111509992B
Authority
CN
China
Prior art keywords
switching device
turned
controlled
branch
constantly
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202010367861.9A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111509992A (zh
Inventor
黄朱勇
张晓飞
张春涛
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huawei Digital Power Technologies Co Ltd
Original Assignee
Huawei Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huawei Technologies Co Ltd filed Critical Huawei Technologies Co Ltd
Priority to CN202010367861.9A priority Critical patent/CN111509992B/zh
Publication of CN111509992A publication Critical patent/CN111509992A/zh
Priority to PCT/CN2021/074897 priority patent/WO2021218266A1/zh
Priority to EP21795660.6A priority patent/EP4135183A4/en
Application granted granted Critical
Publication of CN111509992B publication Critical patent/CN111509992B/zh
Priority to US17/976,579 priority patent/US20230053066A1/en
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/40—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc
    • H02M5/42—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/44—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac
    • H02M5/453—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/458—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M5/4585—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases with intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes or semiconductor devices to convert the intermediate dc into ac using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only having a rectifier with controlled elements
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Abstract

本申请实施例提供一种交流电源电路、其控制方法及交流电源，所述交流电源电路包括：整流模块和逆变模块，所述整流模块包括第一电感、第一支路、第二支路、第三支路、第一电容和第二电容，第三支路中包括软开关单元，其中包括反向串联的第一开关器件和第二开关器件，第一支路、第二支路和第三支路构成I型三电平拓扑或T型三电平拓扑，逆变模块包括第二电感，第四支路、第五支路和第六支路、第一电容和第二电容，第六支路中包括所述软开关单元，其中，第四支路、第五支路和第六支路构成I型三电平拓扑或T型三电平拓扑。在本申请实施例提供的交流电源中，实现了对开关器件的零电压开通和零电压小电流关断，减少了开关器件的能耗。

Description

交流电源电路、其控制方法及交流电源
技术领域
本申请涉及电子领域，具体涉及一种交流电源电路、控制交流电源电路的方法及一种交流电源。
背景技术
在交流电源领域，经历了两电平到三电平的拓扑升级以后，目前大多数设备采用三电平电路，少量设备采用多电平电路，如五电平电路等。在现有的交流电源电路中，绝大部分为硬开关电路，开关损耗大，效率提升困难。而谐振软开关技术由于电路复杂度高，电路稳定性差，一般用于输入输出电压为直流的电路中，而很难应用于交流电源中。因此，交流电源设备的效率提升越来越困难。因此，需要一种更有效的应用于交流电源的软开关电路。
发明内容
本申请实施例旨在提供一种更有效的交流电源电路、其控制方法及交流电源，以解决现有技术中的不足。
为实现上述目的，本申请一方面提供一种交流电源电路，其特征在于，包括：整流模块和逆变模块，所述整流模块包括第一电感、第一支路、第二支路、第三支路、第一电容和第二电容，所述第一电感的第一端与输入电位连接，所述第一电感的第二端与第一支路、第二支路和第三支路的公共端连接，其中，所述第一支路的另一端与第一电容的第一极连接，所述第二支路的另一端与第二电容的第二极连接，所述第一电容的第二极与所述第一电容的第一极连接并与零电位连接，所述第三支路的另一端包括软开关单元，所述软开关单元包括反向串联的第一开关器件和第二开关器件，所述软开关单元的第一端与所述第一电容和所述第二电容的公共端连接，所述软开关单元的第二端用于连接在所述第三支路中，其中，所述第一支路、所述第二支路和所述第三支路构成I型三电平拓扑或T型三电平拓扑，所述逆变模块包括第二电感，第四支路、第五支路和第六支路、所述第一电容和所述第二电容，所述第二电感的第一端与输出电位连接，所述第二电感的第二端与所述第四支路、所述第五支路和所述第六支路的公共端连接，其中，所述第四支路另一端与所述第一电容的第一极连接，所述第五支路的另一端与所述第二电容的第二极连接，所述第六支路的另一端包括所述软开关单元，所述软开关单元通过其第二端连接在所述第六支路中，其中，所述第四支路、所述第五支路和所述第六支路构成I型三电平拓扑或T型三电平拓扑。
在根据本申请实施例的交流电源电路中，在电路中包括软开关单元，相比于现有技术中的三电平拓扑的交流电源电路，可通过对软开关单元中的第一开关器件和第二开关器件的控制，实现软开关电路，降低了开关损耗，提高了交流电源电路的效率。
在一种实施方式中，所述第一支路中包括第三开关器件，所述第二支路中包括第四开关器件，所述第三支路中还包括反向串联的第五开关器件和第六开关器件，其中，所述反向串联的第五开关器件和第六开关器件与所述软开关单元串联连接。在该实施方式中，在整流侧包括T型三电平拓扑，相比于I型三电平拓扑具有更少的电子元件，因此，能耗更少，占用空间更小。
在一种实施方式中，所述第一支路中包括同向串联的第三开关器件和第六开关器件，所述第二支路中包括同向串联的第四开关器件和第五开关器件，所述第三支路中还包括并联的第一子支路和第二子支路，其中，所述第一子支路中包括同向串联的第五开关器件和第一二极管，所述第二子支路中包括同向串联的第六开关器件和第二二极管，其中，所述并联的第一子支路和第二子支路与所述软开关单元串联连接。在该实施方式中，在整流侧包括I型三电平拓扑，I型三电平拓扑中的开关管承受的最高电压较低，因此，相比于T型三电平拓扑，可使用耐压性能较低的开关管。
在一种实施方式中，所述第四支路包括第七开关器件，所述第五支路包括第八开关器件，所述第六支路包括反向串联的第九开关器件和第十开关器件，其中，所述反向串联的第九开关器件和第十开关器件与所述软开关单元串联连接。在该实施方式中，在逆变侧包括T型三电平拓扑，相比于I型三电平拓扑具有更少的电子元件，因此，能耗更少，占用空间更小。
在一种实施方式中，所述第四支路包括同向串联的第七开关器件和第九开关器件，所述第五支路包括同向串联的第八开关器件和第十开关器件，所述第三支路包括并联的第三子支路和第四子支路，其中，所述第三子支路中包括同向串联的第九开关器件和第三二极管，所述第四子支路中包括同向串联的第十开关器件和第四二极管，其中，所述并联的第三子支路和第四子支路与所述所述软开关单元串联连接。在该实施方式中，在逆变侧包括I型三电平拓扑，I型三电平拓扑中的开关管承受的最高电压较低，因此，相比于T型三电平拓扑，可使用耐压性能较低的开关管。
在一种实施方式中，所述整流模块中还包括第三电容，所述第三电容的一端与所述输入电位连接，所述第三电容的另一端与零电位连接。在该实施方式中，在整流侧连接滤波电容，从而可滤除输入交流电中的纹波电流，以防止纹波电流对电路的损坏。
在一种实施方式中，所述逆变模块中还包括第四电容，所述第四电容的一端与所述输出电位连接，所述第四电容的另一端与零电位连接。在该实施方式中，在逆变侧连接滤波电容，从而可滤除输出交流电中的纹波电流，以防止纹波电流对负载的损坏。
在一种实施方式中，在所述输入电位和输出电位都为正电位的情况中，所述第三开关器件与第五开关器件被控制为交错发波，所述第四开关器件被控制为恒关断，所述第六开关器件被控制为恒导通，所述第七开关器件与所述第十开关器件被控制为交错发波，所述第八开关器件被控制为恒关断，所述第九开关器件被控制为恒导通，所述第五开关器件被控制为在所述第七开关器件导通之后关断，所述第二开关器件被控制为恒导通，所述第一开关器件被控制为在从第一时刻至第二时刻的时段中关断、在其它时段导通，其中，所述第一时刻为在所述第七开关器件导通之前的预定时刻，所述第二时刻为在所述第七开关器件导通之后的预定时刻。在该实施方式中，通过在导通第七开关器件之前断开第一开关器件，使得第七开关器件零电压导通，减少了第七开关器件的导通能耗，提高了交流电源电路的效率。
在一种实施方式中，所述第二时刻为在所述第五开关器件断开之后的预定时刻。在该实施方式中，通过在断开第五开关器件之后导通第一开关器件，使得第五开关器件以零电压小电流关断，减少了第五开关器件的关断能耗，提高了交流电源电路的效率。
在一种实施方式中，在所述输入电位和所述输出电位都为负电位的情况中，所述第四开关器件和所述第六开关器件被控制为交错发波，所述第三开关器件被控制为恒关断，所述第五开关器件被控制为恒导通，所述第八开关器件和所述第九开关器件被控制为交错发波，所述第七开关器件被控制为恒关断，所述第十开关器件被控制为恒导通，所述第六开关器件被控制为在所述第八开关器件导通之后断开，所述第一开关器件被控制为恒导通，所述第二开关器件被控制为在从第三时刻至第四时刻的时段中关断、在其它时段导通，其中，所述第三时刻为在所述第八开关器件导通之前的预定时刻，所述第四时刻为在所述第八开关器件导通之后的预定时刻。在该实施方式中，通过在导通第八开关器件之前断开第二开关器件，使得第八开关器件零电压导通，减少了第八开关器件的导通能耗，提高了交流电源电路的效率。
在一种实施方式中，所述第四时刻为在所述第六开关器件断开之后的预定时刻。在该实施方式中，通过在断开第六开关器件之后导通第二开关器件，使得第六开关器件以零电压小电流关断，减少了第六开关器件的关断能耗，提高了交流电源电路的效率。
本申请另一方面提供一种控制交流电源电路的方法，其特征在于，所述电路为上述任一项电源电路，所述方法包括：监测所述交流电源电路的输入电位和输出电位；在监测到所述输入电位和所述输出电位都为正电位的情况中，控制所述第三开关器件与第五开关器件交错发波，控制所述第四开关器件恒关断，控制所述第六开关器件恒导通，控制所述第七开关器件与所述第十开关器件交错发波，控制所述第八开关器件恒关断，控制所述第九开关器件恒导通，控制所述第五开关器件在所述第七开关器件导通之后关断，控制所述第二开关器件恒导通，控制所述第一开关器件在从第一时刻至第二时刻的时段中关断、在其它时段导通，其中，所述第一时刻为在所述第七开关器件导通之前的预定时刻，所述第二时刻为在所述第七开关器件导通之后的预定时刻。
在一种实施方式中，所述方法还包括，在监测到所述输入电位和所述输出电位都为负电位的情况中，控制所述第四开关器件和所述第六开关器件交错发波，控制所述第三开关器件恒关断，控制所述第五开关器件恒导通，控制所述第八开关器件和所述第九开关器件交错发波，控制所述第七开关器件恒关断，控制所述第十开关器件恒导通，控制所述第六开关器件在所述第八开关器件导通之后断开，控制所述第一开关器件恒导通，控制所述第二开关器件在从第三时刻至第四时刻的时段中关断、在其它时段导通，所述第三时刻为在所述第八开关器件导通之前的预定时刻，所述第四时刻为在所述第八开关器件导通之后的预定时刻。
本申请另一方面提供一种交流电源，包括：控制器、以及上述任一项交流电源电路，所述控制器与所述交流电源电路连接，用于执行上述任一项方法。
附图说明
通过结合附图描述本申请实施例，可以使得本申请实施例更加清楚：
图1为现有技术提供的一种交流电源的结构示意图；
图2为本申请实施例提供的一种交流电源的结构示意图；
图3为在第一条件下对图2中的各个开关管的控制逻辑图；
图4为图2所示的交流电源电路的一种控制状态示意图；
图5为图2所示的交流电源电路的另一种控制状态示意图；
图6为图2所示的交流电源电路的另一种控制状态示意图；
图7为图2所示的交流电源电路的另一种控制状态示意图；
图8为图2所示的交流电源电路的另一种控制状态示意图；
图9为在第二条件下对图2中的各个开关管的控制逻辑图；
图10为图2所示的交流电源电路的另一种控制状态示意图；
图11为图2所示的交流电源电路的另一种控制状态示意图；
图12为图2所示的交流电源电路的另一种控制状态示意图；
图13为图2所示的交流电源电路的另一种控制状态示意图；
图14为本申请另一实施例提供的一种交流电源电路图；
图15为本申请另一实施例提供的一种交流电源电路图；
图16为本申请另一实施例提供的一种交流电源电路图。
具体实施方式
下面将结合附图，对本申请实施例中的技术方案进行描述。本申请实施例提供了一种交流电源电路及其控制方法，所述交流电源电路中包括由开关器件构成的软开关单元，从而通过对软开关单元的控制实现了软开关电路。根据本申请实施例的交流电源电路可用于例如UPS电源、变流器等交流电源中。在下文的描述中，开关器件是指包括反向并联的全控型开关管(下文简称为开关管)和二极管的器件，所述全控型开关管例如为绝缘栅双极晶体管(Insulate-Gate Bipolar Transistor,IGBT)、或者金属氧化物半导体场效应晶体管(Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,MOSFET)，等等，所述二极管例如为全控型开关管内部包含的寄生二极管、或者为与该全控型开关管外部并联的二极管。下文中，将开关器件及其中包括的开关管和二极管都使用相同的标号表示，例如将开关器件S1中的开关管表示为开关管S1，将开关器件S1中的二极管表示为二极管S1。另外，本申请中描述的对开关器件的导通和断开是指对开关器件中的开关管的导通和断开。
图1为现有技术提供的一种交流电源的结构示意图。如图1中所示，该交流电源中包括交流电源电路100和控制器102。交流电源电路100包括整流模块11和逆变模块12。整流模块11具有三电平整流拓扑结构。具体是，如图1中所示，整流模块11中包括电感L1、电容C1、电容C2、电容C3、支路111、支路112和支路113。其中，电感L1的左端与交流输入的火线Li连接，电感L1的右端与支路111、支路112和支路113的公共端连接。支路111的另一端与电容C1的正极连接，支路112的另一端与电容C2的负极连接，支路113的另一端与电容C1和电容C2的公共端连接、并与交流输入的零线(N线)连接。电容C1电容C2串联连接，其为母线电容，用作交流电源电路100中的储能电容，其中，电容C1的正极例如具有+Vb伏的母线电位，电容C2的负极例如具有-Vb伏的母线电位。虽然图1中将电容C1和电容C2示出为极性电容，可以理解，电容C1和电容C2不限于为极性电容。电容C3与交流输入的火线和零线连接，其为无极性电容，用于对交流输入进行滤波，以减少纹波电流或纹波电压，从而用于防止电子器件的损坏风险。
如图1所示，支路111中包括开关器件S3，开关器件S3中包括开关管S3和二极管S3，该开关管S3例如如图1中所示为IGBT管，从而，开关管S3的发射极(E极)与电感L1连接，开关管S3的集电极(C极)与电容C1的正极连接。支路112中包括开关器件S4，开关器件S4中包括开关管S4和二极管S4，其中，开关管S4的集电极与电感L1连接，开关管S4的发射极与电容C2的负极连接。支路113中包括反向串联的开关器件S5和开关器件S6，开关器件S5中包括开关管S5和二极管S5，开关器件S6中包括开关管S6和二极管S6,其中，开关管S5的集电极与电感L1连接，开关管S5的发射极与开关管S6的发射极连接，开关管S6的集电极与电容C1和C2的公共端连接，同时开关管S6的集电极还与交流输入的零线(N线)连接，所述零线接地，即，零线为电压为0V的线。
逆变模块12具有三电平逆变拓扑结构。具体是，如图1中所示，逆变模块12中包括电感L2、电容C1、电容C2、电容C4、支路124、支路125和支路126。其中，电感L2的右端与交流输出的火线LO连接，电感L2的左端与支路124、支路125和支路126的公共端连接。支路124的另一端与电容C1的正极连接，支路125的另一端与电容C2的负极连接，支路126的另一端与电容C1和电容C2的公共端连接，并与交流输出的零线连接，其中，交流输入的零线与交流输出的零线连接。电容C4与交流输出的火线(L0线)和零线(N线)连接，用于对交流输出进行滤波，以减少纹波电流，从而使得输出的电流更稳定。
如图1中所示，支路124中包括开关器件S7，其中包括开关管S7和二极管S7，开关管S7例如如图1中所示为MOSFET管，从而，开关管S7的漏极(D极)与电容C1的正极连接，开关管S7的源极(S极)与电感L2连接。支路125中包括开关器件S8，其中包括开关管S8和二极管S8，开关管S8的漏极与电感L2连接，开关管S8的源极与电容C2的负极连接。支路126中包括反向串联的开关器件S9和开关器件S10，其中，开关器件S9中的开关管S9的源极与电感L2连接，开关管S9的漏极与开关器件S10中的开关管S10的漏极连接，开关管S10的源极与电容C1和电容C2的公共端连接、并与零线连接。在图1中，开关管S3-S10不限于如图1中所示为IGBT管或MOSFET管，而可以为任意全控型开关管，另外，开关管S3-S10可以为相同的开关管或者不同的开关管。
所述控制器102与交流输入的火线和交流输出的火线连接，用于监测交流输入的火线电压和交流输出的火线电压是正电压还是负电压，所述控制器102还与电路100中的各个开关管S3-S10分别连接，以用于基于监测的上述电压值对各个开关管的导通或关断进行控制。具体是，例如开关管S3为IGBT管，则控制器102与开关管S3的栅极连接，以对开关管S3进行开关控制，例如开关管S7为MOSFET管，则控制器102与开关管S7的栅极连接，以对开关管S7进行开关控制。控制器102中例如包括微处理器和存储器，用户可预先将用于控制交流电源电路的指令序列写入存储器中，从而控制器102在启动之后可通过微处理器执行存储在存储器中的指令序列而实现对交流电源电路的控制过程。
在现有技术中，通常通过调节电源电路从而使得电源电路中的电压和电流同相，在本文中将讨论交流输入的电压与电流同相的情况。当通过控制器102监测到交流输入的火线电压和交流输出的火线电压都在正周期的情况中，在整流模块11中，控制器102控制开关管S4恒关断，控制开关管S6恒导通，控制开关管S3与开关管S5交错发波，在逆变模块12中，控制器102控制开关管S8恒关断，控制开关管S9恒导通，并控制开关管S7和开关管S10交错发波。
在该情况中，在整流模块11侧，例如开关管S3先导通，此时电流流向为Li(交流输入的火线)→L1→二极管S3→N(即零线)，此时，电容C1的正极具有+Vb伏的电位，+Vb伏通常都较大，例如为+400V，电容C1的负极由于与N线连接因此为0V，即，电容C1的电压为400V，交流输入的火线例如具有+220V电位，从而电感L1的电压应为220-400＝-180V。根据公式Udt＝Ldi，由于此时电感L1的电压为负值，电感L1的电流为正电流，因此可得，电感L1的电流在逐渐减小，即电感L1在放电。然后，开关管S3断开，开关管S5导通，此时电流流向为Li→L1→开关管S5→二极管S6→N，电感L1上的电压为+220V。根据公式Udt＝Ldi，由于此时电感L1的电压为正值，电流为正值，因此可得，电感L1的电流在逐渐增大，即电感L1在充电。在关断开关管S5时，开关管S5中的电流将增加到较大的电流，而开关管S5两端的电压虽然较小，但是并不为零，例如为1V，从而根据公式P＝UI，在关断开关管S5时，开关管S5内部的能耗将非常大。
在逆变模块12侧，例如开关管S7先导通，电流流向为电容N→C1→开关管S7→电感L2→Lo，从而对电感L2进行充电。然后，开关管S7关断，开关管S10导通，电感L2开始放电，电流流向为N→二极管S10→开关管S9→电感L2→N。在关断开关管S10之后，电流流向仍可以为N→二极管S10→开关管S9→电感L2→N，此时，开关管S7的上端与电容C1的正极连接，具有+Vb伏(例如+400V)的电位，开关管S7的下端与零线连接，具有0V电位。从而，当再次导通开关管S7时，开关管S7的源极和漏极之间具有非常大的电压，根据功率公式：P＝U*I，可以得出，在开通开关管S7时，开关管S7内部的能耗将非常大。
当通过控制器102监测到交流输入的火线电压和交流输出的火线电压都在负半周的情况中，如图1中所示，由于整流模块11中的支路112与支路111是对称的，同样存在开关管S6大电流关断的硬开关功率损耗问题，由于逆变模块12中的支路125与支路124是对称的，同样存在开关管S8大电压导通的硬开关功率损耗问题。
由此可见，在现有的交流电源电路中，开关器件上的功率损耗非常大，从而导致交流电源的转换效率不高，增加了运营成本，造成了资源浪费。
图2为本申请实施例提供的一种交流电源的结构示意图。如图2中所示，该交流电源中包括交流电源电路200和控制器202。交流电源电路200包括整流模块21和逆变模块22。整流模块21具有三电平整流拓扑结构。具体是，如图2中所示，整流模块21中包括电感L1、电容C1、电容C2、电容C3、支路211、支路212和支路213。其中，电感L1的左端与交流输入的火线Li连接，电感L1的右端与支路211、支路212和支路213的公共端连接。支路211的另一端与电容C1的正极连接，支路212的另一端与电容C2的负极连接，支路213的另一端与电容C1和电容C2的公共端连接、并与交流输入的零线(N线)连接。电容C1电容C2串联连接，其为母线电容，用作电源电路中的储能电容，其中，电容C1的正极例如具有+Vb伏的母线电位，电容C2的负极例如具有-Vb伏的母线电位。虽然图2中将电容C1和电容C2示出为极性电容，可以理解，电容C1和电容C2不限于为极性电容。电容C3与交流输入的火线和零线连接，其为无极性电容，用于对交流输入进行滤波，以减少纹波电流。
如图2所示，支路211中包括开关器件S3，开关器件S3中包括开关管S3和二极管S3，该开关管S3例如如图2中所示为IGBT管，从而，开关管S3的发射极(E极)与电感L1连接，开关管S3的集电极(C极)与电容C1的正极连接。支路212中包括开关器件S4，开关器件S4中包括开关管S4和二极管S4，其中，开关管S4的集电极与电感L1连接，开关管S4的发射极与电容C2的负极连接。支路213中包括反向串联的开关器件S5和开关器件S6，开关器件S5中包括开关管S5和二极管S5，开关器件S6中包括开关管S6和二极管S6,其中，开关管S5的集电极与电感L1连接，开关管S5的发射极与开关管S6的发射极连接。
与图1所示的现有技术中的交流电源电路所不同的是，在图2中，支路213中还包括由开关器件S1和开关器件S2构成的软开关单元23。其中，开关器件S1中包括开关管S1和二极管S1，开关器件S2中包括开关管S2和二极管S2。开关管S1与开关管S2反向串联。具体是，例如如图2中所示，开关管S1为IGBT管，开关管S1的发射极与电容C1和电容C2的公共端连接、并与零线连接，开关管S1的集电极与开关管S2的集电极连接，开关管S2的发射极与开关管S6的集电极连接。这里，虽然示出了如图2中所示的软开关单元23，并且将开关管S1和开关管S2示出为IGBT管，本申请实施例不限于此，例如，开关管S1和开关管S2可以分别为任意全控型开关管，并且，开关管S1和开关管S2的连接方式也可以为，开关管S1的集电极与电容C1和电容C2的公共端连接、并与零线连接，开关管S1的发射极与开关管S2的发射极连接，开关管S2的集电极与开关管S6的集电极连接。
逆变模块22具有三电平逆变拓扑结构。具体是，如图2中所示，逆变模块12中包括电感L2、电容C1、电容C2、电容C4、支路224、支路225和支路226。其中，电感L2的右端与交流输出的火线LO连接，电感L2的左端与支路224、支路225和支路226的公共端连接。支路224的另一端与电容C1的正极连接，支路225的另一端与电容C2的负极连接，支路226的另一端与电容C1和电容C2的公共端连接，并与交流输出的零线连接，其中，交流输入的零线与交流输出的零线连接。电容C4与交流输出的火线(L0线)和零线(N线)连接，用于对交流输出进行滤波，以减少纹波电流，从而使得输出的电流更稳定。
如图2中所示，支路224中包括开关器件S7，其中包括开关管S7和二极管S7，开关管S7例如如图2中所示为MOSFET管，从而，开关管S7的漏极(D极)与电容C1的正极连接，开关管S7的源极(S极)与电感L2连接。支路225中包括开关器件S8，其中包括开关管S8和二极管S8，开关管S8的漏极与电感L2连接，开关管S8的源极与电容C2的负极连接。支路226中包括反向串联的开关器件S9和开关器件S10，其中，开关器件S9中的开关管S9的源极与电感L2连接，开关管S9的漏极与开关器件S10中的开关管S10的漏极连接。
与图1所示的交流电源电路所不同的是，在图2中，支路226中还包括如上文所述的软开关单元23。具体是，开关管S10的源极与开关管S2的发射极连接，从而，支路226通过软开关单元23与电容C1和电容C2的公共端连接、并与零线连接。在图2中，开关管S1-S10不限于如图2中所示为IGBT管或MOSFET管，而可以为任意全控型开关管，另外，开关管S1-S10可以为相同的开关管或者不同的开关管。
所述控制器202可与交流输入的火线和交流输出的火线连接，用于监测交流输入的火线电压和交流输出的火线电压是正电压还是负电压，所述控制器202还与电路200中的各个开关管S1-S10分别连接，以用于基于监测的上述电压值对各个开关管的导通或关断进行控制。控制器202中例如包括微处理器和存储器，用户可预先将用于控制交流电源电路的指令序列写入存储器中，从而控制器202在启动之后可通过微处理器执行存储在存储器中的指令序列而实现对交流电源电路的控制过程。
下面具体讨论控制器202对交流电源电路200的控制过程。在下文讨论的交流电源电路200中，在整流侧的电压与电流同相。
图3为控制器202在第一条件下对图2中的各个开关管的控制逻辑图。所述第一条件为，所述交流输入的火线电压和所述交流输出的火线电压都为正电压。其中，在整流侧，可通过对交流电源电路进行调节而确保电路中的电压与电流同相，也即，使得整流侧流过电感L1的电流为正电流。其中，当流过电感L1的电流为从左至右时，可确定流过电感L1的电流为正电流。
参考图3，在控制器202通过对交流电源电路200进行监测从而确定电路200满足上述第一条件的情况下，对各个开关管进行如下的控制：在整流侧，控制开关管S3与开关管S5交错发波，控制开关管S4恒关断，控制开关管S6恒导通，在逆变侧，控制开关管S7与开关管S10交错发波，控制开关管S8恒关断，控制开关管S9恒导通，在软开关单元中，控制开关管S2恒导通，控制开关管S1仅在图3中的t1-t4的时段中关断，在其它时段都导通，其中，可将t1-t4时段称为软开关时区，通过在该软开关时区关断开关管S1，实现了开关管S7的零电压导通和开关管S5的小电流关断，这将在下文中详细描述。其中，t1时刻到t2时刻之间的时间为死区时间，t3时刻到t4时刻之间的时间也为死区时间，所述死区时间为开关电源系统中特定长度的不动作时间，其长度例如为1微秒。
只要满足上述第一条件，对于交流输出火线的电压和电流同相的情况、以及交流输出火线的电压和电流不同相的情况，通过图3所示的控制逻辑都可以实现本申请实施例的软开关效果。下文中，图4-图7与交流输出火线的电压和电流同相的情况相对应，图8与交流输出火线的电压和电流不同相的情况相对应。
图4为图2所示的交流电源电路的一种控制状态示意图。其中，图4所示的控制状态与图3中的时段T1相对应，并且，图4所示的控制状态为逆变侧的电压和电流同相的情况下的状态，即，电感L2的电流i2的方向为从左至右，为正电流。具体是，如图3所示，在整流侧，在时段T1中，开关管S3导通，开关管S5和开关管S4都关断，并且二极管S5和二极管S4的导通方向都与电流i1的方向相反，因此，电流流向如图4中整流侧黑线回路所示为Li→电感L1→开关管S3→电容C1→N。参考上文的描述，在该状态中，由于，电容C1的正极电位+Vb较大(例如400)，交流输入的火线(Li)电压较小(例如220V)，从而电感L1的电压为负电压。根据公式Udt＝Ldi，由于此时电感L1的电压为负值，电流为正值，电感L1的电流i1逐渐减小，电感L1在该状态为释放能源过程。
在逆变侧，在时段T1中，导通开关管S7，由于开关管S10和开关管S8都关断，并且二极管S10和二极管S8的导通方向都与来自开关管S7的电流的方向相反，因此，电流流向如图4中逆变侧黑线回路所示为N→电容C1→开关管S7→电感L2→Lo。在该状态中，假设火线(Lo)电压幅值为110V，从而电感L2的电压大于等于400-110＝290V，即电感L2的电压大于零，同时电感L2的电流i2为正电流，根据公式Udt＝Ldi可得，电流i2在逐渐增大，即，电感L2处于储能阶段。
图5为图2所示的交流电源电路的另一种控制状态示意图。其中，图5所示的控制状态与图3中的时段T2相对应。如图3所示，在T2时段中，在整流侧，开关管S3关断，开关管S5导通，开关管S4关断，开关管S1导通，开关管S2导通。在开关管S5导通之后，构成如图5中整流侧的黑线回路所示的电流回路Li→电感L1→开关管S5→二级管S6→开关器件S2→开关器件S1→N。电感L1右端与零线导通，即，电感L1右端电位为0V，小于电容C1的正极电位，因此，二极管S3断开，即在整流侧只有如图5中黑线所示的一条回路。同时，在该回路中，电感L1的电压变为交流输入的火线电压，例如+220V，即，电感L1的电压大于零。根据公式Udt＝Ldi，由于此时电感L1的电压U为正值，电流为正值，电感L1的电流i1逐渐增大，即，电感L1处于储能阶段。并且，如图5中的整流侧的黑线回路所示，电流i1在开关器件S1中为从下至上流动的方向。
在T2时段，在逆变侧，开关管S7关断，开关管S10导通，开关管S8关断，开关管S9导通，开关管S1导通，开关管S2导通。在开关管S7关断之后，电感L2的电流不会瞬间变化，即电感L2的电流仍为图5中所示i2的方向，逆变侧的电流流向如图5中逆变侧的黑线回路所示为N→开关器件S1→开关器件S2→二级管S10→开关管S9→电感L2→Lo。在图5中的逆变侧的黑线回路中，假设交流输出的火线电压的幅值为110V，电感L2的电压为负值，电流i2如图5正所示为正电流，根据公式Udt＝Ldi可得，电感L2的电流i2在逐渐减小，即，电感L2处于释放能源阶段。并且，如图5中的逆变侧的黑线回路所示，电流i2在开关器件S1中为从上至下流动的方向。
在T2时段末尾处，电流i1已增大为较大的值，电流i2已减小为较小的值，即电流i1大于电流i2的值，即，在开关器件S1中，总电流的方向为从下至上流过开关管S1。
图6为图2所示的交流电源电路的另一种控制状态示意图。其中，图6所示的控制状态与图3中的t1时刻相对应。如图3所示，在t1时刻，将开关管S1断开。如上文参考图5所述，在t1时刻之前，开关管S1中流通有方向向上的电流，并且，由于二极管S1的导通方向与电流流动方向相反，因此二极管S1处于断开状态。因此，当在t1时刻关断开关管S1之后，开关器件S1断开了图6中的A点与零线的连接。在开关器件S1断开A点与零线的连接之后，电感L1的电流i1和电感L2的电流i2不会瞬间发生变化，而如上文所述，i1大于i2，因此，如图6中所示，电感L1的部分电流i3导通二极管S3流向电容C1。在二极管S3导通之后，A点经二极管S6、开关管S5、二极管S3与电容C1的正极连通，因此A点的电位变为+Vb伏，开关管S7的源极经开关管S9、二极管S10与A点连接，因此，开关管S7的源极的电位也为+Vb伏。而开关管S7的漏极与电容C1的正极连接，因此，开关管S7的漏极的电位也为+Vb伏。也就是说，在关断开关管S1之后，开关管S7的源极和漏极具有相同的电位(+Vb伏)，即，开关管S7的源极和漏极之间的电压为零电压。
图7为图2所示的交流电源电路的另一种控制状态示意图。其中，图7所示的控制状态与图3中的时刻t2相对应。如图3所示，在t2时刻，开关管S7导通，由于如图6所示，在t1时刻，开关管S7的源极和漏极之间的电压为零电压，因此，当在t2时刻导通开关管S7时，开关管S7为零电压导通(zero voltage switching,ZVS),相比于图1中的开关管S7的大电压导通，大大减少了开关管S7的能耗，提高了交流电源的效率。另外，如图7所示，在开关管S7导通之后，在B点和C点之间连接有两条支路，其中上侧的一条支路包括二极管S3和开关管S7，下侧的另一条支路包括开关管S5、二极管S6、二极管S10和开关管S9，即，上侧支路中包括的开关器件数量少于下侧支路中包括的开关器件的数量。假设每个开关器件的电阻值为R，则上侧支路的总电阻为2R，下侧支路的总电阻为4R，根据电流计算公式i＝U/R，可以得出上侧支路的电流为下侧支路的电流的两倍。也就是说，电流i1在流到B点之后，其中的较大电流i3流向二极管S3，其中较小的电流流向开关管S5。
从而，如图3所示，当在t3时刻断开开关管S5时，以零电压小电流关断开关管S5，从而进一步减少了开关管S5在关断时的能耗。在t4时刻，开关管S1导通，开关管S3导通，从而进入控制逻辑的下一个周期。
图8为图2所示的交流电源电路的另一种控制状态示意图。图8所示控制状态与图3中的t1时刻相对应。在图8中，电感L2的电流i2的方向为从右至左，即，逆变侧的电流为负电流，电流与电压不同相。在该情况中，在t1时刻之前，电流i1和电流i2都为从下至上通过开关器件S1，即，开关器件S1中的电流为向上流过开关管S1，且二极管S1也为断开状态。因此，当在t1时刻关断开关管S1之后，与图5所示状态类似地，开关器件S1断开了A点与零线的连接。从而，电流i1在流经B点时，其中的大部分电流i3流向二极管S3并导通二极管S3，电流i2在流经C点时，其中的大部分电流i4流向二极管S7并导通二极管S7。在t2时刻，当导通开关管S7时，由于二极管S7已经导通，开关管S7的源极和漏极之间的电压为零，因此，同样地实现了开关管S7的零电压导通。同样地，当在t3时刻关断开关管S5时，由于电感L1的电流i1中的大部分电流i3流向二极管S3，因此，开关管S5为零电压小电流关断。即，在第一条件下，在逆变侧电流与电压不同相的情况中，仍可以通过图3所示的控制逻辑实现对开关管S7的零电压导通、对开关管S5的零电压小电流关断。
上文虽然以图3所示的控制逻辑为例描述了控制单元202在第一条件下对交流电源电路200的控制，可以理解，本申请实施例中使用的控制逻辑不限于如图3所示。例如，参考上文中对图5的描述，在T2时段中，电流i1在逐渐增大、电流i2在逐渐减小，当电流i1大于电流i2之后，开关管S1中就会流动有向上的电流。只要开关管S1中流动有向上的电流，通过关断开关管S1即可实现图6所示的电路状态。因此，在第一条件下的对电路200的控制逻辑中，不限于在导通开关管S7之前的t1时刻断开开关管S1，而可以在t1时刻之前的时刻断开开关管S1,只要在该断开时刻开关管S1中流动有向上的电流即可。
另外，当在图3中再次导通开关管S3开始第二个控制周期时，电路200的状态如图4所示，其中，开关管S5和开关管S10都是断开的状态，支路213和支路226中都没有电流流过，因此，即使在t4时刻导通了开关管S1，开关管S1中也没有电流通过。也就是说，开关管S1不限于如图3中所示在t4时刻导通，其可以在开关管S10导通时再导通，以用于导通支路226。
图9为控制器202在第二条件下对图2中的各个开关管的控制逻辑图。所述第二条件为，所述交流输入的火线电压和所述交流输出的火线电压都为负电压。同样地，图9所示的控制逻辑适用于整流侧的电压和电流同相的情况，并且，图9所示的控制逻辑既适用于逆变侧电压和电流同相的情况、也适用于逆变侧电压和电流不同相的情况。
参考图9，在控制器202通过对交流电源电路200进行监测从而确定电路200满足上述第二条件的情况下，对各个开关管进行如下的控制：在整流侧，控制开关管S4与开关管S6交错发波，控制开关管S3恒关断，控制开关管S5恒导通，在逆变侧，控制开关管S8与开关管S9交错发波，控制开关管S7恒关断，控制开关管S10恒导通，在软开关单元中，控制开关管S1恒导通，控制开关管S2仅在图9中的t1-t4的时段中关断，在其它时段都导通，其中，可将t1-t4时段称为软开关时区，通过在该软开关时区关断开关管S2，实现了开关管S8的零电压导通和开关管S6的零电压小电流关断，这将在下文中详细描述。
图10为图2所示的交流电源电路的另一种控制状态示意图。其中，图10所示的控制状态与图9中的时段T1相对应，并且，在图10中，电流i2为负向，即逆变侧电压和电流同相。具体是，如图9所示，在整流侧，在时段T1中，开关管S4导通，开关管S3和开关管S6都关断，并且二极管S3和二极管S6的导通方向都与电流i1的方向相反，因此，电流流向如图10中整流侧黑线回路所示为N→电容C2→二级管S4→L1→Li，参考上文的描述，在该状态中，由于，电容C2的负极电位-Vb伏例如为-400V，交流输入的火线(Li)电压例如为-220V，从而电感L1的电压为正电压，电感L1的电流i1为负电流，根据公式Udt＝Ldi可得，电感L1的电流i1逐渐减小，电感L1在该状态为释放能源过程。
在逆变侧，在时段T1中，开关管S8导通，由于开关管S7和开关管S9都关断，并且二极管S7和二极管S9的导通方向都与电流i2的方向相反，因此，电流流向如图10中逆变侧黑线回路所示为电容Lo→电感L2→开关管S8→C2→N。在该状态中，假设火线(Lo)电压幅值为-110V，从而电感L2的电压小于等于-400-(-110)＝-290V，即电感L2的电压小于零，电感L2的电流i2为负电流，根据公式Udt＝Ldi，电感L2的电流i2逐渐增大，即，电感L2处于储能阶段。
图11为图2所示的交流电源电路的另一种控制状态示意图。其中，图11所示的控制状态与图9中的时段T2相对应。如图9所示，在T2时段中，在整流侧，开关管S4关断，开关管S3关断，开关管S5导通，开关管S6导通，开关管S1导通，开关管S2导通。在开关管S6导通之后，构成如图11中整流侧的黑线回路所示的电流回路N→开关器件S1→开关器件S2→开关管S6→二级管S5→电感L1→Li，电感L1右端与零线导通，即，电感L1右端电位为0V，大于电容C2的负极电位，因此，二极管S4断开，即在整流侧只有如图11中黑线所示的一条回路。同时，在该回路中，电感L1的电压变为交流输入的火线电压，例如-220V，即，电感L1的电压小于零，而电感L1的电流i1为负电流，根据公式Udt＝Ldi可得，电感L1的电流i1逐渐增大，电感L1处于储能阶段。并且，如图11中的整流侧的黑线回路所示，电流i1在开关器件S2中为从上至下流动的方向。
在T2时段，在逆变侧，开关管S8关断，开关管S9导通，开关管S7关断，开关管S10导通，开关管S1导通，开关管S2导通。在开关管S8关断之后，电感L2的电流不会瞬间变化，即电感L2的电流仍为图11中所示i2的方向，逆变侧的电流流向如图11中逆变侧的黑线回路所示为LO→L2→二级管S9→开关管S10→二级管S2→开关管S1→N。在图11中的逆变侧的黑线回路中，假设交流输出的火线电压的幅值为-110V，电感L2的电压为正值，电感L2的电流i1为负电流，根据公式Udt＝Ldi可得，电感L2的电流i2在逐渐减小，电感L2处于释放能源阶段，并且如图11中的逆变侧的黑线回路所示，电流i2在开关器件S2中为从下至上流动的方向。
在T2时段末尾处，电流i1已增大为较大的值，电流i2已减小为较小的值，即电流i1大于电流i2的值，即，在开关器件S2中，总电流的方向为从上至下流过开关管S2。
图12为图2所示的交流电源电路的另一种控制状态示意图。其中，图12所示的控制状态与图9中的t1时刻相对应。如图9所示，在t1时刻，将开关管S2断开。如上文参考图11所述，在t1时刻之前，开关管S2中流通有方向向下的电流，并且由于二极管S2的导通方向与电流流动方向相反，二极管S2处于断开状态。因此，当在t1时刻关断开关管S2之后，开关器件S2断开了A点与零线的连接。在开关器件S2断开A点与零线的连接之后，电感L1的电流i1和电感L2的电流i2不会瞬间发生变化，而如上文所述，i1大于i2，因此，如图12中所示，电感L1的部分电流i3导通二极管S4。在二极管S4导通之后，A点经开关管S6、二级管S5、二极管S4与电容C2的负极连通，因此A点的电位变为-Vb伏。开关管S8的漏极经二级管S9、开关管S10与A点连接，因此，开关管S8的漏极的电位也为-Vb伏。开关管S8的源极与电容C2的负极连接，因此，开关管S8的源极的电位也为-Vb伏。也就是说，在关断开关管S2之后，开关管S8的源极和漏极具有相同的电位(-Vb伏)，即，开关管S8的源极和漏极之间的电压为零电压。
图13为图2所示的交流电源电路的另一种控制状态示意图。其中，图13所示的控制状态与图9中的时刻t2相对应。如图9所示，在t2时刻，开关管S8导通，由于如上文参考图12所述，在t1时刻，开关管S8的源极和漏极之间的电压为零电压，因此，当在t2时刻导通开关管S8时，开关管S8为零电压导通,相比于图1中的开关管S8的大电压导通，大大减少了开关管S8的能耗，提高了交流电源的效率。另外，如图13所示，在开关管S8导通之后，在B点和C点之间连接有两条支路，其中下侧的一条支路包括二极管S4和开关管S8，上侧的另一条支路包括二级管S9、开关管S10、开关管S6和二级管S5。假设每个开关器件的电阻值为R，则下侧支路的总电阻为2R，上侧支路的总电阻为4R，根据电流计算公式i＝U/R，可以得出下侧支路的电流为上侧支路的电流的两倍。也就是说，上侧支路中的电流较小。
从而，如图9所示，当在t3时刻断开开关管S6时，以零电压小电流关断开关管S6，从而进一步减少了开关管S6在关断时的能耗。在t4时刻，开关管S2导通，开关管S4导通，从而进入控制逻辑的下一个周期。
参考上文对图8的描述，可类似地得出，在第二条件下，在逆变侧的电压和电流不同相的情况中，通过图9所示的控制逻辑，仍可以实现对开关管S8的零电压导通和对开关管S6的零电压小电流关断。
参考上文对图3的描述，可类似地得出，在第二条件下的对电路200的控制逻辑中，不限于如图9所示在导通开关管S8之前的t1时刻断开开关管S2，而可以在t1时刻之前的时刻断开开关管S2,只要在该断开时刻开关管S2中流动有向下的电流即可。另外，开关管S2不限于如图9所示在t4时刻导通，其可以在开关管S9导通时再导通，以用于导通支路226。
上文中，在图2所示的交流电源电路200中，在整流侧具有T型三电平拓扑，在逆变侧具有T型三电平拓扑，本申请不限于提供图2所示的交流电源电路。图14为本申请另一实施例提供的一种交流电源电路图。在如图14所示的交流电源电路中，与图2所示电路不同在于，在整流侧具有I型三电平拓扑，其中包括支路211、支路212和支路213。其中，支路211包括同向串联的开关器件S3和开关器件S6，具体是，开关管S3的集电极与电容C1的正极连接，开关管S3的发射极与开关管S6的集电极连接，开关管S6的发射极与电感L1连接。支路212包括同向串联的开关器件S4和开关器件S5，具体是，开关管S4的发射极与电容C2的负极连接，开关管S4的集电极与开关管S5的发射极连接，开关管S5的集电极与电感L1连接。支路213包括并联的两个子支路，其中一条子支路包括串联的开关器件S6和二极管D2，具体是，开关管S6的集电极与二极管D2的负极连接，二极管D2的正极与开关器件S2的发射极连接。支路213中的另一条子支路包括串联的开关器件S5和二极管D1，具体是，开关管S5的发射极与二极管D1的正极连接，二极管D1的负极与开关器件S2的发射极连接。图14中的整流侧电路相比于图2中的整流侧电路多了二极管D1和二极管D2。
图15为本申请另一实施例提供的一种交流电源电路图。在如图15所示的交流电源电路中，与图2所示电路不同在于，在逆变侧具有I型三电平拓扑，其中包括支路224、支路225和支路226。其中，支路224包括同向串联的开关器件S7和开关器件S9，具体是，开关管S7的漏极与电容C1的正极连接，开关管S7的源极与开关管S9的漏极连接，开关管S9的源极与电感L2连接。支路225包括同向串联的开关器件S8和开关器件S10，具体是，开关管S8的源极与电容C2的负极连接，开关管S8的漏极与开关管S10的源极连接，开关管S10的漏极与电感L2连接。支路226包括并联的两个子支路，其中一条子支路包括串联的开关器件S9和二极管D3，具体是，开关管S9的漏极与二极管D3的负极连接，二极管D3的正极与开关器件S2的发射极连接。支路226中的另一条子支路包括串联的开关器件S10和二极管D4，具体是，开关管S10的源极与二极管D4的正极连接，二极管D4的负极与开关器件S2的发射极连接。图15中的逆变侧电路相比于图2中的逆变侧电路多了二极管D3和二极管D4。
图16为本申请另一实施例提供的一种交流电源电路图。在如图16所示的交流电源电路中，与图2所示电路不同在于，在整流侧和逆变侧都具有I型三电平拓扑。其中，整流侧和逆变侧的I型三电平拓扑的具体结构可参考图14中的整流侧的I型三电平拓扑和图15中的逆变侧的I型三电平拓扑，在此不再赘述。
对于图14-图16中的任一交流电源电路，在满足上述第一条件时，可通过图3所示的控制逻辑对电路中的各个开关管进行控制，从而实现其中的开关管S7的零电压导通、开关管S5的零电压小电流关断，在满足上述第二条件时，可通过图9所示的控制逻辑对电路中的各个开关管进行控制，从而实现其中的开关管S8的零电压导通、开关管S6的零电压小电流关断，从而减少了开关器件的能耗，提高了交流电源电路的效率。
需要理解，本文中的“第一”，“第二”等描述，仅仅为了描述的简单而对相似概念进行区分，并不具有其他限定作用。
本领域普通技术人员应该还可以进一步意识到，结合本文中所公开的实施例描述的各示例的单元及算法步骤，能够以电子硬件、计算机软件或者二者的结合来实现，为了清楚地说明硬件和软件的可互换性，在上述说明中已经按照功能一般性地描述了各示例的组成及步骤。这些功能究竟以硬件还是软件方式来执行，取决于技术方案的特定应用和设计约束条件。专业技术人员可以对每个特定的应用来使用不同方法来实现所描述的功能，但是这种实现不应认为超出本发明的范围。
以上所述，仅为本发明较佳的具体实施方式，但本发明的保护范围并不局限于此，任何熟悉本技术领域的技术人员在本发明揭露的技术范围内，可轻易想到的变化或替换，都应涵盖在本发明的保护范围之内。因此，本发明的保护范围应该以权利要求的保护范围为准。

Claims (24)

1.一种交流电源电路，其特征在于，包括：
整流模块和逆变模块，
所述整流模块包括第一电感、第一支路、第二支路、第三支路、第一电容和第二电容，所述第一电感的第一端与输入电位连接，所述第一电感的第二端与第一支路、第二支路和第三支路的公共端连接，其中，所述第一支路的另一端与第一电容的第一极连接，所述第二支路的另一端与第二电容的第二极连接，所述第一电容的第二极与所述第二电容的第一极连接并与零电位连接，所述第三支路的另一端包括软开关单元，所述软开关单元包括反向串联的第一开关器件和第二开关器件，所述软开关单元的第一端与所述第一电容和所述第二电容的公共端连接，所述软开关单元的第二端用于连接在所述第三支路中，其中，所述第一支路、所述第二支路和所述第三支路构成I型三电平拓扑或T型三电平拓扑，
所述逆变模块包括第二电感，第四支路、第五支路和第六支路、所述第一电容和所述第二电容，所述第二电感的第一端与输出电位连接，所述第二电感的第二端与所述第四支路、所述第五支路和所述第六支路的公共端连接，其中，所述第四支路的另一端与所述第一电容的第一极连接，所述第五支路的另一端与所述第二电容的第二极连接，所述第六支路的另一端包括所述软开关单元，所述软开关单元通过其第二端连接在所述第六支路中，其中，所述第四支路、所述第五支路和所述第六支路构成I型三电平拓扑或T型三电平拓扑。
2.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述第一支路中包括第三开关器件，所述第二支路中包括第四开关器件，所述第三支路中还包括反向串联的第五开关器件和第六开关器件，其中，所述反向串联的第五开关器件和第六开关器件与所述软开关单元串联连接。
3.根据权利要求1所述的电路，其特征在于，所述第一支路中包括同向串联的第三开关器件和第六开关器件，所述第二支路中包括同向串联的第四开关器件和第五开关器件，所述第三支路中还包括并联的第一子支路和第二子支路，其中，所述第一子支路中包括同向串联的第五开关器件和第一二极管，所述第二子支路中包括同向串联的第六开关器件和第二二极管，其中，所述并联的第一子支路和第二子支路与所述软开关单元串联连接。
4.根据权利要求2或3所述的电路，其特征在于，所述第四支路包括第七开关器件，所述第五支路包括第八开关器件，所述第六支路包括反向串联的第九开关器件和第十开关器件，其中，所述反向串联的第九开关器件和第十开关器件与所述软开关单元串联连接。
5.根据权利要求2或3所述的电路，其特征在于，所述第四支路包括同向串联的第七开关器件和第九开关器件，所述第五支路包括同向串联的第八开关器件和第十开关器件，所述第三支路包括并联的第三子支路和第四子支路，其中，所述第三子支路中包括同向串联的第九开关器件和第三二极管，所述第四子支路中包括同向串联的第十开关器件和第四二极管，其中，所述并联的第三子支路和第四子支路与所述所述软开关单元串联连接。
6.根据权利要求4所述的电路，其特征在于，所述整流模块中还包括第三电容，所述第三电容的第一端与所述输入电位连接，所述第三电容的第二端与零电位连接。
7.根据权利要求5所述的电路，其特征在于，所述整流模块中还包括第三电容，所述第三电容的第一端与所述输入电位连接，所述第三电容的第二端与零电位连接。
8.根据权利要求6或7所述的电路，其特征在于，所述逆变模块中还包括第四电容，所述第四电容的第一端与所述输出电位连接，所述第四电容的第二端与零电位连接。
9.根据权利要求4所述的电路，其特征在于，在所述输入电位和输出电位都为正电位的情况中，所述第三开关器件与第五开关器件被控制为交错发波，所述第四开关器件被控制为恒关断，所述第六开关器件被控制为恒导通，所述第七开关器件与所述第十开关器件被控制为交错发波，所述第八开关器件被控制为恒关断，所述第九开关器件被控制为恒导通，所述第五开关器件被控制为在所述第七开关器件导通之后关断，所述第二开关器件被控制为恒导通，所述第一开关器件被控制为在从第一时刻至第二时刻的时段中关断、在其它时段导通，其中，所述第一时刻为在所述第七开关器件导通之前的预定时刻，所述第二时刻为在所述第七开关器件导通之后的预定时刻。
10.根据权利要求5所述的电路，其特征在于，在所述输入电位和输出电位都为正电位的情况中，所述第三开关器件与第五开关器件被控制为交错发波，所述第四开关器件被控制为恒关断，所述第六开关器件被控制为恒导通，所述第七开关器件与所述第十开关器件被控制为交错发波，所述第八开关器件被控制为恒关断，所述第九开关器件被控制为恒导通，所述第五开关器件被控制为在所述第七开关器件导通之后关断，所述第二开关器件被控制为恒导通，所述第一开关器件被控制为在从第一时刻至第二时刻的时段中关断、在其它时段导通，其中，所述第一时刻为在所述第七开关器件导通之前的预定时刻，所述第二时刻为在所述第七开关器件导通之后的预定时刻。
11.根据权利要求6所述的电路，其特征在于，在所述输入电位和输出电位都为正电位的情况中，所述第三开关器件与第五开关器件被控制为交错发波，所述第四开关器件被控制为恒关断，所述第六开关器件被控制为恒导通，所述第七开关器件与所述第十开关器件被控制为交错发波，所述第八开关器件被控制为恒关断，所述第九开关器件被控制为恒导通，所述第五开关器件被控制为在所述第七开关器件导通之后关断，所述第二开关器件被控制为恒导通，所述第一开关器件被控制为在从第一时刻至第二时刻的时段中关断、在其它时段导通，其中，所述第一时刻为在所述第七开关器件导通之前的预定时刻，所述第二时刻为在所述第七开关器件导通之后的预定时刻。
12.根据权利要求7所述的电路，其特征在于，在所述输入电位和输出电位都为正电位的情况中，所述第三开关器件与第五开关器件被控制为交错发波，所述第四开关器件被控制为恒关断，所述第六开关器件被控制为恒导通，所述第七开关器件与所述第十开关器件被控制为交错发波，所述第八开关器件被控制为恒关断，所述第九开关器件被控制为恒导通，所述第五开关器件被控制为在所述第七开关器件导通之后关断，所述第二开关器件被控制为恒导通，所述第一开关器件被控制为在从第一时刻至第二时刻的时段中关断、在其它时段导通，其中，所述第一时刻为在所述第七开关器件导通之前的预定时刻，所述第二时刻为在所述第七开关器件导通之后的预定时刻。
13.根据权利要求8所述的电路，其特征在于，在所述输入电位和输出电位都为正电位的情况中，所述第三开关器件与第五开关器件被控制为交错发波，所述第四开关器件被控制为恒关断，所述第六开关器件被控制为恒导通，所述第七开关器件与所述第十开关器件被控制为交错发波，所述第八开关器件被控制为恒关断，所述第九开关器件被控制为恒导通，所述第五开关器件被控制为在所述第七开关器件导通之后关断，所述第二开关器件被控制为恒导通，所述第一开关器件被控制为在从第一时刻至第二时刻的时段中关断、在其它时段导通，其中，所述第一时刻为在所述第七开关器件导通之前的预定时刻，所述第二时刻为在所述第七开关器件导通之后的预定时刻。
14.根据权利要求9-13中任一项权利要求书所述的电路，其特征在于，所述第二时刻为在所述第五开关器件断开之后的预定时刻。
15.根据权利要求9-13中任一项权利要求书所述的电路，其特征在于，在所述输入电位和所述输出电位都为负电位的情况中，所述第四开关器件和所述第六开关器件被控制为交错发波，所述第三开关器件被控制为恒关断，所述第五开关器件被控制为恒导通，所述第八开关器件和所述第九开关器件被控制为交错发波，所述第七开关器件被控制为恒关断，所述第十开关器件被控制为恒导通，所述第六开关器件被控制为在所述第八开关器件导通之后断开，所述第一开关器件被控制为恒导通，所述第二开关器件被控制为在从第三时刻至第四时刻的时段中关断、在其它时段导通，其中，所述第三时刻为在所述第八开关器件导通之前的预定时刻，所述第四时刻为在所述第八开关器件导通之后的预定时刻。
16.根据权利要求14所述的电路，其特征在于，在所述输入电位和所述输出电位都为负电位的情况中，所述第四开关器件和所述第六开关器件被控制为交错发波，所述第三开关器件被控制为恒关断，所述第五开关器件被控制为恒导通，所述第八开关器件和所述第九开关器件被控制为交错发波，所述第七开关器件被控制为恒关断，所述第十开关器件被控制为恒导通，所述第六开关器件被控制为在所述第八开关器件导通之后断开，所述第一开关器件被控制为恒导通，所述第二开关器件被控制为在从第三时刻至第四时刻的时段中关断、在其它时段导通，其中，所述第三时刻为在所述第八开关器件导通之前的预定时刻，所述第四时刻为在所述第八开关器件导通之后的预定时刻。
17.根据权利要求15所述的电路，其特征在于，所述第四时刻为在所述第六开关器件断开之后的预定时刻。
18.根据权利要求16所述的电路，其特征在于，所述第四时刻为在所述第六开关器件断开之后的预定时刻。
19.一种控制交流电源电路的方法，其特征在于，所述电路为如权利要求4-8中任一项所述的交流电源电路，所述方法包括：
监测所述交流电源电路的输入电位和输出电位；
在监测到所述输入电位和所述输出电位都为正电位的情况中，控制所述第三开关器件与第五开关器件交错发波，控制所述第四开关器件恒关断，控制所述第六开关器件恒导通，控制所述第七开关器件与所述第十开关器件交错发波，控制所述第八开关器件恒关断，控制所述第九开关器件恒导通，控制所述第五开关器件在所述第七开关器件导通之后关断，控制所述第二开关器件恒导通，控制所述第一开关器件在从第一时刻至第二时刻的时段中关断、在其它时段导通，其中，所述第一时刻为在所述第七开关器件导通之前的预定时刻，所述第二时刻为在所述第七开关器件导通之后的预定时刻。
20.根据权利要求19所述的方法，其特征在于，所述第二时刻为在所述第五开关器件断开之后的预定时刻。
21.根据权利要求19所述的方法，其特征在于，还包括，在监测到所述输入电位和所述输出电位都为负电位的情况中，控制所述第四开关器件和所述第六开关器件交错发波，控制所述第三开关器件恒关断，控制所述第五开关器件恒导通，控制所述第八开关器件和所述第九开关器件交错发波，控制所述第七开关器件恒关断，控制所述第十开关器件恒导通，控制所述第六开关器件在所述第八开关器件导通之后断开，控制所述第一开关器件恒导通，控制所述第二开关器件在从第三时刻至第四时刻的时段中关断、在其它时段导通，所述第三时刻为在所述第八开关器件导通之前的预定时刻，所述第四时刻为在所述第八开关器件导通之后的预定时刻。
22.根据权利要求20所述的方法，其特征在于，还包括，在监测到所述输入电位和所述输出电位都为负电位的情况中，控制所述第四开关器件和所述第六开关器件交错发波，控制所述第三开关器件恒关断，控制所述第五开关器件恒导通，控制所述第八开关器件和所述第九开关器件交错发波，控制所述第七开关器件恒关断，控制所述第十开关器件恒导通，控制所述第六开关器件在所述第八开关器件导通之后断开，控制所述第一开关器件恒导通，控制所述第二开关器件在从第三时刻至第四时刻的时段中关断、在其它时段导通，所述第三时刻为在所述第八开关器件导通之前的预定时刻，所述第四时刻为在所述第八开关器件导通之后的预定时刻。
23.根据权利要求21或22所述的方法，其特征在于，所述第四时刻为在所述第六开关器件断开之后的预定时刻。
24.一种交流电源，包括：控制器、以及如权利要求4-8中任一项所述的交流电源电路，所述控制器与所述交流电源电路连接，用于执行如权利要求19-23中任一项所述的方法。
CN202010367861.9A 2020-04-30 2020-04-30 交流电源电路、其控制方法及交流电源 Active CN111509992B (zh)

Priority Applications (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010367861.9A CN111509992B (zh) 2020-04-30 2020-04-30 交流电源电路、其控制方法及交流电源
PCT/CN2021/074897 WO2021218266A1 (zh) 2020-04-30 2021-02-02 交流电源电路、其控制方法及交流电源
EP21795660.6A EP4135183A4 (en) 2020-04-30 2021-02-02 AC SUPPLY CIRCUIT, CONTROL METHOD THEREOF AND AC SUPPLY APPARATUS
US17/976,579 US20230053066A1 (en) 2020-04-30 2022-10-28 Alternating current power supply circuit, control method thereof, and alternating current power supply

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010367861.9A CN111509992B (zh) 2020-04-30 2020-04-30 交流电源电路、其控制方法及交流电源

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111509992A CN111509992A (zh) 2020-08-07
CN111509992B true CN111509992B (zh) 2021-09-07

Family

ID=71874952

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010367861.9A Active CN111509992B (zh) 2020-04-30 2020-04-30 交流电源电路、其控制方法及交流电源

Country Status (4)

Country Link
US (1) US20230053066A1 (zh)
EP (1) EP4135183A4 (zh)
CN (1) CN111509992B (zh)
WO (1) WO2021218266A1 (zh)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN111509992B (zh) * 2020-04-30 2021-09-07 华为技术有限公司 交流电源电路、其控制方法及交流电源
CN112953252B (zh) * 2021-02-20 2023-08-08 国网重庆市电力公司电力科学研究院 一种t型交-直-交九电平变换器的控制及调制方法

Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101316074A (zh) * 2008-03-26 2008-12-03 中国科学院电工研究所 风力发电系统的背靠背三电平中点箝位变流器
CN101728961A (zh) * 2009-12-09 2010-06-09 艾默生网络能源有限公司 一种ac/dc变换器
WO2015098651A1 (ja) * 2013-12-25 2015-07-02 株式会社明電舎 ゼロ電流スイッチング電力変換装置
CN204578144U (zh) * 2015-04-07 2015-08-19 佛山市柏克新能科技股份有限公司 一种双t型三电平在线式ups电源
CN105207510A (zh) * 2015-09-16 2015-12-30 上海交通大学 一种三电平模块并联结构及并联方法
US9419522B1 (en) * 2013-02-13 2016-08-16 University Of Maryland ZVS DC/DC converter for converting voltage between a battery and a DC link in a hybrid energy storage system and method thereof
CN106663940A (zh) * 2014-06-27 2017-05-10 施耐德电气It公司 三级电力拓扑
CN108092535A (zh) * 2017-12-26 2018-05-29 西安理工大学 一种三电平npc变流器的新型调制策略
WO2019046230A1 (en) * 2017-08-31 2019-03-07 Micron Technology, Inc. ERASING PAGE CONTROL
JP2019140890A (ja) * 2018-02-09 2019-08-22 株式会社明電舎 ３レベル電力変換装置

Family Cites Families (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN102624266B (zh) * 2012-03-16 2015-04-08 华为技术有限公司 三电平逆变电路
CN104753140A (zh) * 2015-04-07 2015-07-01 佛山市柏克新能科技股份有限公司 一种双t型三电平在线式ups电源
US10819215B2 (en) * 2016-06-30 2020-10-27 University Of South Carolina Bypass switch for high voltage DC systems
CN206422588U (zh) * 2016-11-18 2017-08-18 先控捷联电气股份有限公司 主电路和双t型三电平的串并联补偿式ups电源装置
CN107204714A (zh) * 2017-05-26 2017-09-26 中南大学 三电平间接矩阵变换器及控制方法
CN111509992B (zh) * 2020-04-30 2021-09-07 华为技术有限公司 交流电源电路、其控制方法及交流电源

Patent Citations (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101316074A (zh) * 2008-03-26 2008-12-03 中国科学院电工研究所 风力发电系统的背靠背三电平中点箝位变流器
CN101728961A (zh) * 2009-12-09 2010-06-09 艾默生网络能源有限公司 一种ac/dc变换器
US9419522B1 (en) * 2013-02-13 2016-08-16 University Of Maryland ZVS DC/DC converter for converting voltage between a battery and a DC link in a hybrid energy storage system and method thereof
WO2015098651A1 (ja) * 2013-12-25 2015-07-02 株式会社明電舎 ゼロ電流スイッチング電力変換装置
CN106663940A (zh) * 2014-06-27 2017-05-10 施耐德电气It公司 三级电力拓扑
CN204578144U (zh) * 2015-04-07 2015-08-19 佛山市柏克新能科技股份有限公司 一种双t型三电平在线式ups电源
CN105207510A (zh) * 2015-09-16 2015-12-30 上海交通大学 一种三电平模块并联结构及并联方法
WO2019046230A1 (en) * 2017-08-31 2019-03-07 Micron Technology, Inc. ERASING PAGE CONTROL
CN108092535A (zh) * 2017-12-26 2018-05-29 西安理工大学 一种三电平npc变流器的新型调制策略
JP2019140890A (ja) * 2018-02-09 2019-08-22 株式会社明電舎 ３レベル電力変換装置

Also Published As

Publication number Publication date
US20230053066A1 (en) 2023-02-16
EP4135183A4 (en) 2023-09-27
EP4135183A1 (en) 2023-02-15
WO2021218266A1 (zh) 2021-11-04
CN111509992A (zh) 2020-08-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN107888100B (zh) 一种逆变器、控制逆变器的方法及控制装置
US8564973B2 (en) Inverter topology circuit, inversion method and inverter
US20180076628A1 (en) Multilevel Inverter Device and Method
EP2706653B1 (en) Five-level power converter, controlling method and controlling device thereof
EP2722979A1 (en) Switch mode converter including auxiliary commutation circuit for achieving zero current switching
EP2731252A1 (en) Inverter circuit and control method therefor
US5642273A (en) Resonant snubber inverter
US10951131B2 (en) Converter and method for driving converter
US20200366211A1 (en) Control method of power conversion circuit, and related power conversion circuit
CN111509992B (zh) 交流电源电路、其控制方法及交流电源
CN109980974A (zh) 一种结构及控制简单的辅助谐振极型软开关逆变器
CN115720045A (zh) 可升降压的双向直流-直流电源转换装置及其控制方法
CN111490692B (zh) 一种谐振极型软开关逆变器
CN103780118A (zh) 一种谐振直流环节三电平软开关逆变电路
JP6860144B2 (ja) 電力変換装置の制御装置
CN110995039B (zh) 一种低损耗模块化多电平换流器及其参数设计方法
CN104796027A (zh) 电压均衡电路及三相逆变器
CN115720051A (zh) 图腾柱无桥升压型Boost电路及开关电源设备
CN215268097U (zh) 一种逆变器及光伏设备
CN108923637A (zh) 一种降压式非隔离三相pfc变换器及其控制方法
CN110798086B (zh) 一种三电平软开关整流电路
Martinez et al. Hard switching and soft switching inverters efficiency evaluation
CN109361323B (zh) I型三电平软开关电路及相应的三相变换电路和变流装置
CN113315384B (zh) 一种互补有源钳位软开关推挽变换器及其调制方法
CN214851023U (zh) 一种用于功率因数校正的电机驱动电路

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant
TR01 Transfer of patent right
TR01 Transfer of patent right

Effective date of registration: 20211105

Address after: 518043 No. 01, 39th floor, building a, antuoshan headquarters building, No. 33, antuoshan Sixth Road, Xiang'an community, Xiangmihu street, Futian District, Shenzhen, Guangdong Province

Patentee after: Huawei Digital Energy Technology Co.,Ltd.

Address before: 518129 Bantian HUAWEI headquarters office building, Longgang District, Guangdong, Shenzhen

Patentee before: HUAWEI TECHNOLOGIES Co.,Ltd.