WO2015098651A1 - ゼロ電流スイッチング電力変換装置 - Google Patents

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WO2015098651A1
WO2015098651A1 PCT/JP2014/083414 JP2014083414W WO2015098651A1 WO 2015098651 A1 WO2015098651 A1 WO 2015098651A1 JP 2014083414 W JP2014083414 W JP 2014083414W WO 2015098651 A1 WO2015098651 A1 WO 2015098651A1
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connection point
common connection
converter
power
phase
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PCT/JP2014/083414
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English (en)
French (fr)
Inventor
ヤンホン チャン
小倉　和也
Original Assignee
株式会社明電舎
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    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters

Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device using a technology for switching control of a switching element in a zero current state, and more particularly to a zero current switching power conversion device aimed at reducing power loss and increasing efficiency.
  • One of the soft switching techniques is a zero current transition (ZCT) method in which the load current is shifted to the auxiliary circuit before the main switching element of the power converter is turned off.
  • ZCT zero current transition
  • the main switching element can be turned off in a zero current state.
  • the ZCT method is an effective method for reducing the turn-off loss (see Non-Patent Documents 1, 2, and 4).
  • FIG. 10 shows an example of a conventional three-phase two-level AC / DC or DC / AC converter using three auxiliary switches (see Patent Document 1 and Non-Patent Document 1).
  • a main circuit 1 in which a series circuit of switching elements S1, S2, a series circuit of S3, S4, and a series circuit of S5, S6 are connected in parallel between the positive and negative terminals of the DC power supply Vdc, and an auxiliary circuit 2 Are connected in parallel.
  • the auxiliary circuit 2 connects a series circuit of diodes D1 and D2, a series circuit of D3 and D4, and a series circuit of D5 and D6 in parallel to the DC power source Vdc, and a common connection point A of the switching elements S1 and S2 and the DC power source Vdc.
  • the capacitor Ca, the reactor La, and the auxiliary switch Sxa are connected in series between the negative electrode ends of the capacitor Cb, the capacitor Cb, the reactor Lb, and the auxiliary switch Sxb are connected in series between the common connection point B of the switching elements S3 and S4 and the negative electrode end of the DC power supply Vdc.
  • the capacitor Cc, the reactor Lc and the auxiliary switch Sxc are connected in series between the common connection point C of the switching elements S5 and S6 and the negative terminal of the DC power supply Vdc, and the common connection point Ax of the reactor La and the auxiliary switch Sxa Connect the common connection point of diodes D1 and D2, and react A common connection point Bx of Lb and auxiliary switch Sxb is connected to a common connection point of diodes D3 and D4, and a common connection point Cx of reactor Lc and auxiliary switch Sxc is connected to a common connection point of diodes D5 and D6. Yes.
  • FIG. 11 shows an example of a conventional three-phase two-level AC / DC or DC / AC converter using six auxiliary switches (see Non-Patent Documents 1 and 3).
  • a main circuit 3 in which a series circuit of switching elements S1 and S2, a series circuit of S3 and S4, and a series circuit of S5 and S6 are connected in parallel, and an auxiliary circuit 4 Are connected in parallel.
  • the auxiliary circuit 4 has capacitors C F1 and C F2 connected in series between the positive and negative ends of the DC power source E, and an auxiliary switch S7, between the common connection point of the capacitors C F1 and C F2 and the a-phase output end.
  • Reactors L1, L2 and auxiliary switch 8 are connected in series, capacitor C1 is connected in parallel to the series body of auxiliary switch S7 and reactor L1, capacitor C2 is connected in parallel to the series body of reactor L2 and auxiliary switch S8,
  • the auxiliary switch S9, the reactors L3, L4 and the auxiliary switch 10 are connected in series between the common connection point of the capacitors C F1 and C F2 and the b-phase output terminal, and the capacitor C3 is connected to the series body of the auxiliary switch S9 and the reactor L3.
  • auxiliary switch S11, the reactor L5, L6 and the auxiliary switch 12 are connected in series, and a capacitor C5 in parallel to the series of auxiliary switch S11 and the reactor L5
  • the capacitor C6 is connected in parallel to the series body of the reactor L6 and the auxiliary switch S12.
  • D1 to D6 of the main circuit 3 are free wheel diodes connected to the switching elements S1 to S6, respectively.
  • FIG. 12 shows an example of a three-phase two-level AC / DC or DC / AC conversion device using two conventional auxiliary switches and using the ZVZCT method (see Non-Patent Document 2).
  • FIG. 12 a main circuit in which a series circuit of switching elements S 1U and S 2U, a series circuit of S 1V and S 2V, and a series circuit of S 1W and S 2W are connected in parallel between the positive and negative terminals of DC power supply V DC .
  • the circuit 5 and the auxiliary circuit 6 are connected in parallel.
  • D 1U to D 1W and D 2U to D 2W are free wheel diodes connected in reverse parallel to the switching elements S 1U to S 1W and S 2U to S 2W , respectively.
  • Auxiliary circuit 6 the DC power source V DC positive, the capacitor C dC1 and capacitor C dC2 connected in series, the common connection point and the switching elements S 1U ⁇ S 1W of the DC power source V DC and a capacitor C dC1 between negative
  • the auxiliary switch Sc and the freewheel diode Dc are connected in parallel between the common connection points, and the reactor L r1 is connected between the common connection point of the capacitors C dc1 and C dc2 and the common connection point of the auxiliary switch Sc and the switching element S 1U.
  • auxiliary switch S a1 the diode D a2 and the reactor L r2 connected in series
  • the auxiliary switches S antiparallel connected freewheeling diodes D a1 to a1, reactor L r1 and a capacitor C r1 in series of auxiliary switch S a1 Are connected in parallel
  • a capacitor C r2 is connected in parallel to a series body of a diode D a2 and a reactor L r2 .
  • FIG. 13 shows an example of an ANPC three-phase AC / DC or DC / AC converter using six conventional auxiliary switches (see Patent Document 2).
  • capacitors C1 and C2 are connected in series between the positive and negative ends of the DC power supply V DC .
  • a series circuit of A phase switching elements Q A1 to Q A4 As a main circuit, a series circuit of B phase switching elements Q B1 to Q B4 , and a C phase A series circuit of switching elements Q c1 to Q c4 is connected in parallel.
  • Switching elements Q A5 and Q A6 are connected in series between the common connection point of the switching elements Q A1 and Q A2 and the common connection point of the switching elements Q A3 and Q A4 .
  • Switching elements Q B5 and Q B6 are connected in series between the common connection point of the switching elements Q B1 and Q B2 and the common connection point of the switching elements Q B3 and Q B4 .
  • Switching elements Q C5 and Q C6 are connected in series between the common connection point of the switching elements Q C1 and Q C2 and the common connection point of the switching elements Q C3 and Q C4 .
  • the common connection point of the switching elements Q A5 and Q A6 , the common connection point of the switching elements Q B5 and Q B6 , and the common connection point of the switching elements Q C5 and Q C6 are the common connection points of the capacitors C 1 and C 2 (inside Sex point) It is connected to O.
  • the common connection point of switching elements Q A2 and Q A3 is the A phase output terminal
  • the common connection point of switching elements Q B2 and Q B3 is the B phase output terminal
  • the common connection point of switching elements Q C2 and Q C3 is C-phase output terminal.
  • auxiliary switches Q AX1 and Q AX2 connected in series between the common connection point of the switching elements Q A1 and Q A2 and the common connection point of the switching elements Q A3 and Q A4 , and the auxiliary switch Q A capacitor C A and a reactor L A connected in series are provided between a common connection point of AX1 and Q AX2 and a common connection point of the switching elements Q A2 and Q A3 .
  • auxiliary switches Q BX1 and Q BX2 connected in series between the common connection point of the switching elements Q B1 and Q B2 and the common connection point of the switching elements Q B3 and Q B4 , and the auxiliary switch Q A capacitor C B and a reactor L B connected in series are provided between a common connection point of BX1 and Q BX2 and a common connection point of switching elements Q B2 and Q B3 .
  • auxiliary switches Q CX1 and Q CX2 connected in series between the common connection point of switching elements Q C1 and Q C2 and the common connection point of switching elements Q C3 and Q C4 , and auxiliary switch Q A capacitor C C and a reactor L C connected in series are provided between a common connection point of CX1 and Q CX2 and a common connection point of the switching elements Q C2 and Q C3 .
  • FIG. 14 shows an example of a grid-connected single-phase inverter using conventional zero current switching (see Non-Patent Document 5).
  • a capacitor Vs is connected between positive and negative ends of a PV (solar cell) array 10.
  • One end of each of the switching elements S1, S2 constituting the main circuit is connected to the positive end of the PV array 10, and one end of each of the switching elements S3, S4 constituting the main circuit is connected to the negative end of the PV array 10.
  • a reactor Lf and an AC power supply circuit 13 are connected in series between the other end of the switching element S1 and the other end of S2.
  • the auxiliary circuit 11 on the switching element S1, S3 side is connected in series between the reactor Lr1 connected between the common connection point of the switching element S1 and the reactor Lf and the other end of the switching element S3, and both ends of the switching element S1.
  • a capacitor Cr1 connected between a common connection point of the diode Da1 and the auxiliary switch Sa1 and a common connection point of the reactor Lr1 and the switching element S3.
  • the auxiliary circuit 12 on the switching elements S2 and S4 side is connected in series between the reactor Lr2 connected between the common connection point of the switching element S2 and the AC power supply circuit 13 and the other end of the switching element S4, and between both ends of the switching element S2.
  • a diode Da2 and an auxiliary switch Sa2 connected to each other, and a capacitor Cr2 connected between a common connection point of the diode Da2 and the auxiliary switch Sa2 and a common connection point of the reactor Lr2 and the switching element S4 are provided.
  • the power converter using the ZCT technique shown in FIGS. 10 to 12 is a two-level converter, while the power converters shown in FIGS. 13 and 14 are three-level converters.
  • the 3-level converter can suppress harmonic distortion of the output voltage and current, and when an output filter is provided between the converter and the load, the output filter can be reduced in size.
  • the three-level converter of FIG. 13 and the two-level converter of FIG. 11 require six auxiliary switches. That is, the three-phase three-level converter of FIG. 13 requires 24 switching elements, and the three-phase two-level converter of FIG. 11 requires twelve switching elements. The large number of switching elements required is a problem in terms of cost and miniaturization of the converter.
  • the present invention solves the above-mentioned problems, and its object is to reduce the number of switching elements necessary for realizing zero current switching to reduce the power loss of the entire apparatus, and to reduce the size and cost of the apparatus.
  • An object of the present invention is to provide a zero-current switching power conversion device that achieves the above.
  • a zero-current switching power converter for solving the above-mentioned problem, wherein a series circuit of first and second DC power supplies and a series circuit of first and second switching elements are connected in parallel, Bidirectional switching means that can be controlled in reverse withstand voltage directions is connected between the common connection point of the first and second DC power supplies and the common connection point of the first and second switching elements, and the first And one end of a resonance circuit formed by connecting a capacitor and a reactor in series to the common connection point of the second switching element, and the other end of the resonance circuit and the common connection point of the first and second DC power supplies A third switching element is connected between the first switching element and the resonance circuit, and a common connection point of the first DC power source and the first switching element. Which are connected to clamp diode.
  • the zero current switching power converter according to claim 2 is a circuit in which a series circuit of a first and a second switching element, a capacitor and a reactor are connected in series, and one end of the first and second switching elements A resonance circuit connected to the common connection point, a third switching element having one end connected to the other end of the resonance circuit, and one end connected to the common connection point of the resonance circuit and the third switching element.
  • a power converter having a clamp diode and a bidirectional switching means having one end connected to a common connection point of the first and second switching elements and capable of controlling in a reverse withstand voltage direction is provided for three phases, A series circuit of first and second switching elements of each phase power converter is connected in parallel to a series circuit of first and second DC power supplies, respectively, The other end of the bidirectional switching means of the phase power converter and the other end of the third switching element are respectively connected to the common connection point of the first and second DC power supplies, and the clamp of the power converter of each phase The other end of the diode is connected to the positive terminal of the first DC power source, and the common connection point of the first and second switching elements of each phase power converter is used as the output end of each phase. It is said.
  • the zero current switching power conversion device wherein a series circuit of a third DC power source and fourth and fifth switching elements connected in series between positive and negative terminals of the DC power source is divided into three phases.
  • a main converter having a power conversion unit provided; a series circuit of first and second DC capacitors or DC power supplies; and a series circuit of first and second switching elements connected in parallel to the series circuit; Bi-directional switching means connected between a common connection point of the first and second DC capacitors or DC power supply and a common connection point of the first and second switching elements, and capable of controlling in a reverse withstand voltage direction.
  • a common connection point of the first and second DC capacitors or DC power supply of the power converter is connected to a common connection point of the fourth and fifth switching elements of each phase of the main converter, and the auxiliary Each power converter of the converter
  • the first and second DC capacitors or the common connection points of the DC power sources of the power converters of the respective phases in the first stage are connected to the fourth and fifth switchings of the respective phases of the main converter.
  • the first and second DC capacitors of the power converter of each phase of the next stage are connected to the common connection point of the power converter of the first stage, respectively.
  • the zero current switching power converter according to claim 4 includes a third DC power source, first and second capacitors connected in series between positive and negative terminals of the DC power source, and a positive power source of the DC power source.
  • the fourth and fifth switching elements are connected in series between the negative electrode ends, and are opposite to each other between the common connection point of the fourth and fifth switching elements and the common connection point of the first and second capacitors.
  • a main converter having a power converter provided with three phases of power converters connected to a first bidirectional switching means that can be controlled in the withstand voltage direction, and first and second DC capacitors or DC power supplies A series connection of the first and second switching elements connected in parallel to the series circuit, a common connection point of the first and second DC capacitors or DC power supply, and the first and second switching Elementary And a second bidirectional switching means connected between the common connection points and capable of controlling in the reverse withstand voltage directions, a capacitor and a reactor connected in series, one end of the first and second switching A resonance circuit connected to a common connection point of the elements; a third switching element connected between the other end of the resonance circuit and the common connection point of the first and second DC capacitors or DC power supply; A power converter having a common connection point of the resonance circuit and the third switching element and a clamp diode connected between the first DC capacitor or the DC power supply and the common connection point of the first switching element; Auxiliary converters provided for three phases are provided, and one power converter of the auxiliary converter is provided for each
  • the first and second DC capacitors of the power converter or a common connection point of the DC power supply is connected to the main converter.
  • the power converter of each phase of the first stage A common connection point of the first and second DC capacitors or DC power supply is connected to a common connection point of the fourth and fifth switching elements of each phase of the main converter, respectively, and a power converter of each phase of the first stage Are connected to the common connection point of the first and second DC capacitors or the DC power source of the power converter of each phase of the next stage, and the common connection point of the first and second switching elements is
  • the common connection point of the first and second switching elements of the power converter is It is characterized in that N pieces are sequentially connected to the common connection point of the first and second DC capacitors or the DC power sources of the power converters in each phase of each stage
  • the zero current switching power conversion device includes the zero current switching power conversion device according to claim 2 and the auxiliary converter according to claim 3, which are provided as a main converter.
  • One power converter of the auxiliary converter is provided for each phase, or N (N is an integer of 2 or more) multiple stages are provided for each phase, and the power converter of the auxiliary converter is provided for each phase.
  • the first and second switching elements of the respective phases of the power converter of the main converter are connected to the common connection point of the first and second DC capacitors or the DC power source of the power converter.
  • the first and second DC capacitors or the DC power supplies of the power converters of the first stage of each phase are connected.
  • a common connection point is connected to the first and second switches of each phase of the main converter.
  • the first and second DC of the power converter of each phase of the next stage is connected to the common connection point of the first and second switching elements of the power converter of the first stage, respectively.
  • Each of the first and second switching elements connected to the common connection point of the capacitor or the DC power source is connected to the first and second switching elements of the subsequent phase power converter. It is characterized in that N DC capacitors or DC power supplies are connected in sequence to N common connection points.
  • the number of switching elements necessary for realizing the zero current switching can be reduced to reduce the power loss of the entire apparatus, and the apparatus can be reduced in size and cost.
  • the number of switching elements required for realizing zero current switching is reduced to reduce the power loss of the entire device, and the device can be reduced in size and cost. Can be achieved.
  • the invention described in claim 1 it is possible to obtain a three-level power converter that reduces power loss and achieves downsizing and cost reduction.
  • the invention described in claim 2 it is possible to obtain a three-phase three-level power conversion device that reduces power loss and achieves downsizing and cost reduction.
  • the circuit block diagram of the 3 level power converter by the example embodiment of this invention. 1 is a circuit diagram of a three-phase three-level power converter according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a voltage and current waveform diagram for explaining the operation of the circuit of FIG. 1.
  • FIG. 2 is a voltage and current waveform diagram for explaining a current path during operation of the circuit of FIG. 1.
  • the voltage and current waveform diagram explaining the ZCT control method according to the embodiment of the present invention The circuit diagram which shows an example of the conventional 3 phase 2 level power converter circuit.
  • the circuit diagram which shows the other example of the conventional 3 phase 2 level power converter circuit The circuit diagram which shows the other example of the conventional 3 phase 2 level power converter circuit.
  • Figure. The circuit diagram which shows an example of the conventional ANPC 3 phase 3 level power converter circuit.
  • FIG. 1 shows a basic circuit configuration in which the present invention is applied to a T-type three-level power conversion circuit.
  • the T-type three-level converter of FIG. 1 includes a series circuit of DC power supplies 21 and 22 (first and second DC power supplies) and a series circuit of switching elements S1 and S2 (first and second switching elements) in parallel.
  • Switching elements S21 and S22 that are connected and can be controlled in opposite directions between a common connection point (neutral point NP) of the DC power sources 21 and 22 and a common connection point of the switching elements S1 and S2. It is configured to be connected in series in the reverse direction.
  • the series circuit of the switching elements S21 and S22 is configured as an example of bidirectional switching means that can be controlled in the reverse withstand voltage directions.
  • the configuration is not limited to this.
  • An example of another configuration is a configuration in which switching elements S21 and S22 are connected in reverse parallel.
  • One end of a resonance circuit 25 formed by connecting a capacitor C and a reactor L in series is connected to a common connection point (OUT terminal) of the switching elements S1 and S2.
  • the connection order of the capacitor C and the reactor L of the resonance circuit 25 may be reversed.
  • a switching element Sa (third switching element) for ZCT control is connected between the other end of the resonance circuit 25 (reactor L in this example) and a common connection point (NP terminal) of the DC power supplies 21 and 22. Yes.
  • the common connection point of the switching element Sa and the resonance circuit 25 is connected to the anode of a clamp diode Da for voltage clamping, and the cathode of the clamp diode Da is the positive terminal of the DC power supply 21 (the common connection of the DC power supply 21 and the switching element S1). Connected to the dot).
  • the resonance circuit 25, the switching element Sa, and the clamp diode Da shift the load current when switching the switching elements S1, S2, S21, S22, Sa, and realize zero current switching.
  • a circuit is formed.
  • the NP terminal is a reference point, and the voltage between the OUT terminal and the NP terminal is Vo.
  • the power supply voltages of the DC power supplies 21 and 22 are respectively E / 2
  • Vo E / 2 when the switching element S1 is ON
  • Vo 0 when the switching element S21 and the switching element S22 are ON
  • Vo when the switching element S2 is ON. Since ⁇ E / 2, a three-level voltage can be output.
  • the current output from the OUT terminal is Io.
  • the polarity is positive in the direction of the arrow in FIG.
  • the switching element Sa is ON / OFF controlled by the ZCT control method described later, so that the load current is shifted to the zero current transition circuit side and the zero current is shifted. Switching is performed.
  • each switching element in the embodiment of the present invention is configured by, for example, an IGBT.
  • FIG. 2 shows a three-phase three-level power converter according to the first embodiment, which is configured by providing the power converter of FIG. 1 for three phases.
  • FIG. 2 a series circuit of DC power supplies 21 and 22 has a zero current transition comprising switching elements S1, S2, S21 and S22 of the main circuit, resonance circuit 25, switching element Sa and clamp diode Da as shown in FIG.
  • a power converter 30 configured with a circuit is connected in parallel for three phases (30 U, 30 V, 30 W).
  • the series circuit of the switching elements S1 and S2 of each phase of the three-phase power converters 30U, 30V, and 30W is connected in parallel to the series circuit of the DC power supplies 21 and 22, respectively, and the switching elements S21 and Sa are connected in common.
  • the point is connected to the common connection point (NP) of the DC power sources 21 and 22, the cathode of the clamp diode Da is connected to the positive terminal of the DC power source 21, and the common connection point of the switching elements S1 and S2 is output for each phase. Ends U, V, and W are shown.
  • the switching element Sa is ON / OFF controlled by the ZCT control method described later, thereby reducing the load current. Is shifted to the zero current transition circuit side to perform zero current switching.
  • voltages of three levels of E / 2, 0, and ⁇ E / 2 are applied between the neutral point NP and the output terminals U, V, and W of each phase as in the case of FIG. Each can be output.
  • FIG. 3 shows a three-phase five-level power converter (five-level hybrid inverter) according to the second embodiment.
  • the three-phase two-level main converter 40 and three T-type three-level power converters that perform ZCT control are shown.
  • the auxiliary converter 50 provided for the phase is provided.
  • the first and second capacitors C1 and C2 are connected in series between the positive and negative ends of the DC power supply 23 (third DC power supply) of the main converter 40. Further, a series circuit of switching elements S4U and S5U, a series circuit of switching elements S4V and S5V, and a series circuit of switching elements S4W and S5W are connected in parallel between the positive and negative terminals of the DC power supply 23.
  • the common connection point of the first and second capacitors C1 and C2 is a neutral point NP.
  • the auxiliary converter 50 is a power converter configured by replacing the series circuit of the DC power sources 21 and 22 of the power converter of FIG. 1 with a series circuit of the first and second DC capacitors Ca1 and Ca2 for three phases (50U). , 50 V, 50 W) and cascade-connected to the main converter 40.
  • the common connection point of the DC capacitors Ca1 and Ca2 of the U-phase power converter 50U of the auxiliary converter 50 is connected to the common connection point of the switching elements S4U and S5U of the main converter 40, and the V-phase power converter 50V.
  • the common connection point of the DC capacitors Ca1, Ca2 is connected to the common connection point of the switching elements S4V, S5V of the main converter 40, and the common connection point of the DC capacitors Ca1, Ca2 of the W-phase power converter 50W is connected to the main converter. It is configured to be connected to a common connection point of 40 switching elements S4W and S5W.
  • the common connection point of the switching elements S1, S2 of the power converter 50U of the auxiliary converter 50 is a U-phase output terminal a
  • the common connection point of the switching elements S1, S2 of the power converter 50V is a V-phase output terminal b
  • a common connection point of the switching elements S1 and S2 of the converter 50W is a W-phase output terminal c.
  • the capacitors C1, C2, DC capacitors Ca1, Ca2 are each controlled to Vdc / 2.
  • the main converter 40 generates two-level output voltages ⁇ Vdc / 2 and + Vdc / 2, while the auxiliary converter 50 generates three-level output voltages ⁇ Vdc / 2, 0 and + Vdc / 2. Therefore, the output voltage of the entire converter is the integration of the outputs of both the main and auxiliary converters, and the five levels of voltages Vdc, Vdc / 2, 0, -Vdc / 2, and -Vdc with respect to the neutral point NP. It becomes.
  • the ZCT control method is applied only to the auxiliary converter 50 having a large number of switching times.
  • the load current is reduced to the zero current transition circuit side by controlling the switching element Sa by the ZCT control method described later. And zero current switching is executed.
  • each phase power converter 50U, 50V, 50W of the auxiliary converter 50 may use the three-level power converter of FIG. That is, the DC power sources 21 and 22 in FIG. 1 may be used instead of the DC capacitors Ca1 and Ca2 in FIG.
  • the number of output voltage levels of the entire converter is further increased from 5 levels by setting the series number of the power converters 50U, 50V, 50W of each phase in the auxiliary converter 50 to N series (N ⁇ 2) 3
  • N ⁇ 2 N series
  • FIG. 4 shows a multi-level hybrid inverter according to this embodiment, in which an auxiliary converter 60 cascaded to the main converter 40 is connected to a three-level power converter having the circuit configuration of FIG. It was set as the structure to do.
  • the main converter 40 is configured in the same manner as in FIG. 3, and the common connection point of the switching elements S4U and S5U which are U-phase output terminals of the main converter 40 is configured in the same manner as the three-level power converter in FIG. 3-level power converter 60U 1 ⁇ 60U n which are are connected sequentially in series.
  • Three-level power converters 60V 1 to 60V n configured in the same manner as the three-level power converter of FIG. 1 are sequentially connected in series to the common connection point of the switching elements S4V and S5V which are the V-phase output terminals of the main converter 40. It is connected to the.
  • Three-level power converters 60W 1 to 60W n configured in the same manner as the three-level power converter of FIG. 1 are sequentially connected in series to the common connection point of the switching elements S4W and S5W which are the W-phase output terminals of the main converter 40. It is connected to the.
  • the common connection point of the DC power sources 21 and 22 of the first-stage three-level power converter 60U 1 is connected to the common connection point of the switching elements S4U and S5U of the main converter 40, and 3-level power converter 60U 1 of the switching element S1, the common connection point of S2 is connected to the common connection point of the next stage of a three-level power converter 60U 2 of the DC power supply 21, the next stage of the three-level power converter
  • the common connection point of the switching elements S1 and S2 of 60U 2 is sequentially connected to the common connection point of the DC power sources 21 and 22 of the three-level power converter 60U 3 in the next stage, and the final three-level power converter a common connection point of 60U n switching elements S1, S2 and are the U-phase (a phase) output.
  • V-phase three-level power converters 60V 1 to 60V n and W-phase three-level power converters 60W 1 to 60W n are similarly connected.
  • the DC power sources 21 and 22 of the three-level power converter 60U 1 on the main converter 40 side are both controlled to Vdc / 2
  • the three-level power converter 60U 2 on the a terminal side is controlled.
  • the voltages of the DC power supplies 21 and 22 are both controlled to Vdc / 2
  • the voltage level between the a terminal and the NP terminal is changed to 3Vdc / 2, Vdc, Vdc / 2, 0, ⁇ by the ON / OFF operation of each switching element.
  • Seven levels of Vdc / 2, -Vdc, and -3Vdc / 2 are obtained.
  • the three-level power converters 60U 1 to 60U n , 60V 1 to 60V n , and 60W 1 to 60W n for each phase of the auxiliary converter 60 are replaced with the power converter 50U of FIG. 3 instead of the circuit configuration of FIG. , 50V, 50W (circuit using DC capacitors Ca1, Ca2).
  • FIG. 5 shows a three-phase seven-level power converter (three-phase seven-level hybrid converter) according to the third embodiment, and a main converter 70 provided with three T-type three-level power converters for three phases and ZCT control are performed. And an auxiliary converter 80 provided with three phases of T-type three-level power converters.
  • the first and second capacitors C1 and C2 are connected in series between the positive and negative terminals of the DC power supply 23 (third DC power supply) of the main converter 70. Further, a series circuit of switching elements S4U and S5U, a series circuit of switching elements S4V and S5V, and a series circuit of switching elements S4W and S5W are connected in parallel between the positive and negative terminals of the DC power supply 23.
  • the common connection point of the first and second capacitors C1 and C2 is a neutral point NP.
  • switching elements S11 and S12 that can be controlled in opposite directions are connected in series in the opposite direction.
  • the series circuit of the switching elements S11 and S12 is configured as an example of bidirectional switching means that can be controlled in the reverse withstand voltage directions.
  • the configuration is not limited to this.
  • An example of another configuration is a configuration in which switching elements S11 and S12 are connected in reverse parallel.
  • Switching between the neutral point NP and the common connection point of the switching elements S4V and S5V and between the neutral point NP and the common connection point of the switching elements S4W and S5W can be similarly controlled in the opposite directions.
  • Elements S11 and S12 are connected in series in opposite directions.
  • the switching elements S4U, S5U, S11, S12 constitute a U-phase power converter 70U
  • the switching elements S4V, S5V, S11, S12 constitute a V-phase power converter 70V
  • the switching elements S4W, S5W, S11. , S12 constitutes a W-phase power converter 70W.
  • the capacitors C1 and C2 of the main converter 70 are each controlled to Vdc / 2.
  • the auxiliary converter 80 includes power converters 80U, 80V, and 80W configured similarly to the power converters 50U, 50V, and 50W of the auxiliary converter 50 of FIG.
  • the voltages of the second DC capacitors Ca1 and Ca2 are controlled by Vdc / 4.
  • the common connection points of the DC capacitors Ca1, Ca2 of the power converters 80U, 80V, 80W are connected to the common connection points of the switching elements S4, S5 of the power converters 70U, 70V, 70W of the main converter 70, respectively. Has been.
  • both the main and auxiliary converters have a T-type three-level circuit configuration, but have different voltage levels.
  • a three-level voltage is generated from the main converter 70 by vdc / 2, 0, -vdc / 2, and vdc / 4, 0, -vdc / 4 from the auxiliary converter 80.
  • the output voltage of the entire converter is 7 levels of 3 vdc / 4, vdc / 2, vdc / 4, 0, -vdc / 4, -vdc / 2, and -3vdc / 4 with respect to the neutral point NP. Voltage.
  • the ZCT control method is applied only to the auxiliary converter 80 in order to reduce the switching power loss.
  • the number of series of auxiliary converters 80 for each of the three phases is set to N series (N ⁇ 2), thereby realizing a three-phase DC / AC converter that further increases the number of output voltage levels from seven to seven. it can.
  • N power converters 80U of the auxiliary converter 80 are connected in series to the common connection point of the switching elements S4U and S5U which are the U-phase output terminals of the main converter 70 in the same manner as in FIG.
  • N power converters 80V of the auxiliary converter 80 are connected in series to a common connection point of certain switching elements S4V and S5V in the same manner as in FIG. 4, and auxiliary power is connected to the common connection point of the switching elements S4W and S5W which are W-phase output terminals.
  • N power converters 80W of the converter 80 are connected in series as in FIG.
  • the voltages of the DC capacitors Ca1 and Ca2 of all the auxiliary converters 80 are both controlled to Vdc / 4
  • the voltage level between the output terminals (a, b, c) of each phase of the three-phase converter and the neutral point NP terminal Becomes 9 levels of Vdc, 3Vdc / 4, Vdc / 2, Vdc / 4, 0, -Vdc / 4, -Vdc / 2, -3Vdc / 4, -Vdc by ON / OFF operation of each switching element. .
  • FIG. 6 shows a three-phase seven-level power converter according to the fourth embodiment.
  • a main converter 90 configured in the same manner as the three-phase three-level power converter in FIG. 2 and an auxiliary converter 80 identical to FIG. It has.
  • Main converter 90 is similar to DC power supplies 21 and 22 and power converters 30U, 30V, and 30W of FIG. 2, and switching elements S21 and S22 are replaced with switching elements S31 and S32 that perform similar operations.
  • the power converter 90U, 90V, and 90W comprised are provided.
  • the common connection point of the switching elements S1 and S2 of the power converters 90U, 90V, and 90W of each phase of the main converter 90 is the DC capacitor Ca1 of the power converters 80U, 80V, and 80W of each phase of the auxiliary converter 80 and Each is connected to a common connection point of Ca2.
  • the DC power supplies 21 and 22 of the main converter 90 are controlled to Vdc / 2, and the DC capacitors Ca1 and Ca2 of the auxiliary converter 80 are controlled to Vdc / 4.
  • both the main and auxiliary converters have a T-type three-level circuit configuration, but have different voltage levels.
  • a three-level voltage is generated from the main converter 90 by vdc / 2, 0, -vdc / 2, and vdc / 4, 0, -vdc / 4 from the auxiliary converter 80.
  • the output voltage of the entire converter is 7 levels of 3 vdc / 4, vdc / 2, vdc / 4, 0, -vdc / 4, -vdc / 2, and -3vdc / 4 with respect to the neutral point NP. Voltage.
  • a three-phase DC / AC converter that further increases the number of levels of output voltage of the entire converter from seven levels by setting the series number of auxiliary power converters 80 for each of the three phases to N series (N ⁇ 2). realizable.
  • N power converters 80U of the auxiliary converter 80 are connected in series to the common connection point of the switching elements S1 and S2 of the power converter 90U of the main converter 90 in the same manner as in FIG. 4 to switch the power converter 90V.
  • N power converters 80V of the auxiliary converter 80 are connected in series to the common connection point of the elements S1 and S2, and the auxiliary converter 80 is connected to the common connection point of the switching elements S1 and S2 of the power converter 90W.
  • N power converters 80W are connected in series as in FIG.
  • the number of levels when the number of series of auxiliary converters 80 is N series has the same relationship as in the third embodiment.
  • the structure of the main converter in Examples 2, 3, and 4 is a three-phase DC / AC converter other than the three-phase converters shown in the main converters 40, 70, and 90 of FIGS. May be used.
  • FIG. 7 shows voltage and current waveforms in the four zones (Zone 1 to 4) defined based on the directions of the load voltage and the load current during the operation of the circuit of FIG. *
  • Zone 1 Voltage is in positive cycle and current is in negative cycle. *
  • Zone 2 The voltage is in the positive cycle and the current is in the positive cycle.
  • Zone 3 The voltage is in the negative cycle and the current is in the positive cycle.
  • Zone 4 Voltage is in negative cycle and current is in negative cycle.
  • the load voltage here corresponds to Vo in FIG. 1, that is, the voltage between the OUT and NP terminals.
  • Vo in FIG. 1 is a three-level pulse waveform, but in FIG. 7, it is deformed into a sine wave shape for easy understanding of the explanation of each zone.
  • the load current here corresponds to Io in FIG. 1, that is, the current output from the OUT terminal.
  • FIG. 8 shows a current path when the circuit of FIG. 1 operates in the zone 4 of FIG. 7 according to the T-type three-level operation principle
  • FIG. 9 shows control commands, voltages, and current waveforms of each switching element by the ZCT control method. .
  • FIG. 8 shows the circuit of FIG. 1 and shows a state in which the path of the load current Io is branched into both the switching element S2 and the switching element S22 as shown by the broken arrows in the figure.
  • C2 represents a control command for the switching element S2
  • Ca represents a control command for the switching element Sa
  • C22 represents a control command for the switching element S22.
  • Is2 is a current flowing through the switching element S2 (including both the IGBT part and the freewheel diode part in the element)
  • Is22 is a current flowing through the switching element S22 (including both the IGBT part and the freewheel part in the element)
  • ia Is a resonance current flowing through the resonance circuit 25
  • Ida is a current flowing through the clamp diode Da
  • VL is an applied voltage of the reactor L
  • VC is an applied voltage of the capacitor C.
  • the polarity of each current is positive in the direction of the dashed arrow in FIG.
  • the polarities of VL and VC are positive in the direction of FIG.
  • the control command C2 for the switching element S2 is an ON signal
  • the control command C22 for the switching element S22 is an OFF signal.
  • an ON control command is supplied to the switching element Sa (Ca is turned ON). Since VC ⁇ 0, the resonance current ia begins to increase and Is2 begins to decrease (note that the period from t0 to t8 in FIG. 9 is extremely short compared to one cycle of the load current, so the load current Io is It is regarded as a constant current in the period of FIG.
  • control command C2 is changed from ON command to OFF command.
  • switching elements S2 and S22 are turned off, and the load current charges capacitor C and raises VC.
  • control command Ca is changed from ON command to OFF command, and the control command C22 is changed from OFF command to ON command after Ca is turned off.
  • control commands C2 and C22 are OFF commands, and Ca is switched from an OFF command to an ON command.
  • the switching element Sa on the ZCT transition circuit side is controlled by the same operation principle, zero current turn-off can be realized in other zones (zones 1 to 3). Therefore, all the switching elements can be switched off with zero current.
  • the load current Io can be gradually increased because it also flows to the ZCT transition circuit side, thereby reducing the turn-on loss.
  • the sine load current Io flows to the ZCT transition circuit side during the ON / OFF period of the main switching element, and the reactor L of the ZCT transition circuit limits a sudden current change, and the current of the switching element that turns on is zero. It will increase gradually.
  • the current Is2 of the switching element S2 gradually increases from zero at time t6 when the control command C2 of the switching element S2 changes from low to high.
  • the conventional three-phase three-level converter of FIG. 13 requires 24 switching elements
  • the three-phase three-level converter of FIG. 2 of the present invention may have 15 switching elements.
  • the reduction in the number of switching elements leads to a reduction in the number of gate drive circuits for driving the switching elements, there is a great effect in reducing the size and cost of the entire converter.
  • the present invention provides: a. All switching elements including the auxiliary switch (switching element Sa) can be zero current turn-off, b. Since it has an operation and action that can suppress a sudden current rise and reduce turn-on loss, switching loss can be reduced in the same way as in FIGS. 13 and 14 for a converter that does not perform zero current switching. Has an effect.
  • the circuit of FIG. 13 and FIG. 2 is compared about the conduction
  • Vdc / 2 when Vdc / 2 is output to the a phase, the two switching elements Q A1 and Q A2 are always in conduction.
  • the circuit of FIG. 2 of the present invention can reduce the conduction loss of the switching element when outputting E / 2 or ⁇ E / 2 as compared with the conventional circuit of FIG.
  • the output is E / 2 or -E / 2
  • the absolute value of the instantaneous value of the load current Io tends to increase, so that the conduction loss per switching element increases. Therefore, the configuration of FIG. 2 with a small number of conduction switching elements has a great effect on reduction of conduction loss of the entire converter. Furthermore, this contributes to the reduction of the loss of the entire converter (the sum of the conduction loss and the switching loss of each switching element), and consequently the efficiency of the converter.
  • the conventional circuit of FIG. 12 also requires conduction of two switching elements Sc (or Dc) and S1u (or D1u) when Vdc / 2 is output to the U phase. .
  • the main switching elements S1, S2, S21 in FIG. , S22
  • the PWM switching pattern of the conventional T-type circuit configuration inverter that does not include the LC resonance circuit 25, the switching element Sa, and the clamp diode Da can be applied as it is. Therefore, the control configuration is not complicated.
  • the ZCT control method of the present invention can be operated using a T-type circuit configuration as a highly efficient three-level cell and easily implemented in any other cascaded multi-level converter applied in single-phase or three-phase systems. Can be done. This is an advantage over the circuit configuration shown in FIG. 14 that needs to be controlled by a special PWM method.
  • the present invention having all the effects (1) to (3) described above can realize a three-level ZCT three-phase power conversion device that is small, low cost and low in loss without using a complicated control method.
  • circuit of FIG. 1 to the auxiliary converter as shown in FIG. 3 and FIG. 5, it can be applied to a power converter having an output phase voltage level of 5 levels or more.

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Abstract

　ゼロ電流スイッチングを実現するうえで必要なスイッチング素子の個数を低減して装置全体の電力損失を低減し、装置の小型化および低コスト化を図る。　直流電源２１，２２の直列回路と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列回路とを並列に接続し、直流電源２１，２２の共通接続点とスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点との間に、互いに逆の耐圧方向に制御できるスイッチング素子Ｓ２１，Ｓ２２を接続し、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点に、コンデンサＣおよびリアクトルＬを直列接続して成る共振回路２５の一端を接続し、共振回路２５の他端と直流電源２１，２２の共通接続点との間にスイッチング素子Ｓａを接続し、スイッチング素子Ｓａおよび共振回路２５の共通接続点と直流電源２１およびスイッチング素子Ｓ１の共通接続点との間にクランプダイオードＤａを接続し、前記２５、Ｓａ，Ｄａによってゼロ電流移行回路を形成する。

Description

ゼロ電流スイッチング電力変換装置
　本発明は、ゼロ電流状態でスイッチング素子をスイッチング制御する技術を利用した電力変換装置に係り、特に電力損失を低減し、効率を高めることを目標としたゼロ電流スイッチング電力変換装置に関する。
　ソフトスイッチング技術の１つとして、電力変換装置の主スイッチング素子がターンオフされる前に負荷電流を補助回路側に移行させる、ゼロ電流移行（Ｚｅｒｏ　Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ；ＺＣＴ）方法がある。
　このＺＣＴ方法によれば、主スイッチング素子をゼロ電流状態でターンオフすることができる。特にＩＧＢＴなどの少数キャリアデバイスにおいては、その電流テール特性によって生じるターンオフ損失が大きいので、ＺＣＴ方法はターンオフ損失を低減する有効な方法である（非特許文献１、２、４参照）。
　以下に、ＺＣＴ技術を用いた既存のＡＣ／ＤＣ又はＤＣ／ＡＣ変換装置の回路構成を示す。図１０は、従来の３つの補助スイッチを用いた３相２レベルＡＣ／ＤＣ又はＤＣ／ＡＣ変換装置の例（特許文献１、非特許文献１参照）を示している。
　図１０において、直流電源Ｖｄｃの正、負極端間には、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列回路およびＳ３，Ｓ４の直列回路およびＳ５，Ｓ６の直列回路を並列接続した主回路１と、補助回路２が並列に接続されている。
　補助回路２は、ダイオードＤ１，Ｄ２の直列回路およびＤ３，Ｄ４の直列回路およびＤ５，Ｄ６の直列回路を直流電源Ｖｄｃに並列に接続し、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２の共通接続点Ａと直流電源Ｖｄｃの負極端間にコンデンサＣａ、リアクトルＬａおよび補助スイッチＳｘａを直列に接続し、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４の共通接続点Ｂと直流電源Ｖｄｃの負極端間にコンデンサＣｂ、リアクトルＬｂおよび補助スイッチＳｘｂを直列に接続し、スイッチング素子Ｓ５およびＳ６の共通接続点Ｃと直流電源Ｖｄｃの負極端間にコンデンサＣｃ、リアクトルＬｃおよび補助スイッチＳｘｃを直列に接続し、リアクトルＬａおよび補助スイッチＳｘａの共通接続点ＡｘとダイオードＤ１およびＤ２の共通接続点を接続し、リアクトルＬｂおよび補助スイッチＳｘｂの共通接続点ＢｘとダイオードＤ３およびＤ４の共通接続点を接続し、リアクトルＬｃおよび補助スイッチＳｘｃの共通接続点ＣｘとダイオードＤ５およびＤ６の共通接続点を接続して構成されている。
　この図１０において、主回路１のスイッチング素子Ｓ１～Ｓ６のターンオフ時には、補助回路２側へ電流を移行させてからターンオフ制御を行うＺＣＴ（ゼロ電流移行）方法によるゼロ電流スイッチングが実行される。
　図１１は、従来の６つの補助スイッチを用いた３相２レベルＡＣ／ＤＣ又はＤＣ／ＡＣ変換装置の例（非特許文献１、３参照）を示している。
　図１１において、直流電源Ｅの正、負極端間には、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列回路およびＳ３，Ｓ４の直列回路およびＳ５，Ｓ６の直列回路を並列接続した主回路３と、補助回路４が並列に接続されている。
　補助回路４は、直流電源Ｅの正、負極端間にコンデンサＣF1およびＣF2を直列に接続し、コンデンサＣF1およびＣF2の共通接続点とａ相出力端の間に、補助スイッチＳ７、リアクトルＬ１、Ｌ２および補助スイッチ８を直列に接続し、補助スイッチＳ７およびリアクトルＬ１の直列体にコンデンサＣ１を並列に接続し、リアクトルＬ２および補助スイッチＳ８の直列体にコンデンサＣ２を並列に接続し、コンデンサＣF1およびＣF2の共通接続点とｂ相出力端の間に、補助スイッチＳ９、リアクトルＬ３、Ｌ４および補助スイッチ１０を直列に接続し、補助スイッチＳ９およびリアクトルＬ３の直列体にコンデンサＣ３を並列に接続し、リアクトルＬ４および補助スイッチＳ１０の直列体にコンデンサＣ４を並列に接続し、コンデンサＣF1およびＣF2の共通接続点とｃ相出力端の間に、補助スイッチＳ１１、リアクトルＬ５、Ｌ６および補助スイッチ１２を直列に接続し、補助スイッチＳ１１およびリアクトルＬ５の直列体にコンデンサＣ５を並列に接続し、リアクトルＬ６および補助スイッチＳ１２の直列体にコンデンサＣ６を並列に接続して構成されている。
　尚、主回路３のＤ１～Ｄ６はスイッチング素子Ｓ１～Ｓ６に各々接続されたフリーホイールダイオードである。
　この図１１において、主回路３のスイッチング素子Ｓ１～Ｓ６のターンオフ時には、補助回路４側へ電流を移行させてからターンオフ制御を行うＺＶＺＣＴ（ゼロ電圧ゼロ電流移行）方法によるゼロ電流スイッチングが実行される。
　図１２は、従来の２つの補助スイッチを用い、ＺＶＺＣＴ方法を利用した３相２レベルＡＣ／ＤＣ又はＤＣ／ＡＣ変換装置の例（非特許文献２参照）を示している。
　図１２において、直流電源ＶDCの正、負極端間には、スイッチング素子Ｓ1U，Ｓ2Uの直列回路およびＳ1V，Ｓ2Vの直列回路およびＳ1W，Ｓ2Wの直列回路を並列接続した主回路５と、補助回路６が並列に接続されている。Ｄ1U～Ｄ1W、Ｄ2U～Ｄ2Wは、スイッチング素子Ｓ1U～Ｓ1W、Ｓ2U～Ｓ2Wに各々逆並列接続されたフリーホイールダイオードである。
　補助回路６は、直流電源ＶDCの正、負極端間にコンデンサＣdC1およびコンデンサＣdC2を直列に接続し、直流電源ＶDCおよびコンデンサＣdC1の共通接続点とスイッチング素子Ｓ1U～Ｓ1Wの共通接続点の間に、補助スイッチＳcおよびフリーホイールダイオードＤcを並列接続し、コンデンサＣdc1およびＣdc2の共通接続点と補助スイッチＳcおよびスイッチング素子Ｓ1Uの共通接続点の間に、リアクトルＬr1、補助スイッチＳa1、ダイオードＤa2およびリアクトルＬr2を直列に接続し、補助スイッチＳa1にフリーホイールダイオードＤa1を逆並列接続し、リアクトルＬr1および補助スイッチＳa1の直列体にコンデンサＣr1を並列に接続し、ダイオードＤa2およびリアクトルＬr2の直列体にコンデンサＣr2を並列に接続して構成されている。
　この図１２において、主回路５のスイッチング素子Ｓ1U～Ｓ1W、Ｓ2U～Ｓ2Wのターンオフ時には、補助回路６側へ電流を移行させてからターンオフ制御を行うＺＶＺＣＴ（ゼロ電圧ゼロ電流移行）方法によるゼロ電流スイッチングが実行される。
　図１３は、従来の６つの補助スイッチを用いたＡＮＰＣ３相ＡＣ／ＤＣ又はＤＣ／ＡＣ変換装置の例（特許文献２参照）を示している。
　図１３において、直流電源ＶDCの正、負極端間には、コンデンサＣ１およびＣ２が直列に接続されている。直流電源Ｖｄｃの正、負極端間には、さらに主回路として、Ａ相のスイッチング素子ＱA1～ＱA4の直列回路と、Ｂ相のスイッチング素子ＱB1～ＱB4の直列回路と、Ｃ相のスイッチング素子Ｑc1～Ｑc4の直列回路とが並列に接続されている。
　前記スイッチング素子ＱA1およびＱA2の共通接続点とスイッチング素子ＱA3およびＱA4の共通接続点の間にはスイッチング素子ＱA5およびＱA6が直列に接続されている。
　前記スイッチング素子ＱB1およびＱB2の共通接続点とスイッチング素子ＱB3およびＱB4の共通接続点の間にはスイッチング素子ＱB5およびＱB6が直列に接続されている。
　前記スイッチング素子ＱC1およびＱC2の共通接続点とスイッチング素子ＱC3およびＱC4の共通接続点の間にはスイッチング素子ＱC5およびＱC6が直列に接続されている。
　前記スイッチング素子ＱA5およびＱA6の共通接続点と、スイッチング素子ＱB5およびＱB6の共通接続点と、スイッチング素子ＱC5およびＱC6の共通接続点は、コンデンサＣ１およびＣ２の共通接続点（中性点）Ｏに接続されている。
　スイッチング素子ＱA2およびＱA3の共通接続点はＡ相出力端とされ、スイッチング素子ＱB2およびＱB3の共通接続点はＢ相出力端とされ、スイッチング素子ＱC2およびＱC3の共通接続点はＣ相出力端とされている。
　Ａ相の補助回路７Ａとして、スイッチング素子ＱA1およびＱA2の共通接続点とスイッチング素子ＱA3およびＱA4の共通接続点の間に直列に接続した補助スイッチＱAX1およびＱAX2と、補助スイッチＱAX1およびＱAX2の共通接続点とスイッチング素子ＱA2およびＱA3の共通接続点との間に直列に接続したコンデンサＣAおよびリアクトルＬAとが設けられている。
　Ｂ相の補助回路７Ｂとして、スイッチング素子ＱB1およびＱB2の共通接続点とスイッチング素子ＱB3およびＱB4の共通接続点の間に直列に接続した補助スイッチＱBX1およびＱBX2と、補助スイッチＱBX1およびＱBX2の共通接続点とスイッチング素子ＱB2およびＱB3の共通接続点との間に直列に接続したコンデンサＣBおよびリアクトルＬBとが設けられている。
　Ｃ相の補助回路７Ｃとして、スイッチング素子ＱC1およびＱC2の共通接続点とスイッチング素子ＱC3およびＱC4の共通接続点の間に直列に接続した補助スイッチＱCX1およびＱCX2と、補助スイッチＱCX1およびＱCX2の共通接続点とスイッチング素子ＱC2およびＱC3の共通接続点との間に直列に接続したコンデンサＣCおよびリアクトルＬCとが設けられている。
　この図１３において、主回路のスイッチング素子ＱA1～ＱA6、ＱB1～ＱB6、ＱC1～ＱC6のターンオフ時には、補助回路７Ａ,７Ｂ，７Ｃ側へ電流を移行させてからターンオフ制御を行うＺＣＴ（ゼロ電流移行）方法によるゼロ電流スイッチングが実行される。
　図１４は、従来のゼロ電流スイッチングを用いたグリッド接続単相インバータの例（非特許文献５参照）を示している。図１４において、ＰＶ（太陽電池）アレイ１０の正、負極端間にはコンデンサＶsが接続されている。
　ＰＶアレイ１０の正極端には主回路を構成するスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の各一端が接続され、ＰＶアレイ１０の負極端には主回路を構成するスイッチング素子Ｓ３,Ｓ４の各一端が接続され、スイッチング素子Ｓ１の他端とＳ２の他端の間には、リアクトルＬfおよび交流電源回路１３が直列に接続されている。
　スイッチング素子Ｓ１,Ｓ３側の補助回路１１は、スイッチング素子Ｓ１およびリアクトルＬfの共通接続点とスイッチング素子Ｓ３の他端の間に接続されたリアクトルＬr1と、スイッチング素子Ｓ１の両端間に直列に接続されたダイオードＤa1および補助スイッチＳa1と、ダイオードＤa1および補助スイッチＳa1の共通接続点とリアクトルＬr1およびスイッチング素子Ｓ３の共通接続点との間に接続されたコンデンサＣr1とを備えている。
　スイッチング素子Ｓ２,Ｓ４側の補助回路１２は、スイッチング素子Ｓ２および交流電源回路１３の共通接続点とスイッチング素子Ｓ４の他端の間に接続されたリアクトルＬr２と、スイッチング素子Ｓ２の両端間に直列に接続されたダイオードＤa２および補助スイッチＳa２と、ダイオードＤa２および補助スイッチＳa２の共通接続点とリアクトルＬr２およびスイッチング素子Ｓ４の共通接続点との間に接続されたコンデンサＣr２とを備えている。
　この図１４において、主回路のスイッチング素子Ｓ１～Ｓ４のターンオフ時には、補助回路１１，１２側へ電流を移行させてからターンオフ制御を行うＺＣＴ（ゼロ電流移行）方法によるゼロ電流スイッチングが実行される。
ＵＳ　Ｐａｔｅｎｔ，ＵＳ６３３７８０１Ｂ２号公告公報（２００２年１月８日公開） Ｃｈｉｎａ　Ｐａｔｅｎｔ，ＣＮ１０１６４０４９７Ａ号公開公報（２０１０年２月３日公開）
Ｙｏｎｇ　Ｌｉ，"Ｕｎｉｆｉｅｄ　Ｚｅｒｏ－Ｃｕｒｒｅｎｔ－Ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ　Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ　ｆｏｒ　Ｈｉｇｈ－Ｐｏｗｅｒ　Ｔｈｒｅｅ－Ｐｈａｓｅ　ＰＷＭ　Ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ"，Ｐｈ．Ｄ　ｔｈｅｓｉｓ，２００２ Ｅｉｊｉ　Ｈｉｒａｋｉ，Ｔｏｓｈｉｈｉｋｏ　Ｔａｎａｋａ，Ｍｕｔｓｕｏ　Ｎａｋａｏｋａ，"Ｚｅｒｏ－Ｖｏｌｔａｇｅ　ａｎｄ　Ｚｅｒｏ－Ｃｕｒｒｅｎｔ　Ｓｏｆｔ－Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ　ＰＷＭ　Ｉｎｖｅｒｔｅｒ"，ＥＰＥ　２００５，ＩＳＢＮ：９０－７５８１５－０８－５ Ｃ．Ｍ．Ｏ．Ｓｔｅｉｎ，Ｈ．Ａ．Ｇｒｕｎｄｌｉｎｇ，Ｊ．Ｒ．Ｐｉｎｈｅｉｒｏ　ａｎｄ　Ｈ．Ｌ．Ｈｅｙ，"Ｚｅｒｏ－Ｃｕｒｒｅｎｔ　ａｎｄ　Ｚｅｒｏ－Ｖｏｌｔａｇｅ　Ｓｏｆｔ－Ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ　Ｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎ　Ｃｅｌｌ　ｆｏｒ　ＰＷＭ　Ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ"，ＩＥＥＥ　Ｔｒａｎｓ．ｏｎ　Ｐｏｗｅｒ　Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，Ｖｏｌ．１９，ＮＯ．２，ｐｐ．３９６－４０３，Ｍａｒｃｈ　２００４． Ｍ．Ｌ．Ｍａｒｔｉｎｓ，Ｊ．Ｌ．Ｒｕｓｓｉ　ａｎｄ　Ｈ．Ｌ．Ｈｅｙ，"Ｌｏｗ　Ｒｅａｃｔｉｖｅ　Ｅｎｅｒｇｙ　ＺＣＺＶＴＰＷＭ　Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ，Ａｎａｌｙｓｉｓ　ａｎｄ　Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ"，０－７８０３－９０３３－４／０５　２００５　ＩＥＥＥ Ｈａｎｇ－Ｓｅｏｋ　Ｃｈｏｉ，Ｙ．Ｊ．Ｃｈｏ，Ｊ．Ｄ．Ｋｉｍ　ａｎｄ　Ｂ．Ｈ．Ｃｈｏ，"Ｇｒｉｄ－Ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ　Ｐｈｏｔｏｖｏｌｔａｉｃ　Ｉｎｖｅｒｔｅｒ　ｗｉｔｈ　Ｚｅｒｏ－Ｃｕｒｒｅｎｔ－Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ"，ｆｒｏｍ　ｉｎｔｅｒｎｅｔ："ｈｔｔｐ：／／ｐｅａｒｌｘ．ｓｎｕ．ａｃ．ｋｒ／Ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎ／ＩＣＰＥ０１０１．ｐｄｆ"
　前記図１０～図１２に示すＺＣＴ技術を利用した電力変換装置は２レベル変換器であり、一方、図１３、図１４の電力変換装置は３レベル変換器である。３レベル変換器は２レベル変換器に比べて、出力する電圧や電流の高調波歪を抑制でき、変換器と負荷との間に出力フィルタを設ける場合、その出力フィルタを小型にできる等の利点を有する。
　しかしながら図１３の３レベル変換器や図１１の２レベル変換器では、６つの補助スイッチが必要である。すなわち、図１３の３相３レベル変換器では２４個のスイッチング素子、図１１の３相２レベル変換器では１２個のスイッチング素子が必要である。この必要とするスイッチング素子数が多いことが変換器のコストと小型化の面で問題であった。
　また、図１２の回路の直流側では、補助スイッチが２つだけ使用されているとはいえ、新たに加えたバイパス用のスイッチＳｃおよびフリーホイールダイオードＤｃの導通損の増加分が、他のスイッチング素子のゼロ電流スイッチングによってもたらされる変換器全体の損失低減効果を薄めている。
　また、用途が単相のみに限定されている、図１４に示す回路構成では、特別なＰＷＭ方式により制御を行う必要がある。
　本発明は上記課題を解決するものであり、その目的は、ゼロ電流スイッチングを実現するうえで必要なスイッチング素子の個数を低減して装置全体の電力損失を低減し、装置の小型化および低コスト化を図ったゼロ電流スイッチング電力変換装置を提供することにある。
　上記課題を解決するための請求項１に記載のゼロ電流スイッチング電力変換装置は、第１および第２の直流電源の直列回路と第１および第２のスイッチング素子の直列回路とを並列接続し、前記第１および第２の直流電源の共通接続点と第１および第２のスイッチング素子の共通接続点との間に、互いに逆の耐圧方向に制御できる双方向スイッチング手段を接続し、前記第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に、コンデンサおよびリアクトルを直列接続して成る共振回路の一端を接続し、前記共振回路の他端と前記第１および第２の直流電源の共通接続点との間に第３のスイッチング素子を接続し、前記第３のスイッチング素子および共振回路の共通接続点と前記第１の直流電源および第１のスイッチング素子の共通接続点との間にクランプダイオードを接続して構成されている。
　請求項２に記載のゼロ電流スイッチング電力変換装置は、第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、コンデンサおよびリアクトルを直列接続した回路であって、一端が前記第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に接続された共振回路と、前記共振回路の他端に一端が接続された第３のスイッチング素子と、前記共振回路および第３のスイッチング素子の共通接続点に一端が接続されたクランプダイオードと、前記第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に一端が接続された、互いに逆の耐圧方向に制御できる双方向スイッチング手段とを有した電力変換器を３相分設け、前記各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の直列回路を、第１および第２の直流電源の直列回路に各々並列に接続し、前記各相の電力変換器の双方向スイッチング手段の他端および第３のスイッチング素子の他端を前記第１および第２の直流電源の共通接続点に各々接続し、前記各相の電力変換器のクランプダイオードの他端を前記第１の直流電源の正極端に各々接続し、前記各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を各相の出力端としたことを特徴としている。
　請求項３に記載のゼロ電流スイッチング電力変換装置は、第３の直流電源と、前記直流電源の正、負極端間に直列接続される第４および第５のスイッチング素子の直列回路を３相分設けた電力変換部とを有した主変換器と、第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の直列回路と、前記直列回路に並列接続された第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、前記第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点と第１および第２のスイッチング素子の共通接続点との間に接続され、互いに逆の耐圧方向に制御できる双方向スイッチング手段と、コンデンサおよびリアクトルを直列接続した回路であって、一端が前記第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に接続された共振回路と、前記共振回路の他端と前記第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点との間に接続された第３のスイッチング素子と、前記共振回路および第３のスイッチング素子の共通接続点と前記第１のＤＣキャパシタ又は直流電源および第１のスイッチング素子の共通接続点との間に接続されたクランプダイオードとを有した電力変換器を３相分設けて構成した補助変換器とを備え、前記補助変換器の電力変換器は、各相毎に１個設けるか、又は各相毎にＮ個（Ｎは２以上の整数）の多重段数設け、前記補助変換器の電力変換器を各相毎に１個設けた場合は、当該電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点を、前記主変換器の各相の第４および第５のスイッチング素子の共通接続点に各々接続し、前記補助変換器の電力変換器を各相毎にＮ個設けた場合は、初段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点を、前記主変換器の各相の第４および第５のスイッチング素子の共通接続点に各々接続し、初段の各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を次段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点に各々接続し、次段の各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を次々段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点へとＮ個分順次接続して構成したことを特徴としている。
　請求項４に記載のゼロ電流スイッチング電力変換装置は、第３の直流電源と、前記直流電源の正、負極端間に直列に接続された第１および第２のコンデンサと、前記直流電源の正、負極端間に第４および第５のスイッチング素子を直列に接続し、第４および第５のスイッチング素子の共通接続点と前記第１および第２のコンデンサの共通接続点の間に、互いに逆の耐圧方向に制御できる第１の双方向スイッチング手段を接続して成る電力変換器を３相分設けた電力変換部とを有した主変換器と、第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の直列回路と、前記直列回路に並列接続された第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、前記第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点と第１および第２のスイッチング素子の共通接続点との間に接続され、互いに逆の耐圧方向に制御できる第２の双方向スイッチング手段と、コンデンサおよびリアクトルを直列接続した回路であって、一端が前記第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に接続された共振回路と、前記共振回路の他端と前記第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点との間に接続された第３のスイッチング素子と、前記共振回路および第３のスイッチング素子の共通接続点と前記第１のＤＣキャパシタ又は直流電源および第１のスイッチング素子の共通接続点との間に接続されたクランプダイオードとを有した電力変換器を３相分設けて構成した補助変換器とを備え、前記補助変換器の電力変換器は、各相毎に１個設けるか、又は各相毎にＮ個（Ｎは２以上の整数）の多重段数設け、前記補助変換器の電力変換器を各相毎に１個設けた場合は、当該電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点を、前記主変換器の各相の第４および第５のスイッチング素子の共通接続点に各々接続し、前記補助変換器の電力変換器を各相毎にＮ個設けた場合は、初段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点を、前記主変換器の各相の第４および第５のスイッチング素子の共通接続点に各々接続し、初段の各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を次段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点に各々接続し、次段の各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を次々段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点へとＮ個分順次接続して構成したことを特徴としている。
　請求項５に記載のゼロ電流スイッチング電力変換装置は、主変換器として設けられた、請求項２に記載のゼロ電流スイッチング電力変換装置と、請求項３に記載の補助変換器とを備え、前記補助変換器の電力変換器は、各相毎に１個設けるか、又は各相毎にＮ個（Ｎは２以上の整数）の多重段数設け、前記補助変換器の電力変換器を各相毎に１個設けた場合は、当該電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点を、前記主変換器の電力変換器の各相の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に各々接続し、前記補助変換器の電力変換器を各相毎にＮ個設けた場合は、初段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点を、前記主変換器の各相の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に各々接続し、初段の各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を次段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点に各々接続し、次段の各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を次々段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点へとＮ個分順次接続して構成したことを特徴としている。
　上記構成によれば、第１および第２のスイッチング素子のスイッチング時に、共振回路、第３のスイッチング素子およびクランプダイオードにより形成されるゼロ電流移行回路側に電流を流すことができるため、スイッチング素子のターンオフ損失およびターンオン損失を低減することができる。
　これによって、ゼロ電流スイッチングを実現するうえで必要なスイッチング素子の個数を低減して装置全体の電力損失を低減し、装置の小型化および低コスト化を図ることができる。
（１）請求項１～５に記載の発明によれば、ゼロ電流スイッチングを実現するうえで必要なスイッチング素子の個数を低減して装置全体の電力損失を低減し、装置の小型化および低コスト化を図ることができる。
（２）請求項１に記載の発明によれば、電力損失を低減し、小型化および低コスト化を図った３レベル電力変換器を得ることができる。
（３）請求項２に記載の発明によれば、電力損失を低減し、小型化および低コスト化を図った３相３レベル電力変換装置を得ることができる。
（４）請求項３に記載の発明によれば、電力損失を低減し、小型化および低コスト化を図った、３相で５レベル以上の多レベルの電力変換装置を得ることができる。
（５）請求項４、５に記載の発明によれば、電力損失を低減し、小型化および低コスト化を図った、３相で７レベル以上の多レベルの電力変換装置を得ることができる。
本発明の実施形態例による３レベル電力変換器の回路構成図。 本発明の実施例１による３相３レベル電力変換装置の回路図。 本発明の実施例２による３相５レベル電力変換装置の回路図。 本発明の実施例２の変形例によるハイブリッドマルチレベル電力変換装置の回路図。 本発明の実施例３による３相７レベル電力変換装置の回路図。 本発明の実施例４による３相７レベル電力変換装置の回路図。 図１の回路の動作を説明するための電圧、電流波形図。 図１の回路の動作時の電流経路を説明するための電圧、電流波形図。 本発明の実施形態例によるＺＣＴ制御方法を説明する電圧、電流波形図。 従来の３相２レベル電力変換回路の一例を示す回路図。 従来の３相２レベル電力変換回路の他の例を示す回路図。 従来の３相２レベル電力変換回路の他の例を示す回路図。形図。 従来のＡＮＰＣ３相３レベル電力変換回路の一例を示す回路図。 従来のグリッド接続単相インバータの一例を示す回路図。
　以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。まず、本発明をＴ型３レベル電力変換回路に適用した基本回路構成を図１に示す。
　図１のＴ型３レベル変換器は、直流電源２１，２２（第１および第２の直流電源）の直列回路とスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２（第１および第２のスイッチング素子）の直列回路を並列接続し、前記直流電源２１，２２の共通接続点(中性点ＮＰ；ｎｅｕｔｒａｌ　ｐｏｉｎｔ）とスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点との間に、互いに逆の方向に制御できるスイッチング素子Ｓ２１，Ｓ２２を逆方向に直列接続して構成されている。
　尚、スイッチング素子Ｓ２１、Ｓ２２の直列回路は、互いに逆の耐圧方向に制御できる双方向スイッチング手段の一例として構成されるものである。これに限らない構成でもよい。他の構成の一例が、スイッチング素子Ｓ２１とＳ２２を逆並列接続する構成である。
　スイッチング素子Ｓ１およびＳ２の共通接続点（ＯＵＴ端子）には、コンデンサＣおよびリアクトルＬを直列接続して成る共振回路２５の一端が接続されている。尚共振回路２５のコンデンサＣおよびリアクトルＬの接続順は逆であってもよい。
　共振回路２５の他端（この例ではリアクトルＬ）と直流電源２１および２２の共通接続点（ＮＰ端子）との間にはＺＣＴ制御用のスイッチング素子Ｓａ（第３のスイッチング素子）が接続されている。
　スイッチング素子Ｓａと共振回路２５の共通接続点には電圧クランピング用のクランプダイオードＤａのアノードが接続され、クランプダイオードＤａのカソードは直流電源２１の正極端（直流電源２１およびスイッチング素子Ｓ１の共通接続点）に接続されている。
　前記共振回路２５、スイッチング素子ＳａおよびクランプダイオードＤａは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓａのスイッチング時に負荷電流を移行させてゼロ電流スイッチングを実現する、本発明のゼロ電流移行（ＺＣＴ）回路を形成している。
　図１の構成によって、３レベルの相電圧を出力する電力変換器が得られる。　
　図１の回路において、ＮＰ端子を基準点とし、ＯＵＴ端子とＮＰ端子間の電圧をＶｏとする。直流電源２１，２２の電源電圧を各々Ｅ／２とすると、スイッチング素子Ｓ１がＯＮ時にＶｏ＝Ｅ／２、スイッチング素子Ｓ２１とスイッチング素子Ｓ２２がＯＮ時にＶｏ＝０、スイッチング素子Ｓ２がＯＮ時にＶｏ＝－Ｅ／２、となるので、３レベルの電圧を出力できる。また、ＯＵＴ端子から出力される電流をＩｏとする。その極性は、図１の矢印の向きを正とする。
　上記構成においては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ２１，Ｓ２２のスイッチング時に、後述するＺＣＴ制御方法によりスイッチング素子ＳａをＯＮ／ＯＦＦ制御することにより、負荷電流をゼロ電流移行回路側に移行させてゼロ電流スイッチングが実行される。
　尚、本発明の実施形態例における各スイッチング素子は、例えばＩＧＢＴによって構成されるものである。
　図２は本実施例１による３相３レベル電力変換装置を示し、図１の電力変換器を３相分設けて構成されている。
　図２において、図１と同一部分は同一符号をもって示している。図２において、直流電源２１および２２の直列回路には、図１のように主回路のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ２１，Ｓ２２と、共振回路２５、スイッチング素子ＳａおよびクランプダイオードＤａから成るゼロ電流移行回路とを備えて構成された電力変換器３０が３相分（３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗ）各々並列に接続されている。
　すなわち、３相の電力変換器３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗの各相の、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列回路を直流電源２１，２２の直列回路に各々並列に接続し、スイッチング素子Ｓ２１およびＳａの共通接続点を直流電源２１，２２の共通接続点（ＮＰ）に各々接続し、クランプダイオードＤａのカソードを直流電源２１の正極端に各々接続し、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点を各相の出力端Ｕ，Ｖ，Ｗとしている。
　上記構成において、各相の電力変換器３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗの、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ２１，Ｓ２２のスイッチング時に、後述するＺＣＴ制御方法によりスイッチング素子ＳａをＯＮ／ＯＦＦ制御することにより、負荷電流をゼロ電流移行回路側に移行させてゼロ電流スイッチングが実行される。
　図２の回路によれば、中性点ＮＰと各相の出力端Ｕ，Ｖ，Ｗの間に、図１の場合と同様にＥ／２，０，－Ｅ／２の３レベルの電圧を各々出力することができる。
　図３は本実施例２による３相５レベル電力変換装置（５レベルハイブリッドインバータ）を示し、３相２レベルの主変換器４０と、ＺＣＴ制御が実施されるＴ型３レベル電力変換器を３相分設けた補助変換器５０とを備えて構成されている。
　図３において図１と同一部分は同一符号をもって示している。　
　主変換器４０の直流電源２３（第３の直流電源）の正、負極端間には、第１および第２のコンデンサＣ１，Ｃ２が直列に接続されている。直流電源２３の正、負極端間にはさらに、スイッチング素子Ｓ４Ｕ，Ｓ５Ｕの直列回路と、スイッチング素子Ｓ４Ｖ，Ｓ５Ｖの直列回路と、スイッチング素子Ｓ４Ｗ，Ｓ５Ｗの直列回路とが並列に接続されている。
　前記第１および第２のコンデンサＣ１およびＣ２の共通接続点を中性点ＮＰとしている。
　補助変換器５０は、図１の電力変換器の直流電源２１，２２の直列回路を第１および第２のＤＣキャパシタＣａ１，Ｃａ２の直列回路に置換えて構成した電力変換器を３相分（５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗ）備えており、主変換器４０にカスケード接続されている。
　すなわち、補助変換器５０のＵ相の電力変換器５０ＵのＤＣキャパシタＣａ１，Ｃａ２の共通接続点を主変換器４０のスイッチング素子Ｓ４Ｕ，Ｓ５Ｕの共通接続点に接続し、Ｖ相の電力変換器５０ＶのＤＣキャパシタＣａ１，Ｃａ２の共通接続点を主変換器４０のスイッチング素子Ｓ４Ｖ，Ｓ５Ｖの共通接続点に接続し、Ｗ相の電力変換器５０ＷのＤＣキャパシタＣａ１，Ｃａ２の共通接続点を主変換器４０のスイッチング素子Ｓ４Ｗ，Ｓ５Ｗの共通接続点に接続して構成されている。
　補助変換器５０の電力変換器５０Ｕのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点をＵ相出力端ａとし、電力変換器５０Ｖのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点をＶ相出力端ｂとし、電力変換器５０Ｗのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点をＷ相出力端ｃとしている。
　上記のように構成された装置において、コンデンサＣ１，Ｃ２，ＤＣキャパシタＣａ１，Ｃａ２は各々Ｖｄｃ／２に制御される。
　主変換器４０は、２レベル出力電圧－Ｖｄｃ／２、＋Ｖｄｃ／２を生成し、一方、補助変換器５０は、３レベル出力電圧－Ｖｄｃ／２、０、＋Ｖｄｃ／２を生成する。従って、変換器全体の出力電圧は、主および補助変換器両方の出力の統合となり、中性点ＮＰを基準に、Ｖｄｃ、Ｖｄｃ／２、０、－Ｖｄｃ／２、－Ｖｄｃの５レベルの電圧となる。
　図３の装置では、補助変換器５０だけが高スイッチング周波数で動作し、一方、主変換器４０は、出力電圧の周波数と同じ周波数で動作するので、補助変換器５０のスイッチング電力損を低減するためにスイッチング回数の多い補助変換器５０にのみＺＣＴ制御方法を適用する。
　すなわち、各相の電力変換器５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ２１，Ｓ２２のスイッチング時に、後述するＺＣＴ制御方法によりスイッチング素子Ｓａを制御することにより、負荷電流をゼロ電流移行回路側に移行させてゼロ電流スイッチングが実行される。
　尚、前記補助変換器５０の各相の電力変換器５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗは、各々図１の３レベル電力変換器を用いてもよい。すなわち、図３のＤＣキャパシタＣａ１，Ｃａ２の代わりに図１の直流電源２１，２２を用いて構成してもよい。
　また、補助変換器５０における各相の電力変換器５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗの直列数をＮ直列（Ｎ≧２）とすることで、変換器全体の出力電圧のレベル数を５レベルからさらに上げる３相直流交流変換器を実現できる。その構成を図４に示す。
　図４は本実施例による多レベルハイブリッドインバータを示し、主変換器４０にカスケード接続される補助変換器６０を、図１の回路構成の３レベル電力変換器を各相毎にＮ段多重に接続する構成とした。
　すなわち、主変換器４０は図３と同一に構成し、主変換器４０のＵ相出力端であるスイッチング素子Ｓ４Ｕ，Ｓ５Ｕの共通接続点には、図１の３レベル電力変換器と同一に構成された３レベル電力変換器６０Ｕ1～６０Ｕnが順次直列に接続されている。
　主変換器４０のＶ相出力端であるスイッチング素子Ｓ４Ｖ，Ｓ５Ｖの共通接続点には、図１の３レベル電力変換器と同一に構成された３レベル電力変換器６０Ｖ1～６０Ｖnが順次直列に接続されている。
　主変換器４０のＷ相出力端であるスイッチング素子Ｓ４Ｗ，Ｓ５Ｗの共通接続点には、図１の３レベル電力変換器と同一に構成された３レベル電力変換器６０Ｗ1～６０Ｗnが順次直列に接続されている。
　図４における、前記補助変換器６０の３レベル電力変換器のＮ段多重の具体的接続状態は次のとおりである。
　すなわち、Ｕ相側であれば、初段の３レベル電力変換器６０Ｕ1の直流電源２１，２２の共通接続点を、主変換器４０のスイッチング素子Ｓ４Ｕ，Ｓ５Ｕの共通接続点に接続し、初段の３レベル電力変換器６０Ｕ1のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点を次段の３レベル電力変換器６０Ｕ2の直流電源２１，２２の共通接続点に接続し、次段の３レベル電力変換器６０Ｕ2のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点を次々段の３レベル電力変換器６０Ｕ3の直流電源２１，２２の共通接続点へとＮ個分順次接続し、最終段の３レベル電力変換器の６０Ｕnのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点をＵ相（ａ相）出力端としている。
　Ｖ相の３レベル電力変換器６０Ｖ1～６０Ｖn、Ｗ相の３レベル電力変換器６０Ｗ1～６０Ｗnも同様に接続されている。
　上記のように構成された多レベルハイブリッドインバータの各スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御することにより、中性点ＮＰを基準として、５レベルよりも多レベルの電圧を出力することができる。
　例として、直列数Ｎ＝２の構成のレベル数を説明する。ａ相（Ｕ相）について、主変換器４０側の３レベル電力変換器６０Ｕ1の直流電源２１と２２の電圧を共にＶｄｃ／２に制御し、ａ端子側の３レベル電力変換器６０Ｕ2の直流電源２１と２２の電圧を共にＶｄｃ／２に制御すると、ａ端子とＮＰ端子間の電圧レベルは、各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作によって、３Ｖｄｃ／２，Ｖｄｃ，Ｖｄｃ／２，０，－Ｖｄｃ／２，－Ｖｄｃ，－３Ｖｄｃ／２の７レベルとなる。他のｂ相（Ｖ相）、ｃ相（Ｗ相）も同様となる。
　尚、補助変換器６０の各相の３レベル電力変換器６０Ｕ1～６０Ｕn、６０Ｖ1～６０Ｖn、６０Ｗ1～６０Ｗnは、図１の回路構成に代えて、図３の電力変換器５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗ（ＤＣキャパシタＣａ１，Ｃａ２を用いる回路）を用いて構成してもよい。
　図５は本実施例３による３相７レベル電力変換装置（３相７レベルハイブリッド変換器）を示し、Ｔ型３レベル電力変換器を３相分設けた主変換器７０と、ＺＣＴ制御が実施されるＴ型３レベル電力変換器を３相分設けた補助変換器８０とを備えて構成されている。
　図５において図３と同一部分は同一符号をもって示している。　
　主変換器７０の直流電源２３（第３の直流電源）の正、負極端間には、第１および第２のコンデンサＣ１，Ｃ２が直列に接続されている。直流電源２３の正、負極端間にはさらに、スイッチング素子Ｓ４Ｕ，Ｓ５Ｕの直列回路と、スイッチング素子Ｓ４Ｖ，Ｓ５Ｖの直列回路と、スイッチング素子Ｓ４Ｗ，Ｓ５Ｗの直列回路とが並列に接続されている。
　前記第１および第２のコンデンサＣ１およびＣ２の共通接続点を中性点ＮＰとしている。
　前記中性点ＮＰとスイッチング素子Ｓ４ＵおよびＳ５Ｕの共通接続点との間には、互いに逆の方向に制御できるスイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２が逆方向に直列接続されている。
　このスイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２の直列回路は、互いに逆の耐圧方向に制御できる双方向スイッチング手段の一例として構成されるものである。これに限らない構成でもよい。他の構成の一例が、スイッチング素子Ｓ１１とＳ１２を逆並列接続する構成である。
　前記中性点ＮＰとスイッチング素子Ｓ４ＶおよびＳ５Ｖの共通接続点との間、前記中性点ＮＰとスイッチング素子Ｓ４ＷおよびＳ５Ｗの共通接続点との間にも、同様に互いに逆の方向に制御できるスイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２が逆方向に各々直列接続されている。
　前記スイッチング素子Ｓ４Ｕ，Ｓ５Ｕ，Ｓ１１，Ｓ１２によってＵ相の電力変換器７０Ｕを構成し、スイッチング素子Ｓ４Ｖ，Ｓ５Ｖ，Ｓ１１，Ｓ１２によってＶ相の電力変換器７０Ｖを構成し、スイッチング素子Ｓ４Ｗ，Ｓ５Ｗ，Ｓ１１，Ｓ１２によってＷ相の電力変換器７０Ｗを構成している。尚、主変換器７０のコンデンサＣ１，Ｃ２は各々Ｖｄｃ／２に制御される。
　補助変換器８０は、図３の補助変換器５０の各電力変換器５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗと同様に構成された電力変換器８０Ｕ，８０Ｖ，８０Ｗを備えているが、各電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタＣａ１，Ｃａ２の電圧はＶｄｃ／４に各々制御されるものである。
　そして、各電力変換器８０Ｕ，８０Ｖ，８０ＷのＤＣキャパシタＣａ１，Ｃａ２の共通接続点は、主変換器７０の電力変換器７０Ｕ，７０Ｖ，７０Ｗの各スイッチング素子Ｓ４，Ｓ５の共通接続点に各々接続されている。
　この実施例３では、主および補助変換器両方が、Ｔ型３レベル回路構成であるが、異なる電圧レベルを有しており、例えば、３レベルの電圧は、主変換器７０からは、ｖｄｃ／２、０、－ｖｄｃ／２であり、補助変換器８０からは、ｖｄｃ／４、０、－ｖｄｃ／４である。これによって、変換器全体の出力電圧は、中性点ＮＰを基準に、３ｖｄｃ／４、ｖｄｃ／２、ｖｄｃ／４、０、－ｖｄｃ／４、－ｖｄｃ／２、－３ｖｄｃ／４の７レベルの電圧となる。
　実施例２と同様に、補助変換器８０が高スイッチング周波数で動作する際に、スイッチング電力損を低減するために補助変換器８０にのみＺＣＴ制御方法を適用する。
　尚、前記補助変換器８０の各相の電力変換器８０Ｕ，８０Ｖ，８０ＷのＤＣキャパシタＣａ１，Ｃａ２の代わりに、図１の直流電源２１，２２を用いて構成してもよい。
　また、３相各相の補助変換器８０の直列数をＮ直列（Ｎ≧２）とすることで、変換器全体の出力電圧のレベル数を７レベルからさらに上げる３相直流交流変換器を実現できる。
　すなわち、主変換器７０のＵ相出力端であるスイッチング素子Ｓ４Ｕ，Ｓ５Ｕの共通接続点に補助変換器８０の電力変換器８０Ｕを図４と同様にＮ個直列に接続し、Ｖ相出力端であるスイッチング素子Ｓ４Ｖ，Ｓ５Ｖの共通接続点に補助変換器８０の電力変換器８０Ｖを図４と同様にＮ個直列に接続し、Ｗ相出力端であるスイッチング素子Ｓ４Ｗ，Ｓ５Ｗの共通接続点に補助変換器８０の電力変換器８０Ｗを図４と同様にＮ個直列に接続して構成するものである。
　例として、直列数Ｎ＝２の構成のレベル数を説明する。すべての補助変換器８０のＤＣキャパシタＣａ１とＣａ２の電圧を共にＶｄｃ／４に制御すると、３相変換器の各相の出力端子（ａ，ｂ，ｃ）と中性点ＮＰ端子間の電圧レベルは、各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作によって、Ｖｄｃ，３Ｖｄｃ／４，Ｖｄｃ／２，Ｖｄｃ／４，０，－Ｖｄｃ／４，－Ｖｄｃ／２，－３Ｖｄｃ／４，－Ｖｄｃの９レベルとなる。
　図６は本実施例４による３相７レベル電力変換装置を示し、図２の３相３レベル電力変換器と同様に構成された主変換器９０と、図５と同一の補助変換器８０とを備えている。
　主変換器９０は、直流電源２１，２２と、図２の電力変換器３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗと同様であり且つ各スイッチング素子Ｓ２１，Ｓ２２を、同様の動作を行うスイッチング素子Ｓ３１，Ｓ３２に置換えて構成した電力変換器９０Ｕ，９０Ｖ，９０Ｗとを備えている。
　主変換器９０の、各相の電力変換器９０Ｕ，９０Ｖ，９０Ｗのスイッチング素子Ｓ１およびＳ２の共通接続点は、補助変換器８０の各相の電力変換器８０Ｕ，８０Ｖ，８０ＷのＤＣキャパシタＣａ１およびＣａ２の共通接続点に各々接続されている。
　主変換器９０の直流電源２１，２２はＶｄｃ／２に制御し、補助変換器８０のＤＣキャパシタＣａ１，Ｃａ２はＶｄｃ／４に制御する。
　この実施例４では、主および補助変換器両方が、Ｔ型３レベル回路構成であるが、異なる電圧レベルを有しており、例えば、３レベルの電圧は、主変換器９０からは、ｖｄｃ／２、０、－ｖｄｃ／２であり、補助変換器８０からは、ｖｄｃ／４、０、－ｖｄｃ／４である。これによって、変換器全体の出力電圧は、中性点ＮＰを基準に、３ｖｄｃ／４、ｖｄｃ／２、ｖｄｃ／４、０、－ｖｄｃ／４、－ｖｄｃ／２、－３ｖｄｃ／４の７レベルの電圧となる。
　尚、前記補助変換器８０の各相の電力変換器８０Ｕ，８０Ｖ，８０ＷのＤＣキャパシタＣａ１，Ｃａ２の代わりに、図１の直流電源２１，２２を用いて構成してもよい。
　また、３相各相の補助電力変換器８０の直列数をＮ直列（Ｎ≧２）とすることで、変換器全体の出力電圧のレベル数を７レベルからさらに上げる３相直流交流変換器を実現できる。
　すなわち、主変換器９０の電力変換器９０Ｕのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点に補助変換器８０の電力変換器８０Ｕを図４と同様にＮ個直列に接続し、電力変換器９０Ｖのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点に補助変換器８０の電力変換器８０Ｖを図４と同様にＮ個直列に接続し、電力変換器９０Ｗのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点に補助変換器８０の電力変換器８０Ｗを図４と同様にＮ個直列に接続して構成するものである。
　このように補助変換器８０の直列数をＮ直列とした場合のレベル数は実施例３と同様の関係となる。
　尚、実施例２、３、４における主変換器の構成は、図３、図５、図６の主変換器４０、７０、９０に示す３相変換器以外の他の３相直流交流変換器を用いてもよい。
　＜本実施形態例の動作・作用＞
　次に本実施形態例の動作および作用を説明する。ここでは、実施例１～４の回路に共通して用いられているゼロ電流移行回路（共振回路２５、スイッチング素子Ｓａ、クランプダイオードＤａ）を有した図１の電力変換器を中心に説明する。
　図１の回路の動作時の、負荷電圧および負荷電流の方向に基づいて定義した４つのゾーン（Ｚｏｎｅ１～４）における電圧、電流波形を図７に示す。　
　・ゾーン１：　電圧が正サイクルにあり、電流が負サイクルにある。　
　・ゾーン２：　電圧が正サイクルにあり、電流が正サイクルにある。　
　・ゾーン３：　電圧が負サイクルにあり、電流が正サイクルにある。　
　・ゾーン４：　電圧が負サイクルにあり、電流が負サイクルにある。
　尚、ここでの負荷電圧は、図１のＶｏ、すなわちＯＵＴ－ＮＰ端子間電圧に相当する。図１のＶｏは３レベルのパルス状の波形であるが、図７では各ゾーンの説明を分かりやすくするために、正弦波状に変形している。また、ここでの負荷電流は図１のＩｏ、すなわちＯＵＴ端子から出力される電流に相当する。
　図１の回路がＴ型３レベル動作原理に従って図７のゾーン４で動作するときの電流経路を図８に示し、ＺＣＴ制御方法による各スイッチング素子の制御指令と電圧、電流波形を図９に示す。
　図８は図１の回路を示し、負荷電流Ｉｏの経路が図示破線の矢印のように、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ２２の両方に分岐している状態を表している。
　図９において、Ｃ２はスイッチング素子Ｓ２の制御指令、Ｃａはスイッチング素子Ｓａの制御指令、Ｃ２２はスイッチング素子Ｓ２２の制御指令を各々示している。
　Ｉｓ２はスイッチング素子Ｓ２（素子内のＩＧＢＴ部とフリーホイールダイオード部の両方を含む）に流れる電流、Ｉｓ２２はスイッチング素子Ｓ２２（素子内のＩＧＢＴ部とフリーホイール部の両方を含む）に流れる電流、ｉａは共振回路２５に流れる共振電流、ＩｄａはクランプダイオードＤａに流れる電流、ＶＬはリアクトルＬの印加電圧、ＶＣはコンデンサＣの印加電圧を各々示している。各電流の極性は図８の破線の矢印の向きを正とする。ＶＬ，ＶＣの極性は図８の向きを正とする。
　このゾーン４の期間では、負荷電圧Ｖｏ≦０、負荷電流Ｉｏ≦０の領域であるため、スイッチング素子Ｓ１の制御指令（Ｃ１）は常時ＯＦＦ指令とし、また、スイッチング素子Ｓ２１の制御指令（Ｃ２１）は常時ＯＮ指令とする。
　まず時刻ｔ０ではスイッチング素子Ｓ２の制御指令Ｃ２はＯＮ信号であり、スイッチング素子Ｓ２２の制御指令Ｃ２２はＯＦＦ信号である。時刻ｔ０において、スイッチング素子Ｓ２がターンオフされる前に、スイッチング素子ＳａへのＯＮ制御指令が供給される（ＣａがＯＮとなる）。ＶＣ≦０であるため、共振電流ｉａが増加し始め、Ｉｓ２が減少し始める（尚、負荷電流の１周期と比較して図９のｔ０～ｔ８の期間は極めて短いため、負荷電流Ｉｏは、図９の期間では定電流と見なす）。
　時刻ｔ０～ｔ１期間中で且つＩｓ２＜０の期間中に制御指令Ｃ２をＯＮ指令→ＯＦＦ指令に変える。
　時刻ｔ１において、ｉａ＝Ｉｏ、Ｉｓ２＝０となる。負荷電流の通流はＺＣＴ移行回路側に移行するので、スイッチング素子Ｓ２は、この時、ゼロ電流状態でターンオフされる。
　時刻ｔ１～ｔ２の間、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ２２はオフにされ、負荷電流は、コンデンサＣを充電してＶＣを上昇させる。
　時刻ｔ２において、ＶＣ＝Ｖｄ（Ｖｄは、スイッチング素子Ｓ２２のフリーホイールダイオードの導通時のオン電圧である）となり、スイッチング素子Ｓ２２のフリーホイールダイオードに電流が流れる。ＬＣ共振回路の特性により、ＶＣは増加し、共振電流ｉａは減少し、やがてｉａ＝０となる。
　時刻ｔ２～ｔ３の期間中で且つｉａ＜０の期間中に制御指令ＣａをＯＮ指令→ＯＦＦ指令に変え、またＣａのＯＦＦ後に制御指令Ｃ２２をＯＦＦ指令→ＯＮ指令に変える。
　時刻ｔ３において、ｉａ＝０となり、スイッチング素子Ｓａはゼロ電流状態でターンオフされ、また、｜Ｉｓ２２｜＝｜Ｉｏ｜となり、電流Ｉｏはスイッチング素子Ｓ２２側へ通流経路が移行する。
　同様の状態がＶＣの電圧が低く、スイッチング素子Ｓ２２のフリーホイールダイオードが導通しない時刻ｔ４～ｔ８の期間で生じる。
　時刻ｔ４では、制御指令Ｃ２とＣ２２はＯＦＦ指令であり、ＣａがＯＦＦ指令→ＯＮ指令に切り替わる。
　時刻ｔ５において、Ｉｓ２２＝０、ｉａ＝Ｉｏとなるため、スイッチング素子Ｓ２２はゼロ電流状態でオフされ、一方、時刻ｔ６～ｔ７期間中で且つｉａ＜０期間中に制御指令ＣａがＯＮ指令→ＯＦＦ指令に変更されるため、時刻ｔ７においてスイッチング素子Ｓａもオフされる。
　このため、ＺＣＴ移行回路側のコンデンサＣおよびスイッチング素子Ｓａに電圧が印加されるが、しかし、例えば、時刻ｔ７においてＶｃ＜－Ｅとなろうとしても、クランプダイオードＤａが導通して電圧はＶｃ＞－Ｅにクランピングされる。それによって、コンデンサＣおよびスイッチング素子Ｓａの印加電圧を一定範囲内に抑制する。
　同じ動作原理によって、ＺＣＴ移行回路側のスイッチング素子Ｓａが制御されると、他のゾーン（ゾーン１～３）においてもゼロ電流ターンオフが実現可能である。従って、全てのスイッチング素子をゼロ電流スイッチオフとすることができる。
　また、負荷電流Ｉｏは、主スイッチング素子Ｓ２，Ｓ２２のＯＮ時には、ＺＣＴ移行回路側にも流れるため緩やかに増加させることができ、これによってターンオン損失も低減される。
　すなわち、正弦負荷電流Ｉｏは、主スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ期間にＺＣＴ移行回路側へ流れ、ＺＣＴ移行回路のリアクトルＬは、急な電流変化を制限し、ターンオンをするスイッチング素子の電流は、ゼロから緩やかに増加する。図９の例では、スイッチング素子Ｓ２の制御指令Ｃ２がローからハイに変化する時刻ｔ６において、スイッチング素子Ｓ２の電流Ｉｓ２がゼロから緩やかに増加することが示されている。
　＜本実施形態例の効果と従来の回路との比較＞
　（１）補助構成要素の低減
　図１３に示す３相３レベルＡＮＰＣ変換器において提案されている既存のゼロ電流スイッチング方法に比較すると、本実施形態例では、図２に示すように３相３レベルシステムのために３つの補助スイッチ（スイッチング素子Ｓａ）しか必要としない。
　従来方式の図１３の３相３レベル変換器では２４個のスイッチング素子が必要であるが、本発明の図２の３相３レベル変換器では１５個のスイッチング素子でよい。このようにスイッチング素子数の低減は、それを駆動するためのゲートドライブ回路数の低減にもつながるため、変換器全体の小型化と低コストにおいて大きな効果がある。
　（２）損失の低減
　本発明は、前述したとおり、
　ａ．補助スイッチ（スイッチング素子Ｓａ）を含むすべてのスイッチング素子を、ゼロ電流ターンオフとすることができ、
　ｂ．急激な電流上昇を抑制してターンオン損失を低減することができる
　という動作・作用を有するため、ゼロ電流スイッチングを行わない変換器に対しては、図１３、図１４と同様にスイッチング損失を低減できる効果を有する。
　また、スイッチング素子の導通数について、図１３と図２の回路を比較する。図１３では、例えばａ相にＶｄｃ／２を出力するときはＱA1とＱA2の２つのスイッチング素子を常時導通している。
　一方、図２では、例えばＵ相にＥ／２を出力するときは、常時導通するのは１個のスイッチング素子Ｓ１のみである。この導通スイッチング素子数の関係は、図１３において－Ｖｄｃ／２（図２では－Ｅ／２）を出力する場合も同様である。
　したがって、本発明の図２の回路は従来の図１３の回路と比べて、Ｅ／２又は－Ｅ／２を出力するときのスイッチング素子の導通損失を低減させることができる。力率が高い負荷の場合は、出力がＥ／２又は－Ｅ／２のときに負荷電流Ｉｏの瞬時値の絶対値が大きくなる傾向があるため、１スイッチング素子あたりの導通損失は大きくなる。したがって導通スイッチング素子数の少ない図２の構成は、変換器全体の導通損失の低減に大きな効果をもたらす。さらにこのことは、変換器全体の損失の低減（各スイッチング素子の導通損失とスイッチング損失の総和）、ひいては変換器の効率向上に寄与する。
　尚、２レベル変換器ではあるが従来の図１２の回路も、Ｕ相にＶｄｃ／２を出力する時に、Ｓｃ（又はＤｃ）とＳ１ｕ（又はＤ１ｕ）の２つのスイッチング素子の導通を必要とする。
　（３）主スイッチング素子用の特別なＰＷＭスイッチングパターンを必要としない。　
　図１４に示す単相３レベルインバータのために提案されている既存のゼロ電流スイッチング方法と比較すると、本発明のＺＣＴ制御方法を実施する際は、主スイッチング素子（図１ではＳ１，Ｓ２，Ｓ２１，Ｓ２２）のＰＷＭスイッチングパターンは、ＬＣ共振回路２５やスイッチング素子Ｓａ、クランプダイオードＤａを具備しない従来のＴ型回路構成インバータのＰＷＭスイッチングパターンをそのまま適用できる。そのため、制御構成は複雑でない。
　従って、本発明のＺＣＴ制御方法は、高効率の３レベルセルとしてＴ型回路構成を用いて作動でき、単相または３相システムにおいて適用される任意の他のカスケードマルチレベル変換器において容易に実施されることができる。この点が、特別なＰＷＭ方式により制御を行う必要がある図１４に示す回路構成と比べて優位な点である。
　上述した（１）～（３）の全ての効果を有する本発明は、複雑な制御方法を用いることなく、小型・低コストで且つ損失の低い３レベルのＺＣＴ３相電力変換装置を実現できる。
　また、図３、図５のように補助変換器に図１の回路を適用することにより、出力相電圧レベルが５レベル以上の電力変換器にも応用できる。

Claims (5)

  1. 　第１および第２の直流電源の直列回路と第１および第２のスイッチング素子の直列回路とを並列接続し、
    　前記第１および第２の直流電源の共通接続点と第１および第２のスイッチング素子の共通接続点との間に、互いに逆の耐圧方向に制御できる双方向スイッチング手段を接続し、
    　前記第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に、コンデンサおよびリアクトルを直列接続して成る共振回路の一端を接続し、
    　前記共振回路の他端と前記第１および第２の直流電源の共通接続点との間に第３のスイッチング素子を接続し、
    　前記第３のスイッチング素子および共振回路の共通接続点と前記第１の直流電源および第１のスイッチング素子の共通接続点との間にクランプダイオードを接続して構成されたゼロ電流スイッチング電力変換装置。
  2. 　第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、コンデンサおよびリアクトルを直列接続した回路であって、一端が前記第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に接続された共振回路と、前記共振回路の他端に一端が接続された第３のスイッチング素子と、前記共振回路および第３のスイッチング素子の共通接続点に一端が接続されたクランプダイオードと、前記第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に一端が接続された、互いに逆の耐圧方向に制御できる双方向スイッチング手段とを有した電力変換器を３相分設け、
    　前記各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の直列回路を、第１および第２の直流電源の直列回路に各々並列に接続し、
    　前記各相の電力変換器の双方向スイッチング手段の他端および第３のスイッチング素子の他端を前記第１および第２の直流電源の共通接続点に各々接続し、
    　前記各相の電力変換器のクランプダイオードの他端を前記第１の直流電源の正極端に各々接続し、
    　前記各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を各相の出力端としたことを特徴とするゼロ電流スイッチング電力変換装置。
  3. 　第３の直流電源と、前記直流電源の正、負極端間に直列接続される第４および第５のスイッチング素子の直列回路を３相分設けた電力変換部とを有した主変換器と、
    　第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の直列回路と、前記直列回路に並列接続された第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、前記第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点と第１および第２のスイッチング素子の共通接続点との間に接続され、互いに逆の耐圧方向に制御できる双方向スイッチング手段と、コンデンサおよびリアクトルを直列接続した回路であって、一端が前記第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に接続された共振回路と、前記共振回路の他端と前記第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点との間に接続された第３のスイッチング素子と、前記共振回路および第３のスイッチング素子の共通接続点と前記第１のＤＣキャパシタ又は直流電源および第１のスイッチング素子の共通接続点との間に接続されたクランプダイオードとを有した電力変換器を３相分設けて構成した補助変換器とを備え、
    　前記補助変換器の電力変換器は、各相毎に１個設けるか、又は各相毎にＮ個（Ｎは２以上の整数）の多重段数設け、
    　前記補助変換器の電力変換器を各相毎に１個設けた場合は、当該電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点を、前記主変換器の各相の第４および第５のスイッチング素子の共通接続点に各々接続し、
    　前記補助変換器の電力変換器を各相毎にＮ個設けた場合は、初段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点を、前記主変換器の各相の第４および第５のスイッチング素子の共通接続点に各々接続し、初段の各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を次段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点に各々接続し、次段の各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を次々段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点へとＮ個分順次接続して構成したことを特徴とするゼロ電流スイッチング電力変換装置。
  4. 　第３の直流電源と、前記直流電源の正、負極端間に直列に接続された第１および第２のコンデンサと、前記直流電源の正、負極端間に第４および第５のスイッチング素子を直列に接続し、第４および第５のスイッチング素子の共通接続点と前記第１および第２のコンデンサの共通接続点の間に、互いに逆の耐圧方向に制御できる第１の双方向スイッチング手段を接続して成る電力変換器を３相分設けた電力変換部とを有した主変換器と、
    　第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の直列回路と、前記直列回路に並列接続された第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、前記第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点と第１および第２のスイッチング素子の共通接続点との間に接続され、互いに逆の耐圧方向に制御できる第２の双方向スイッチング手段と、コンデンサおよびリアクトルを直列接続した回路であって、一端が前記第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に接続された共振回路と、前記共振回路の他端と前記第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点との間に接続された第３のスイッチング素子と、前記共振回路および第３のスイッチング素子の共通接続点と前記第１のＤＣキャパシタ又は直流電源および第１のスイッチング素子の共通接続点との間に接続されたクランプダイオードとを有した電力変換器を３相分設けて構成した補助変換器とを備え、
    　前記補助変換器の電力変換器は、各相毎に１個設けるか、又は各相毎にＮ個（Ｎは２以上の整数）の多重段数設け、
    　前記補助変換器の電力変換器を各相毎に１個設けた場合は、当該電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点を、前記主変換器の各相の第４および第５のスイッチング素子の共通接続点に各々接続し、
    　前記補助変換器の電力変換器を各相毎にＮ個設けた場合は、初段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点を、前記主変換器の各相の第４および第５のスイッチング素子の共通接続点に各々接続し、初段の各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を次段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点に各々接続し、次段の各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を次々段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点へとＮ個分順次接続して構成したことを特徴とするゼロ電流スイッチング電力変換装置。
  5. 　主変換器として設けられた、請求項２に記載のゼロ電流スイッチング電力変換装置と、
    　請求項３に記載の補助変換器とを備え、
    　前記補助変換器の電力変換器は、各相毎に１個設けるか、又は各相毎にＮ個（Ｎは２以上の整数）の多重段数設け、
    　前記補助変換器の電力変換器を各相毎に１個設けた場合は、当該電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点を、前記主変換器の電力変換器の各相の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に各々接続し、
    　前記補助変換器の電力変換器を各相毎にＮ個設けた場合は、初段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点を、前記主変換器の各相の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に各々接続し、初段の各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を次段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点に各々接続し、次段の各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を次々段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点へとＮ個分順次接続して構成したことを特徴とするゼロ電流スイッチング電力変換装置。
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