JP2015122913A - ゼロ電流スイッチング電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】ゼロ電流スイッチングを実現するうえで必要なスイッチング素子の個数を低減して装置全体の電力損失を低減し、装置の小型化および低コスト化を図る。【解決手段】直流電源２１，２２の直列回路と、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列回路とを並列に接続し、直流電源２１，２２の共通接続点とスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点との間に、互いに逆の耐圧方向に制御できるスイッチング素子Ｓ２１，Ｓ２２を接続し、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点に、コンデンサＣおよびリアクトルＬを直列接続して成る共振回路２５の一端を接続し、共振回路２５の他端と直流電源２１，２２の共通接続点との間にスイッチング素子Ｓａを接続し、スイッチング素子Ｓａおよび共振回路２５の共通接続点と直流電源２１およびスイッチング素子Ｓ１の共通接続点との間にクランプダイオードＤａを接続し、前記２５、Ｓａ，Ｄａによってゼロ電流移行回路を形成する。【選択図】図１

Description

本発明は、ゼロ電流状態でスイッチング素子をスイッチング制御する技術を利用した電力変換装置に係り、特に電力損失を低減し、効率を高めることを目標としたゼロ電流スイッチング電力変換装置に関する。
ソフトスイッチング技術の１つとして、電力変換装置の主スイッチング素子がターンオフされる前に負荷電流を補助回路側に移行させる、ゼロ電流移行（Ｚｅｒｏ Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ；ＺＣＴ）方法がある。
このＺＣＴ方法によれば、主スイッチング素子をゼロ電流状態でターンオフすることができる。特にＩＧＢＴなどの少数キャリアデバイスにおいては、その電流テール特性によって生じるターンオフ損失が大きいので、ＺＣＴ方法はターンオフ損失を低減する有効な方法である（非特許文献１、２、４参照）。
以下に、ＺＣＴ技術を用いた既存のＡＣ／ＤＣ又はＤＣ／ＡＣ変換装置の回路構成を示す。図１０は、従来の３つの補助スイッチを用いた３相２レベルＡＣ／ＤＣ又はＤＣ／ＡＣ変換装置の例（特許文献１、非特許文献１参照）を示している。
図１０において、直流電源Ｖｄｃの正、負極端間には、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列回路およびＳ３，Ｓ４の直列回路およびＳ５，Ｓ６の直列回路を並列接続した主回路１と、補助回路２が並列に接続されている。
補助回路２は、ダイオードＤ１，Ｄ２の直列回路およびＤ３，Ｄ４の直列回路およびＤ５，Ｄ６の直列回路を直流電源Ｖｄｃに並列に接続し、スイッチング素子Ｓ１およびＳ２の共通接続点Ａと直流電源Ｖｄｃの負極端間にコンデンサＣａ、リアクトルＬａおよび補助スイッチＳｘａを直列に接続し、スイッチング素子Ｓ３およびＳ４の共通接続点Ｂと直流電源Ｖｄｃの負極端間にコンデンサＣｂ、リアクトルＬｂおよび補助スイッチＳｘｂを直列に接続し、スイッチング素子Ｓ５およびＳ６の共通接続点Ｃと直流電源Ｖｄｃの負極端間にコンデンサＣｃ、リアクトルＬｃおよび補助スイッチＳｘｃを直列に接続し、リアクトルＬａおよび補助スイッチＳｘａの共通接続点ＡｘとダイオードＤ１およびＤ２の共通接続点を接続し、リアクトルＬｂおよび補助スイッチＳｘｂの共通接続点ＢｘとダイオードＤ３およびＤ４の共通接続点を接続し、リアクトルＬｃおよび補助スイッチＳｘｃの共通接続点ＣｘとダイオードＤ５およびＤ６の共通接続点を接続して構成されている。
この図１０において、主回路１のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のターンオフ時には、補助回路２側へ電流を移行させてからターンオフ制御を行うＺＣＴ（ゼロ電流移行）方法によるゼロ電流スイッチングが実行される。
図１１は、従来の６つの補助スイッチを用いた３相２レベルＡＣ／ＤＣ又はＤＣ／ＡＣ変換装置の例（非特許文献１、３参照）を示している。
図１１において、直流電源Ｅの正、負極端間には、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列回路およびＳ３，Ｓ４の直列回路およびＳ５，Ｓ６の直列回路を並列接続した主回路３と、補助回路４が並列に接続されている。
補助回路４は、直流電源Ｅの正、負極端間にコンデンサＣF1およびＣF2を直列に接続し、コンデンサＣF1およびＣF2の共通接続点とａ相出力端の間に、補助スイッチＳ７、リアクトルＬ１、Ｌ２および補助スイッチ８を直列に接続し、補助スイッチＳ７およびリアクトルＬ１の直列体にコンデンサＣ１を並列に接続し、リアクトルＬ２および補助スイッチＳ８の直列体にコンデンサＣ２を並列に接続し、コンデンサＣF1およびＣF2の共通接続点とｂ相出力端の間に、補助スイッチＳ９、リアクトルＬ３、Ｌ４および補助スイッチ１０を直列に接続し、補助スイッチＳ９およびリアクトルＬ３の直列体にコンデンサＣ３を並列に接続し、リアクトルＬ４および補助スイッチＳ１０の直列体にコンデンサＣ４を並列に接続し、コンデンサＣF1およびＣF2の共通接続点とｃ相出力端の間に、補助スイッチＳ１１、リアクトルＬ５、Ｌ６および補助スイッチ１２を直列に接続し、補助スイッチＳ１１およびリアクトルＬ５の直列体にコンデンサＣ５を並列に接続し、リアクトルＬ６および補助スイッチＳ１２の直列体にコンデンサＣ６を並列に接続して構成されている。
尚、主回路３のＤ１〜Ｄ６はスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６に各々接続されたフリーホイールダイオードである。
この図１１において、主回路３のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ６のターンオフ時には、補助回路４側へ電流を移行させてからターンオフ制御を行うＺＶＺＣＴ（ゼロ電圧ゼロ電流移行）方法によるゼロ電流スイッチングが実行される。
図１２は、従来の２つの補助スイッチを用い、ＺＶＺＣＴ方法を利用した３相２レベルＡＣ／ＤＣ又はＤＣ／ＡＣ変換装置の例（非特許文献２参照）を示している。
図１２において、直流電源ＶDCの正、負極端間には、スイッチング素子Ｓ1U，Ｓ2Uの直列回路およびＳ1V，Ｓ2Vの直列回路およびＳ1W，Ｓ2Wの直列回路を並列接続した主回路５と、補助回路６が並列に接続されている。Ｄ1U〜Ｄ1W、Ｄ2U〜Ｄ2Wは、スイッチング素子Ｓ1U〜Ｓ1W、Ｓ2U〜Ｓ2Wに各々逆並列接続されたフリーホイールダイオードである。
補助回路６は、直流電源ＶDCの正、負極端間にコンデンサＣdC1およびコンデンサＣdC2を直列に接続し、直流電源ＶDCおよびコンデンサＣdC1の共通接続点とスイッチング素子Ｓ1U〜Ｓ1Wの共通接続点の間に、補助スイッチＳcおよびフリーホイールダイオードＤcを並列接続し、コンデンサＣdc1およびＣdc2の共通接続点と補助スイッチＳcおよびスイッチング素子Ｓ1Uの共通接続点の間に、リアクトルＬr1、補助スイッチＳa1、ダイオードＤa2およびリアクトルＬr2を直列に接続し、補助スイッチＳa1にフリーホイールダイオードＤa1を逆並列接続し、リアクトルＬr1および補助スイッチＳa1の直列体にコンデンサＣr1を並列に接続し、ダイオードＤa2およびリアクトルＬr2の直列体にコンデンサＣr2を並列に接続して構成されている。
この図１２において、主回路５のスイッチング素子Ｓ1U〜Ｓ1W、Ｓ2U〜Ｓ2Wのターンオフ時には、補助回路６側へ電流を移行させてからターンオフ制御を行うＺＶＺＣＴ（ゼロ電圧ゼロ電流移行）方法によるゼロ電流スイッチングが実行される。
図１３は、従来の６つの補助スイッチを用いたＡＮＰＣ３相ＡＣ／ＤＣ又はＤＣ／ＡＣ変換装置の例（特許文献２参照）を示している。
図１３において、直流電源ＶDCの正、負極端間には、コンデンサＣ１およびＣ２が直列に接続されている。直流電源Ｖｄｃの正、負極端間には、さらに主回路として、Ａ相のスイッチング素子ＱA1〜ＱA4の直列回路と、Ｂ相のスイッチング素子ＱB1〜ＱB4の直列回路と、Ｃ相のスイッチング素子Ｑc1〜Ｑc4の直列回路とが並列に接続されている。
前記スイッチング素子ＱA1およびＱA2の共通接続点とスイッチング素子ＱA3およびＱA4の共通接続点の間にはスイッチング素子ＱA5およびＱA6が直列に接続されている。
前記スイッチング素子ＱB1およびＱB2の共通接続点とスイッチング素子ＱB3およびＱB4の共通接続点の間にはスイッチング素子ＱB5およびＱB6が直列に接続されている。
前記スイッチング素子ＱC1およびＱC2の共通接続点とスイッチング素子ＱC3およびＱC4の共通接続点の間にはスイッチング素子ＱC5およびＱC6が直列に接続されている。
前記スイッチング素子ＱA5およびＱA6の共通接続点と、スイッチング素子ＱB5およびＱB6の共通接続点と、スイッチング素子ＱC5およびＱC6の共通接続点は、コンデンサＣ１およびＣ２の共通接続点（中性点）Ｏに接続されている。
スイッチング素子ＱA2およびＱA3の共通接続点はＡ相出力端とされ、スイッチング素子ＱB2およびＱB3の共通接続点はＢ相出力端とされ、スイッチング素子ＱC2およびＱC3の共通接続点はＣ相出力端とされている。
Ａ相の補助回路７Ａとして、スイッチング素子ＱA1およびＱA2の共通接続点とスイッチング素子ＱA3およびＱA4の共通接続点の間に直列に接続した補助スイッチＱAX1およびＱAX2と、補助スイッチＱAX1およびＱAX2の共通接続点とスイッチング素子ＱA2およびＱA3の共通接続点との間に直列に接続したコンデンサＣAおよびリアクトルＬAとが設けられている。
Ｂ相の補助回路７Ｂとして、スイッチング素子ＱB1およびＱB2の共通接続点とスイッチング素子ＱB3およびＱB4の共通接続点の間に直列に接続した補助スイッチＱBX1およびＱBX2と、補助スイッチＱBX1およびＱBX2の共通接続点とスイッチング素子ＱB2およびＱB3の共通接続点との間に直列に接続したコンデンサＣBおよびリアクトルＬBとが設けられている。
Ｃ相の補助回路７Ｃとして、スイッチング素子ＱC1およびＱC2の共通接続点とスイッチング素子ＱC3およびＱC4の共通接続点の間に直列に接続した補助スイッチＱCX1およびＱCX2と、補助スイッチＱCX1およびＱCX2の共通接続点とスイッチング素子ＱC2およびＱC3の共通接続点との間に直列に接続したコンデンサＣCおよびリアクトルＬCとが設けられている。
この図１３において、主回路のスイッチング素子ＱA1〜ＱA6、ＱB1〜ＱB6、ＱC1〜ＱC6のターンオフ時には、補助回路７Ａ,７Ｂ，７Ｃ側へ電流を移行させてからターンオフ制御を行うＺＣＴ（ゼロ電流移行）方法によるゼロ電流スイッチングが実行される。
図１４は、従来のゼロ電流スイッチングを用いたグリッド接続単相インバータの例（非特許文献５参照）を示している。図１４において、ＰＶ（太陽電池）アレイ１０の正、負極端間にはコンデンサＶsが接続されている。
ＰＶアレイ１０の正極端には主回路を構成するスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の各一端が接続され、ＰＶアレイ１０の負極端には主回路を構成するスイッチング素子Ｓ３,Ｓ４の各一端が接続され、スイッチング素子Ｓ１の他端とＳ２の他端の間には、リアクトルＬfおよび交流電源回路１３が直列に接続されている。
スイッチング素子Ｓ１,Ｓ３側の補助回路１１は、スイッチング素子Ｓ１およびリアクトルＬfの共通接続点とスイッチング素子Ｓ３の他端の間に接続されたリアクトルＬr1と、スイッチング素子Ｓ１の両端間に直列に接続されたダイオードＤa1および補助スイッチＳa1と、ダイオードＤa1および補助スイッチＳa1の共通接続点とリアクトルＬr1およびスイッチング素子Ｓ３の共通接続点との間に接続されたコンデンサＣr1とを備えている。
スイッチング素子Ｓ２,Ｓ４側の補助回路１２は、スイッチング素子Ｓ２および交流電源回路１３の共通接続点とスイッチング素子Ｓ４の他端の間に接続されたリアクトルＬr２と、スイッチング素子Ｓ２の両端間に直列に接続されたダイオードＤa２および補助スイッチＳa２と、ダイオードＤa２および補助スイッチＳa２の共通接続点とリアクトルＬr２およびスイッチング素子Ｓ４の共通接続点との間に接続されたコンデンサＣr２とを備えている。
この図１４において、主回路のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４のターンオフ時には、補助回路１１，１２側へ電流を移行させてからターンオフ制御を行うＺＣＴ（ゼロ電流移行）方法によるゼロ電流スイッチングが実行される。
ＵＳ Ｐａｔｅｎｔ，ＵＳ６３３７８０１Ｂ２号公告公報（２００２年１月８日公開） Ｃｈｉｎａ Ｐａｔｅｎｔ，ＣＮ１０１６４０４９７Ａ号公開公報（２０１０年２月３日公開）
Ｙｏｎｇ Ｌｉ，"Ｕｎｉｆｉｅｄ Ｚｅｒｏ−Ｃｕｒｒｅｎｔ−Ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ Ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ−Ｐｏｗｅｒ Ｔｈｒｅｅ−Ｐｈａｓｅ ＰＷＭ Ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ"，Ｐｈ．Ｄ ｔｈｅｓｉｓ，２００２ Ｅｉｊｉ Ｈｉｒａｋｉ，Ｔｏｓｈｉｈｉｋｏ Ｔａｎａｋａ，Ｍｕｔｓｕｏ Ｎａｋａｏｋａ，"Ｚｅｒｏ−Ｖｏｌｔａｇｅ ａｎｄ Ｚｅｒｏ−Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｓｏｆｔ−Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ＰＷＭ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ"，ＥＰＥ ２００５，ＩＳＢＮ：９０−７５８１５−０８−５ Ｃ．Ｍ．Ｏ．Ｓｔｅｉｎ，Ｈ．Ａ．Ｇｒｕｎｄｌｉｎｇ，Ｊ．Ｒ．Ｐｉｎｈｅｉｒｏ ａｎｄ Ｈ．Ｌ．Ｈｅｙ，"Ｚｅｒｏ−Ｃｕｒｒｅｎｔ ａｎｄ Ｚｅｒｏ−Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｏｆｔ−Ｔｒａｎｓｉｔｉｏｎ Ｃｏｍｍｕｔａｔｉｏｎ Ｃｅｌｌ ｆｏｒ ＰＷＭ Ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ"，ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，Ｖｏｌ．１９，ＮＯ．２，ｐｐ．３９６−４０３，Ｍａｒｃｈ ２００４． Ｍ．Ｌ．Ｍａｒｔｉｎｓ，Ｊ．Ｌ．Ｒｕｓｓｉ ａｎｄ Ｈ．Ｌ．Ｈｅｙ，"Ｌｏｗ Ｒｅａｃｔｉｖｅ Ｅｎｅｒｇｙ ＺＣＺＶＴＰＷＭ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：Ｓｙｎｔｈｅｓｉｓ，Ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ Ｃｏｍｐａｒｉｓｏｎ"，０−７８０３−９０３３−４／０５ ２００５ ＩＥＥＥ Ｈａｎｇ−Ｓｅｏｋ Ｃｈｏｉ，Ｙ．Ｊ．Ｃｈｏ，Ｊ．Ｄ．Ｋｉｍ ａｎｄ Ｂ．Ｈ．Ｃｈｏ，"Ｇｒｉｄ−Ｃｏｎｎｅｃｔｅｄ Ｐｈｏｔｏｖｏｌｔａｉｃ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ Ｚｅｒｏ−Ｃｕｒｒｅｎｔ−Ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ"，ｆｒｏｍ ｉｎｔｅｒｎｅｔ："ｈｔｔｐ：／／ｐｅａｒｌｘ．ｓｎｕ．ａｃ．ｋｒ／Ｐｕｂｌｉｃａｔｉｏｎ／ＩＣＰＥ０１０１．ｐｄｆ"
前記図１０〜図１２に示すＺＣＴ技術を利用した電力変換装置は２レベル変換器であり、一方、図１３、図１４の電力変換装置は３レベル変換器である。３レベル変換器は２レベル変換器に比べて、出力する電圧や電流の高調波歪を抑制でき、変換器と負荷との間に出力フィルタを設ける場合、その出力フィルタを小型にできる等の利点を有する。
しかしながら図１３の３レベル変換器や図１１の２レベル変換器では、６つの補助スイッチが必要である。すなわち、図１３の３相３レベル変換器では２４個のスイッチング素子、図１１の３相２レベル変換器では１２個のスイッチング素子が必要である。この必要とするスイッチング素子数が多いことが変換器のコストと小型化の面で問題であった。
また、図１２の回路の直流側では、補助スイッチが２つだけ使用されているとはいえ、新たに加えたバイパス用のスイッチＳｃおよびフリーホイールダイオードＤｃの導通損の増加分が、他のスイッチング素子のゼロ電流スイッチングによってもたらされる変換器全体の損失低減効果を薄めている。
また、用途が単相のみに限定されている、図１４に示す回路構成では、特別なＰＷＭ方式により制御を行う必要がある。
本発明は上記課題を解決するものであり、その目的は、ゼロ電流スイッチングを実現するうえで必要なスイッチング素子の個数を低減して装置全体の電力損失を低減し、装置の小型化および低コスト化を図ったゼロ電流スイッチング電力変換装置を提供することにある。
上記課題を解決するための請求項１に記載のゼロ電流スイッチング電力変換装置は、第１および第２の直流電源の直列回路と第１および第２のスイッチング素子の直列回路とを並列接続し、前記第１および第２の直流電源の共通接続点と第１および第２のスイッチング素子の共通接続点との間に、互いに逆の耐圧方向に制御できる双方向スイッチング手段を接続し、前記第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に、コンデンサおよびリアクトルを直列接続して成る共振回路の一端を接続し、前記共振回路の他端と前記第１および第２の直流電源の共通接続点との間に第３のスイッチング素子を接続し、前記第３のスイッチング素子および共振回路の共通接続点と前記第１の直流電源および第１のスイッチング素子の共通接続点との間にクランプダイオードを接続して構成されている。
請求項２に記載のゼロ電流スイッチング電力変換装置は、第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、コンデンサおよびリアクトルを直列接続した回路であって、一端が前記第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に接続された共振回路と、前記共振回路の他端に一端が接続された第３のスイッチング素子と、前記共振回路および第３のスイッチング素子の共通接続点に一端が接続されたクランプダイオードと、前記第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に一端が接続された、互いに逆の耐圧方向に制御できる双方向スイッチング手段とを有した電力変換器を３相分設け、前記各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の直列回路を、第１および第２の直流電源の直列回路に各々並列に接続し、前記各相の電力変換器の双方向スイッチング手段の他端および第３のスイッチング素子の他端を前記第１および第２の直流電源の共通接続点に各々接続し、前記各相の電力変換器のクランプダイオードの他端を前記第１の直流電源の正極端に各々接続し、前記各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を各相の出力端としたことを特徴としている。
請求項３に記載のゼロ電流スイッチング電力変換装置は、第３の直流電源と、前記直流電源の正、負極端間に直列接続される第４および第５のスイッチング素子の直列回路を３相分設けた電力変換部とを有した主変換器と、第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の直列回路と、前記直列回路に並列接続された第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、前記第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点と第１および第２のスイッチング素子の共通接続点との間に接続され、互いに逆の耐圧方向に制御できる双方向スイッチング手段と、コンデンサおよびリアクトルを直列接続した回路であって、一端が前記第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に接続された共振回路と、前記共振回路の他端と前記第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点との間に接続された第３のスイッチング素子と、前記共振回路および第３のスイッチング素子の共通接続点と前記第１のＤＣキャパシタ又は直流電源および第１のスイッチング素子の共通接続点との間に接続されたクランプダイオードとを有した電力変換器を３相分設けて構成した補助変換器とを備え、前記補助変換器の電力変換器は、各相毎に１個設けるか、又は各相毎にＮ個（Ｎは２以上の整数）の多重段数設け、前記補助変換器の電力変換器を各相毎に１個設けた場合は、当該電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点を、前記主変換器の各相の第４および第５のスイッチング素子の共通接続点に各々接続し、前記補助変換器の電力変換器を各相毎にＮ個設けた場合は、初段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点を、前記主変換器の各相の第４および第５のスイッチング素子の共通接続点に各々接続し、初段の各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を次段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点に各々接続し、次段の各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を次々段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点へとＮ個分順次接続して構成したことを特徴としている。
請求項４に記載のゼロ電流スイッチング電力変換装置は、第３の直流電源と、前記直流電源の正、負極端間に直列に接続された第１および第２のコンデンサと、前記直流電源の正、負極端間に第４および第５のスイッチング素子を直列に接続し、第４および第５のスイッチング素子の共通接続点と前記第１および第２のコンデンサの共通接続点の間に、互いに逆の耐圧方向に制御できる第１の双方向スイッチング手段を接続して成る電力変換器を３相分設けた電力変換部とを有した主変換器と、第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の直列回路と、前記直列回路に並列接続された第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、前記第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点と第１および第２のスイッチング素子の共通接続点との間に接続され、互いに逆の耐圧方向に制御できる第２の双方向スイッチング手段と、コンデンサおよびリアクトルを直列接続した回路であって、一端が前記第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に接続された共振回路と、前記共振回路の他端と前記第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点との間に接続された第３のスイッチング素子と、前記共振回路および第３のスイッチング素子の共通接続点と前記第１のＤＣキャパシタ又は直流電源および第１のスイッチング素子の共通接続点との間に接続されたクランプダイオードとを有した電力変換器を３相分設けて構成した補助変換器とを備え、前記補助変換器の電力変換器は、各相毎に１個設けるか、又は各相毎にＮ個（Ｎは２以上の整数）の多重段数設け、前記補助変換器の電力変換器を各相毎に１個設けた場合は、当該電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点を、前記主変換器の各相の第４および第５のスイッチング素子の共通接続点に各々接続し、前記補助変換器の電力変換器を各相毎にＮ個設けた場合は、初段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点を、前記主変換器の各相の第４および第５のスイッチング素子の共通接続点に各々接続し、初段の各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を次段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点に各々接続し、次段の各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を次々段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点へとＮ個分順次接続して構成したことを特徴としている。
請求項５に記載のゼロ電流スイッチング電力変換装置は、主変換器として設けられた、請求項２に記載のゼロ電流スイッチング電力変換装置と、請求項３に記載の補助変換器とを備え、前記補助変換器の電力変換器は、各相毎に１個設けるか、又は各相毎にＮ個（Ｎは２以上の整数）の多重段数設け、前記補助変換器の電力変換器を各相毎に１個設けた場合は、当該電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点を、前記主変換器の電力変換器の各相の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に各々接続し、前記補助変換器の電力変換器を各相毎にＮ個設けた場合は、初段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点を、前記主変換器の各相の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に各々接続し、初段の各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を次段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点に各々接続し、次段の各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を次々段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点へとＮ個分順次接続して構成したことを特徴としている。
上記構成によれば、第１および第２のスイッチング素子のスイッチング時に、共振回路、第３のスイッチング素子およびクランプダイオードにより形成されるゼロ電流移行回路側に電流を流すことができるため、スイッチング素子のターンオフ損失およびターンオン損失を低減することができる。
これによって、ゼロ電流スイッチングを実現するうえで必要なスイッチング素子の個数を低減して装置全体の電力損失を低減し、装置の小型化および低コスト化を図ることができる。
（１）請求項１〜５に記載の発明によれば、ゼロ電流スイッチングを実現するうえで必要なスイッチング素子の個数を低減して装置全体の電力損失を低減し、装置の小型化および低コスト化を図ることができる。
（２）請求項１に記載の発明によれば、電力損失を低減し、小型化および低コスト化を図った３レベル電力変換器を得ることができる。
（３）請求項２に記載の発明によれば、電力損失を低減し、小型化および低コスト化を図った３相３レベル電力変換装置を得ることができる。
（４）請求項３に記載の発明によれば、電力損失を低減し、小型化および低コスト化を図った、３相で５レベル以上の多レベルの電力変換装置を得ることができる。
（５）請求項４、５に記載の発明によれば、電力損失を低減し、小型化および低コスト化を図った、３相で７レベル以上の多レベルの電力変換装置を得ることができる。
本発明の実施形態例による３レベル電力変換器の回路構成図。 本発明の実施例１による３相３レベル電力変換装置の回路図。 本発明の実施例２による３相５レベル電力変換装置の回路図。 本発明の実施例２の変形例によるハイブリッドマルチレベル電力変換装置の回路図。 本発明の実施例３による３相７レベル電力変換装置の回路図。 本発明の実施例４による３相７レベル電力変換装置の回路図。 図１の回路の動作を説明するための電圧、電流波形図。 図１の回路の動作時の電流経路を説明するための電圧、電流波形図。 本発明の実施形態例によるＺＣＴ制御方法を説明する電圧、電流波形図。 従来の３相２レベル電力変換回路の一例を示す回路図。 従来の３相２レベル電力変換回路の他の例を示す回路図。 従来の３相２レベル電力変換回路の他の例を示す回路図。形図。 従来のＡＮＰＣ３相３レベル電力変換回路の一例を示す回路図。 従来のグリッド接続単相インバータの一例を示す回路図。
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。まず、本発明をＴ型３レベル電力変換回路に適用した基本回路構成を図１に示す。
図１のＴ型３レベル変換器は、直流電源２１，２２（第１および第２の直流電源）の直列回路とスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２（第１および第２のスイッチング素子）の直列回路を並列接続し、前記直流電源２１，２２の共通接続点(中性点ＮＰ；ｎｅｕｔｒａｌ ｐｏｉｎｔ）とスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点との間に、互いに逆の方向に制御できるスイッチング素子Ｓ２１，Ｓ２２を逆方向に直列接続して構成されている。
尚、スイッチング素子Ｓ２１、Ｓ２２の直列回路は、互いに逆の耐圧方向に制御できる双方向スイッチング手段の一例として構成されるものである。これに限らない構成でもよい。他の構成の一例が、スイッチング素子Ｓ２１とＳ２２を逆並列接続する構成である。
スイッチング素子Ｓ１およびＳ２の共通接続点（ＯＵＴ端子）には、コンデンサＣおよびリアクトルＬを直列接続して成る共振回路２５の一端が接続されている。尚共振回路２５のコンデンサＣおよびリアクトルＬの接続順は逆であってもよい。
共振回路２５の他端（この例ではリアクトルＬ）と直流電源２１および２２の共通接続点（ＮＰ端子）との間にはＺＣＴ制御用のスイッチング素子Ｓａ（第３のスイッチング素子）が接続されている。
スイッチング素子Ｓａと共振回路２５の共通接続点には電圧クランピング用のクランプダイオードＤａのアノードが接続され、クランプダイオードＤａのカソードは直流電源２１の正極端（直流電源２１およびスイッチング素子Ｓ１の共通接続点）に接続されている。
前記共振回路２５、スイッチング素子ＳａおよびクランプダイオードＤａは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓａのスイッチング時に負荷電流を移行させてゼロ電流スイッチングを実現する、本発明のゼロ電流移行（ＺＣＴ）回路を形成している。
図１の構成によって、３レベルの相電圧を出力する電力変換器が得られる。
図１の回路において、ＮＰ端子を基準点とし、ＯＵＴ端子とＮＰ端子間の電圧をＶｏとする。直流電源２１，２２の電源電圧を各々Ｅ／２とすると、スイッチング素子Ｓ１がＯＮ時にＶｏ＝Ｅ／２、スイッチング素子Ｓ２１とスイッチング素子Ｓ２２がＯＮ時にＶｏ＝０、スイッチング素子Ｓ２がＯＮ時にＶｏ＝−Ｅ／２、となるので、３レベルの電圧を出力できる。また、ＯＵＴ端子から出力される電流をＩｏとする。その極性は、図１の矢印の向きを正とする。
上記構成においては、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ２１，Ｓ２２のスイッチング時に、後述するＺＣＴ制御方法によりスイッチング素子ＳａをＯＮ／ＯＦＦ制御することにより、負荷電流をゼロ電流移行回路側に移行させてゼロ電流スイッチングが実行される。
尚、本発明の実施形態例における各スイッチング素子は、例えばＩＧＢＴによって構成されるものである。
図２は本実施例１による３相３レベル電力変換装置を示し、図１の電力変換器を３相分設けて構成されている。
図２において、図１と同一部分は同一符号をもって示している。図２において、直流電源２１および２２の直列回路には、図１のように主回路のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ２１，Ｓ２２と、共振回路２５、スイッチング素子ＳａおよびクランプダイオードＤａから成るゼロ電流移行回路とを備えて構成された電力変換器３０が３相分（３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗ）各々並列に接続されている。
すなわち、３相の電力変換器３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗの各相の、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の直列回路を直流電源２１，２２の直列回路に各々並列に接続し、スイッチング素子Ｓ２１およびＳａの共通接続点を直流電源２１，２２の共通接続点（ＮＰ）に各々接続し、クランプダイオードＤａのカソードを直流電源２１の正極端に各々接続し、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点を各相の出力端Ｕ，Ｖ，Ｗとしている。
上記構成において、各相の電力変換器３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗの、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ２１，Ｓ２２のスイッチング時に、後述するＺＣＴ制御方法によりスイッチング素子ＳａをＯＮ／ＯＦＦ制御することにより、負荷電流をゼロ電流移行回路側に移行させてゼロ電流スイッチングが実行される。
図２の回路によれば、中性点ＮＰと各相の出力端Ｕ，Ｖ，Ｗの間に、図１の場合と同様にＥ／２，０，−Ｅ／２の３レベルの電圧を各々出力することができる。
図３は本実施例２による３相５レベル電力変換装置（５レベルハイブリッドインバータ）を示し、３相２レベルの主変換器４０と、ＺＣＴ制御が実施されるＴ型３レベル電力変換器を３相分設けた補助変換器５０とを備えて構成されている。
図３において図１と同一部分は同一符号をもって示している。
主変換器４０の直流電源２３（第３の直流電源）の正、負極端間には、第１および第２のコンデンサＣ１，Ｃ２が直列に接続されている。直流電源２３の正、負極端間にはさらに、スイッチング素子Ｓ４Ｕ，Ｓ５Ｕの直列回路と、スイッチング素子Ｓ４Ｖ，Ｓ５Ｖの直列回路と、スイッチング素子Ｓ４Ｗ，Ｓ５Ｗの直列回路とが並列に接続されている。
前記第１および第２のコンデンサＣ１およびＣ２の共通接続点を中性点ＮＰとしている。
補助変換器５０は、図１の電力変換器の直流電源２１，２２の直列回路を第１および第２のＤＣキャパシタＣａ１，Ｃａ２の直列回路に置換えて構成した電力変換器を３相分（５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗ）備えており、主変換器４０にカスケード接続されている。
すなわち、補助変換器５０のＵ相の電力変換器５０ＵのＤＣキャパシタＣａ１，Ｃａ２の共通接続点を主変換器４０のスイッチング素子Ｓ４Ｕ，Ｓ５Ｕの共通接続点に接続し、Ｖ相の電力変換器５０ＶのＤＣキャパシタＣａ１，Ｃａ２の共通接続点を主変換器４０のスイッチング素子Ｓ４Ｖ，Ｓ５Ｖの共通接続点に接続し、Ｗ相の電力変換器５０ＷのＤＣキャパシタＣａ１，Ｃａ２の共通接続点を主変換器４０のスイッチング素子Ｓ４Ｗ，Ｓ５Ｗの共通接続点に接続して構成されている。
補助変換器５０の電力変換器５０Ｕのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点をＵ相出力端ａとし、電力変換器５０Ｖのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点をＶ相出力端ｂとし、電力変換器５０Ｗのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点をＷ相出力端ｃとしている。
上記のように構成された装置において、コンデンサＣ１，Ｃ２，ＤＣキャパシタＣａ１，Ｃａ２は各々Ｖｄｃ／２に制御される。
主変換器４０は、２レベル出力電圧−Ｖｄｃ／２、＋Ｖｄｃ／２を生成し、一方、補助変換器５０は、３レベル出力電圧−Ｖｄｃ／２、０、＋Ｖｄｃ／２を生成する。従って、変換器全体の出力電圧は、主および補助変換器両方の出力の統合となり、中性点ＮＰを基準に、Ｖｄｃ、Ｖｄｃ／２、０、−Ｖｄｃ／２、−Ｖｄｃの５レベルの電圧となる。
図３の装置では、補助変換器５０だけが高スイッチング周波数で動作し、一方、主変換器４０は、出力電圧の周波数と同じ周波数で動作するので、補助変換器５０のスイッチング電力損を低減するためにスイッチング回数の多い補助変換器５０にのみＺＣＴ制御方法を適用する。
すなわち、各相の電力変換器５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２，Ｓ２１，Ｓ２２のスイッチング時に、後述するＺＣＴ制御方法によりスイッチング素子Ｓａを制御することにより、負荷電流をゼロ電流移行回路側に移行させてゼロ電流スイッチングが実行される。
尚、前記補助変換器５０の各相の電力変換器５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗは、各々図１の３レベル電力変換器を用いてもよい。すなわち、図３のＤＣキャパシタＣａ１，Ｃａ２の代わりに図１の直流電源２１，２２を用いて構成してもよい。
また、補助変換器５０における各相の電力変換器５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗの直列数をＮ直列（Ｎ≧２）とすることで、変換器全体の出力電圧のレベル数を５レベルからさらに上げる３相直流交流変換器を実現できる。その構成を図４に示す。
図４は本実施例による多レベルハイブリッドインバータを示し、主変換器４０にカスケード接続される補助変換器６０を、図１の回路構成の３レベル電力変換器を各相毎にＮ段多重に接続する構成とした。
すなわち、主変換器４０は図３と同一に構成し、主変換器４０のＵ相出力端であるスイッチング素子Ｓ４Ｕ，Ｓ５Ｕの共通接続点には、図１の３レベル電力変換器と同一に構成された３レベル電力変換器６０Ｕ1〜６０Ｕnが順次直列に接続されている。
主変換器４０のＶ相出力端であるスイッチング素子Ｓ４Ｖ，Ｓ５Ｖの共通接続点には、図１の３レベル電力変換器と同一に構成された３レベル電力変換器６０Ｖ1〜６０Ｖnが順次直列に接続されている。
主変換器４０のＷ相出力端であるスイッチング素子Ｓ４Ｗ，Ｓ５Ｗの共通接続点には、図１の３レベル電力変換器と同一に構成された３レベル電力変換器６０Ｗ1〜６０Ｗnが順次直列に接続されている。
図４における、前記補助変換器６０の３レベル電力変換器のＮ段多重の具体的接続状態は次のとおりである。
すなわち、Ｕ相側であれば、初段の３レベル電力変換器６０Ｕ1の直流電源２１，２２の共通接続点を、主変換器４０のスイッチング素子Ｓ４Ｕ，Ｓ５Ｕの共通接続点に接続し、初段の３レベル電力変換器６０Ｕ1のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点を次段の３レベル電力変換器６０Ｕ2の直流電源２１，２２の共通接続点に接続し、次段の３レベル電力変換器６０Ｕ2のスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点を次々段の３レベル電力変換器６０Ｕ3の直流電源２１，２２の共通接続点へとＮ個分順次接続し、最終段の３レベル電力変換器の６０Ｕnのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点をＵ相（ａ相）出力端としている。
Ｖ相の３レベル電力変換器６０Ｖ1〜６０Ｖn、Ｗ相の３レベル電力変換器６０Ｗ1〜６０Ｗnも同様に接続されている。
上記のように構成された多レベルハイブリッドインバータの各スイッチング素子をＯＮ／ＯＦＦ制御することにより、中性点ＮＰを基準として、５レベルよりも多レベルの電圧を出力することができる。
例として、直列数Ｎ＝２の構成のレベル数を説明する。ａ相（Ｕ相）について、主変換器４０側の３レベル電力変換器６０Ｕ1の直流電源２１と２２の電圧を共にＶｄｃ／２に制御し、ａ端子側の３レベル電力変換器６０Ｕ2の直流電源２１と２２の電圧を共にＶｄｃ／２に制御すると、ａ端子とＮＰ端子間の電圧レベルは、各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作によって、３Ｖｄｃ／２，Ｖｄｃ，Ｖｄｃ／２，０，−Ｖｄｃ／２，−Ｖｄｃ，−３Ｖｄｃ／２の７レベルとなる。他のｂ相（Ｖ相）、ｃ相（Ｗ相）も同様となる。
尚、補助変換器６０の各相の３レベル電力変換器６０Ｕ1〜６０Ｕn、６０Ｖ1〜６０Ｖn、６０Ｗ1〜６０Ｗnは、図１の回路構成に代えて、図３の電力変換器５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗ（ＤＣキャパシタＣａ１，Ｃａ２を用いる回路）を用いて構成してもよい。
図５は本実施例３による３相７レベル電力変換装置（３相７レベルハイブリッド変換器）を示し、Ｔ型３レベル電力変換器を３相分設けた主変換器７０と、ＺＣＴ制御が実施されるＴ型３レベル電力変換器を３相分設けた補助変換器８０とを備えて構成されている。
図５において図３と同一部分は同一符号をもって示している。
主変換器７０の直流電源２３（第３の直流電源）の正、負極端間には、第１および第２のコンデンサＣ１，Ｃ２が直列に接続されている。直流電源２３の正、負極端間にはさらに、スイッチング素子Ｓ４Ｕ，Ｓ５Ｕの直列回路と、スイッチング素子Ｓ４Ｖ，Ｓ５Ｖの直列回路と、スイッチング素子Ｓ４Ｗ，Ｓ５Ｗの直列回路とが並列に接続されている。
前記第１および第２のコンデンサＣ１およびＣ２の共通接続点を中性点ＮＰとしている。
前記中性点ＮＰとスイッチング素子Ｓ４ＵおよびＳ５Ｕの共通接続点との間には、互いに逆の方向に制御できるスイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２が逆方向に直列接続されている。
このスイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２の直列回路は、互いに逆の耐圧方向に制御できる双方向スイッチング手段の一例として構成されるものである。これに限らない構成でもよい。他の構成の一例が、スイッチング素子Ｓ１１とＳ１２を逆並列接続する構成である。
前記中性点ＮＰとスイッチング素子Ｓ４ＶおよびＳ５Ｖの共通接続点との間、前記中性点ＮＰとスイッチング素子Ｓ４ＷおよびＳ５Ｗの共通接続点との間にも、同様に互いに逆の方向に制御できるスイッチング素子Ｓ１１，Ｓ１２が逆方向に各々直列接続されている。
前記スイッチング素子Ｓ４Ｕ，Ｓ５Ｕ，Ｓ１１，Ｓ１２によってＵ相の電力変換器７０Ｕを構成し、スイッチング素子Ｓ４Ｖ，Ｓ５Ｖ，Ｓ１１，Ｓ１２によってＶ相の電力変換器７０Ｖを構成し、スイッチング素子Ｓ４Ｗ，Ｓ５Ｗ，Ｓ１１，Ｓ１２によってＷ相の電力変換器７０Ｗを構成している。尚、主変換器７０のコンデンサＣ１，Ｃ２は各々Ｖｄｃ／２に制御される。
補助変換器８０は、図３の補助変換器５０の各電力変換器５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗと同様に構成された電力変換器８０Ｕ，８０Ｖ，８０Ｗを備えているが、各電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタＣａ１，Ｃａ２の電圧はＶｄｃ／４に各々制御されるものである。
そして、各電力変換器８０Ｕ，８０Ｖ，８０ＷのＤＣキャパシタＣａ１，Ｃａ２の共通接続点は、主変換器７０の電力変換器７０Ｕ，７０Ｖ，７０Ｗの各スイッチング素子Ｓ４，Ｓ５の共通接続点に各々接続されている。
この実施例３では、主および補助変換器両方が、Ｔ型３レベル回路構成であるが、異なる電圧レベルを有しており、例えば、３レベルの電圧は、主変換器７０からは、ｖｄｃ／２、０、−ｖｄｃ／２であり、補助変換器８０からは、ｖｄｃ／４、０、−ｖｄｃ／４である。これによって、変換器全体の出力電圧は、中性点ＮＰを基準に、３ｖｄｃ／４、ｖｄｃ／２、ｖｄｃ／４、０、−ｖｄｃ／４、−ｖｄｃ／２、−３ｖｄｃ／４の７レベルの電圧となる。
実施例２と同様に、補助変換器８０が高スイッチング周波数で動作する際に、スイッチング電力損を低減するために補助変換器８０にのみＺＣＴ制御方法を適用する。
尚、前記補助変換器８０の各相の電力変換器８０Ｕ，８０Ｖ，８０ＷのＤＣキャパシタＣａ１，Ｃａ２の代わりに、図１の直流電源２１，２２を用いて構成してもよい。
また、３相各相の補助変換器８０の直列数をＮ直列（Ｎ≧２）とすることで、変換器全体の出力電圧のレベル数を７レベルからさらに上げる３相直流交流変換器を実現できる。
すなわち、主変換器７０のＵ相出力端であるスイッチング素子Ｓ４Ｕ，Ｓ５Ｕの共通接続点に補助変換器８０の電力変換器８０Ｕを図４と同様にＮ個直列に接続し、Ｖ相出力端であるスイッチング素子Ｓ４Ｖ，Ｓ５Ｖの共通接続点に補助変換器８０の電力変換器８０Ｖを図４と同様にＮ個直列に接続し、Ｗ相出力端であるスイッチング素子Ｓ４Ｗ，Ｓ５Ｗの共通接続点に補助変換器８０の電力変換器８０Ｗを図４と同様にＮ個直列に接続して構成するものである。
例として、直列数Ｎ＝２の構成のレベル数を説明する。すべての補助変換器８０のＤＣキャパシタＣａ１とＣａ２の電圧を共にＶｄｃ／４に制御すると、３相変換器の各相の出力端子（ａ，ｂ，ｃ）と中性点ＮＰ端子間の電圧レベルは、各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ動作によって、Ｖｄｃ，３Ｖｄｃ／４，Ｖｄｃ／２，Ｖｄｃ／４，０，−Ｖｄｃ／４，−Ｖｄｃ／２，−３Ｖｄｃ／４，−Ｖｄｃの９レベルとなる。
図６は本実施例４による３相７レベル電力変換装置を示し、図２の３相３レベル電力変換器と同様に構成された主変換器９０と、図５と同一の補助変換器８０とを備えている。
主変換器９０は、直流電源２１，２２と、図２の電力変換器３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗと同様であり且つ各スイッチング素子Ｓ２１，Ｓ２２を、同様の動作を行うスイッチング素子Ｓ３１，Ｓ３２に置換えて構成した電力変換器９０Ｕ，９０Ｖ，９０Ｗとを備えている。
主変換器９０の、各相の電力変換器９０Ｕ，９０Ｖ，９０Ｗのスイッチング素子Ｓ１およびＳ２の共通接続点は、補助変換器８０の各相の電力変換器８０Ｕ，８０Ｖ，８０ＷのＤＣキャパシタＣａ１およびＣａ２の共通接続点に各々接続されている。
主変換器９０の直流電源２１，２２はＶｄｃ／２に制御し、補助変換器８０のＤＣキャパシタＣａ１，Ｃａ２はＶｄｃ／４に制御する。
この実施例４では、主および補助変換器両方が、Ｔ型３レベル回路構成であるが、異なる電圧レベルを有しており、例えば、３レベルの電圧は、主変換器９０からは、ｖｄｃ／２、０、−ｖｄｃ／２であり、補助変換器８０からは、ｖｄｃ／４、０、−ｖｄｃ／４である。これによって、変換器全体の出力電圧は、中性点ＮＰを基準に、３ｖｄｃ／４、ｖｄｃ／２、ｖｄｃ／４、０、−ｖｄｃ／４、−ｖｄｃ／２、−３ｖｄｃ／４の７レベルの電圧となる。
尚、前記補助変換器８０の各相の電力変換器８０Ｕ，８０Ｖ，８０ＷのＤＣキャパシタＣａ１，Ｃａ２の代わりに、図１の直流電源２１，２２を用いて構成してもよい。
また、３相各相の補助電力変換器８０の直列数をＮ直列（Ｎ≧２）とすることで、変換器全体の出力電圧のレベル数を７レベルからさらに上げる３相直流交流変換器を実現できる。
すなわち、主変換器９０の電力変換器９０Ｕのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点に補助変換器８０の電力変換器８０Ｕを図４と同様にＮ個直列に接続し、電力変換器９０Ｖのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点に補助変換器８０の電力変換器８０Ｖを図４と同様にＮ個直列に接続し、電力変換器９０Ｗのスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２の共通接続点に補助変換器８０の電力変換器８０Ｗを図４と同様にＮ個直列に接続して構成するものである。
このように補助変換器８０の直列数をＮ直列とした場合のレベル数は実施例３と同様の関係となる。
尚、実施例２、３、４における主変換器の構成は、図３、図５、図６の主変換器４０、７０、９０に示す３相変換器以外の他の３相直流交流変換器を用いてもよい。
＜本実施形態例の動作・作用＞
次に本実施形態例の動作および作用を説明する。ここでは、実施例１〜４の回路に共通して用いられているゼロ電流移行回路（共振回路２５、スイッチング素子Ｓａ、クランプダイオードＤａ）を有した図１の電力変換器を中心に説明する。
図１の回路の動作時の、負荷電圧および負荷電流の方向に基づいて定義した４つのゾーン（Ｚｏｎｅ１〜４）における電圧、電流波形を図７に示す。
・ゾーン１： 電圧が正サイクルにあり、電流が負サイクルにある。
・ゾーン２： 電圧が正サイクルにあり、電流が正サイクルにある。
・ゾーン３： 電圧が負サイクルにあり、電流が正サイクルにある。
・ゾーン４： 電圧が負サイクルにあり、電流が負サイクルにある。
尚、ここでの負荷電圧は、図１のＶｏ、すなわちＯＵＴ−ＮＰ端子間電圧に相当する。図１のＶｏは３レベルのパルス状の波形であるが、図７では各ゾーンの説明を分かりやすくするために、正弦波状に変形している。また、ここでの負荷電流は図１のＩｏ、すなわちＯＵＴ端子から出力される電流に相当する。
図１の回路がＴ型３レベル動作原理に従って図７のゾーン４で動作するときの電流経路を図８に示し、ＺＣＴ制御方法による各スイッチング素子の制御指令と電圧、電流波形を図９に示す。
図８は図１の回路を示し、負荷電流Ｉｏの経路が図示破線の矢印のように、スイッチング素子Ｓ２とスイッチング素子Ｓ２２の両方に分岐している状態を表している。
図９において、Ｃ２はスイッチング素子Ｓ２の制御指令、Ｃａはスイッチング素子Ｓａの制御指令、Ｃ２２はスイッチング素子Ｓ２２の制御指令を各々示している。
Ｉｓ２はスイッチング素子Ｓ２（素子内のＩＧＢＴ部とフリーホイールダイオード部の両方を含む）に流れる電流、Ｉｓ２２はスイッチング素子Ｓ２２（素子内のＩＧＢＴ部とフリーホイール部の両方を含む）に流れる電流、ｉａは共振回路２５に流れる共振電流、ＩｄａはクランプダイオードＤａに流れる電流、ＶＬはリアクトルＬの印加電圧、ＶＣはコンデンサＣの印加電圧を各々示している。各電流の極性は図８の破線の矢印の向きを正とする。ＶＬ，ＶＣの極性は図８の向きを正とする。
このゾーン４の期間では、負荷電圧Ｖｏ≦０、負荷電流Ｉｏ≦０の領域であるため、スイッチング素子Ｓ１の制御指令（Ｃ１）は常時ＯＦＦ指令とし、また、スイッチング素子Ｓ２１の制御指令（Ｃ２１）は常時ＯＮ指令とする。
まず時刻ｔ０ではスイッチング素子Ｓ２の制御指令Ｃ２はＯＮ信号であり、スイッチング素子Ｓ２２の制御指令Ｃ２２はＯＦＦ信号である。時刻ｔ０において、スイッチング素子Ｓ２がターンオフされる前に、スイッチング素子ＳａへのＯＮ制御指令が供給される（ＣａがＯＮとなる）。ＶＣ≦０であるため、共振電流ｉａが増加し始め、Ｉｓ２が減少し始める（尚、負荷電流の１周期と比較して図９のｔ０〜ｔ８の期間は極めて短いため、負荷電流Ｉｏは、図９の期間では定電流と見なす）。
時刻ｔ０〜ｔ１期間中で且つＩｓ２＜０の期間中に制御指令Ｃ２をＯＮ指令→ＯＦＦ指令に変える。
時刻ｔ１において、ｉａ＝Ｉｏ、Ｉｓ２＝０となる。負荷電流の通流はＺＣＴ移行回路側に移行するので、スイッチング素子Ｓ２は、この時、ゼロ電流状態でターンオフされる。
時刻ｔ１〜ｔ２の間、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ２２はオフにされ、負荷電流は、コンデンサＣを充電してＶＣを上昇させる。
時刻ｔ２において、ＶＣ＝Ｖｄ（Ｖｄは、スイッチング素子Ｓ２２のフリーホイールダイオードの導通時のオン電圧である）となり、スイッチング素子Ｓ２２のフリーホイールダイオードに電流が流れる。ＬＣ共振回路の特性により、ＶＣは増加し、共振電流ｉａは減少し、やがてｉａ＝０となる。
時刻ｔ２〜ｔ３の期間中で且つｉａ＜０の期間中に制御指令ＣａをＯＮ指令→ＯＦＦ指令に変え、またＣａのＯＦＦ後に制御指令Ｃ２２をＯＦＦ指令→ＯＮ指令に変える。
時刻ｔ３において、ｉａ＝０となり、スイッチング素子Ｓａはゼロ電流状態でターンオフされ、また、｜Ｉｓ２２｜＝｜Ｉｏ｜となり、電流Ｉｏはスイッチング素子Ｓ２２側へ通流経路が移行する。
同様の状態がＶＣの電圧が低く、スイッチング素子Ｓ２２のフリーホイールダイオードが導通しない時刻ｔ４〜ｔ８の期間で生じる。
時刻ｔ４では、制御指令Ｃ２とＣ２２はＯＦＦ指令であり、ＣａがＯＦＦ指令→ＯＮ指令に切り替わる。
時刻ｔ５において、Ｉｓ２２＝０、ｉａ＝Ｉｏとなるため、スイッチング素子Ｓ２２はゼロ電流状態でオフされ、一方、時刻ｔ６〜ｔ７期間中で且つｉａ＜０期間中に制御指令ＣａがＯＮ指令→ＯＦＦ指令に変更されるため、時刻ｔ７においてスイッチング素子Ｓａもオフされる。
このため、ＺＣＴ移行回路側のコンデンサＣおよびスイッチング素子Ｓａに電圧が印加されるが、しかし、例えば、時刻ｔ７においてＶｃ＜−Ｅとなろうとしても、クランプダイオードＤａが導通して電圧はＶｃ＞−Ｅにクランピングされる。それによって、コンデンサＣおよびスイッチング素子Ｓａの印加電圧を一定範囲内に抑制する。
同じ動作原理によって、ＺＣＴ移行回路側のスイッチング素子Ｓａが制御されると、他のゾーン（ゾーン１〜３）においてもゼロ電流ターンオフが実現可能である。従って、全てのスイッチング素子をゼロ電流スイッチオフとすることができる。
また、負荷電流Ｉｏは、主スイッチング素子Ｓ２，Ｓ２２のＯＮ時には、ＺＣＴ移行回路側にも流れるため緩やかに増加させることができ、これによってターンオン損失も低減される。
すなわち、正弦負荷電流Ｉｏは、主スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ期間にＺＣＴ移行回路側へ流れ、ＺＣＴ移行回路のリアクトルＬは、急な電流変化を制限し、ターンオンをするスイッチング素子の電流は、ゼロから緩やかに増加する。図９の例では、スイッチング素子Ｓ２の制御指令Ｃ２がローからハイに変化する時刻ｔ６において、スイッチング素子Ｓ２の電流Ｉｓ２がゼロから緩やかに増加することが示されている。
＜本実施形態例の効果と従来の回路との比較＞
（１）補助構成要素の低減
図１３に示す３相３レベルＡＮＰＣ変換器において提案されている既存のゼロ電流スイッチング方法に比較すると、本実施形態例では、図２に示すように３相３レベルシステムのために３つの補助スイッチ（スイッチング素子Ｓａ）しか必要としない。
従来方式の図１３の３相３レベル変換器では２４個のスイッチング素子が必要であるが、本発明の図２の３相３レベル変換器では１５個のスイッチング素子でよい。このようにスイッチング素子数の低減は、それを駆動するためのゲートドライブ回路数の低減にもつながるため、変換器全体の小型化と低コストにおいて大きな効果がある。
（２）損失の低減
本発明は、前述したとおり、
ａ．補助スイッチ（スイッチング素子Ｓａ）を含むすべてのスイッチング素子を、ゼロ電流ターンオフとすることができ、
ｂ．急激な電流上昇を抑制してターンオン損失を低減することができる
という動作・作用を有するため、ゼロ電流スイッチングを行わない変換器に対しては、図１３、図１４と同様にスイッチング損失を低減できる効果を有する。
また、スイッチング素子の導通数について、図１３と図２の回路を比較する。図１３では、例えばａ相にＶｄｃ／２を出力するときはＱA1とＱA2の２つのスイッチング素子を常時導通している。
一方、図２では、例えばＵ相にＥ／２を出力するときは、常時導通するのは１個のスイッチング素子Ｓ１のみである。この導通スイッチング素子数の関係は、図１３において−Ｖｄｃ／２（図２では−Ｅ／２）を出力する場合も同様である。
したがって、本発明の図２の回路は従来の図１３の回路と比べて、Ｅ／２又は−Ｅ／２を出力するときのスイッチング素子の導通損失を低減させることができる。力率が高い負荷の場合は、出力がＥ／２又は−Ｅ／２のときに負荷電流Ｉｏの瞬時値の絶対値が大きくなる傾向があるため、１スイッチング素子あたりの導通損失は大きくなる。したがって導通スイッチング素子数の少ない図２の構成は、変換器全体の導通損失の低減に大きな効果をもたらす。さらにこのことは、変換器全体の損失の低減（各スイッチング素子の導通損失とスイッチング損失の総和）、ひいては変換器の効率向上に寄与する。
尚、２レベル変換器ではあるが従来の図１２の回路も、Ｕ相にＶｄｃ／２を出力する時に、Ｓｃ（又はＤｃ）とＳ１ｕ（又はＤ１ｕ）の２つのスイッチング素子の導通を必要とする。
（３）主スイッチング素子用の特別なＰＷＭスイッチングパターンを必要としない。
図１４に示す単相３レベルインバータのために提案されている既存のゼロ電流スイッチング方法と比較すると、本発明のＺＣＴ制御方法を実施する際は、主スイッチング素子（図１ではＳ１，Ｓ２，Ｓ２１，Ｓ２２）のＰＷＭスイッチングパターンは、ＬＣ共振回路２５やスイッチング素子Ｓａ、クランプダイオードＤａを具備しない従来のＴ型回路構成インバータのＰＷＭスイッチングパターンをそのまま適用できる。そのため、制御構成は複雑でない。
従って、本発明のＺＣＴ制御方法は、高効率の３レベルセルとしてＴ型回路構成を用いて作動でき、単相または３相システムにおいて適用される任意の他のカスケードマルチレベル変換器において容易に実施されることができる。この点が、特別なＰＷＭ方式により制御を行う必要がある図１４に示す回路構成と比べて優位な点である。
上述した（１）〜（３）の全ての効果を有する本発明は、複雑な制御方法を用いることなく、小型・低コストで且つ損失の低い３レベルのＺＣＴ３相電力変換装置を実現できる。
また、図３、図５のように補助変換器に図１の回路を適用することにより、出力相電圧レベルが５レベル以上の電力変換器にも応用できる。
２１、２２、２３…直流電源
２５…共振回路
３０Ｕ，３０Ｖ，３０Ｗ，５０Ｕ，５０Ｖ，５０Ｗ，６０Ｕ1〜６０Ｕn，６０Ｖ1〜６０Ｖn，６０Ｗ1〜６０Ｗn，７０Ｕ，７０Ｖ，７０Ｗ，８０Ｕ，８０Ｖ，８０Ｗ，９０Ｕ，９０Ｖ，９０Ｗ…電力変換器
４０，７０，９０…主変換器
５０，６０，８０…補助変換器
Ｃ，Ｃ１，Ｃ２…コンデンサ
Ｃａ１，Ｃａ２…ＤＣキャパシタ
Ｄａ…クランプダイオード
Ｌ…リアクトル
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ４Ｕ〜Ｓ４Ｗ，Ｓ５Ｕ〜Ｓ５Ｗ，Ｓ１１，Ｓ１２，Ｓ２１，Ｓ２２，Ｓ３１，Ｓ３２，Ｓａ…スイッチング素子

Claims (5)

  1. 第１および第２の直流電源の直列回路と第１および第２のスイッチング素子の直列回路とを並列接続し、
    前記第１および第２の直流電源の共通接続点と第１および第２のスイッチング素子の共通接続点との間に、互いに逆の耐圧方向に制御できる双方向スイッチング手段を接続し、
    前記第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に、コンデンサおよびリアクトルを直列接続して成る共振回路の一端を接続し、
    前記共振回路の他端と前記第１および第２の直流電源の共通接続点との間に第３のスイッチング素子を接続し、
    前記第３のスイッチング素子および共振回路の共通接続点と前記第１の直流電源および第１のスイッチング素子の共通接続点との間にクランプダイオードを接続して構成されたゼロ電流スイッチング電力変換装置。
  2. 第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、コンデンサおよびリアクトルを直列接続した回路であって、一端が前記第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に接続された共振回路と、前記共振回路の他端に一端が接続された第３のスイッチング素子と、前記共振回路および第３のスイッチング素子の共通接続点に一端が接続されたクランプダイオードと、前記第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に一端が接続された、互いに逆の耐圧方向に制御できる双方向スイッチング手段とを有した電力変換器を３相分設け、
    前記各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の直列回路を、第１および第２の直流電源の直列回路に各々並列に接続し、
    前記各相の電力変換器の双方向スイッチング手段の他端および第３のスイッチング素子の他端を前記第１および第２の直流電源の共通接続点に各々接続し、
    前記各相の電力変換器のクランプダイオードの他端を前記第１の直流電源の正極端に各々接続し、
    前記各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を各相の出力端としたことを特徴とするゼロ電流スイッチング電力変換装置。
  3. 第３の直流電源と、前記直流電源の正、負極端間に直列接続される第４および第５のスイッチング素子の直列回路を３相分設けた電力変換部とを有した主変換器と、
    第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の直列回路と、前記直列回路に並列接続された第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、前記第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点と第１および第２のスイッチング素子の共通接続点との間に接続され、互いに逆の耐圧方向に制御できる双方向スイッチング手段と、コンデンサおよびリアクトルを直列接続した回路であって、一端が前記第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に接続された共振回路と、前記共振回路の他端と前記第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点との間に接続された第３のスイッチング素子と、前記共振回路および第３のスイッチング素子の共通接続点と前記第１のＤＣキャパシタ又は直流電源および第１のスイッチング素子の共通接続点との間に接続されたクランプダイオードとを有した電力変換器を３相分設けて構成した補助変換器とを備え、
    前記補助変換器の電力変換器は、各相毎に１個設けるか、又は各相毎にＮ個（Ｎは２以上の整数）の多重段数設け、
    前記補助変換器の電力変換器を各相毎に１個設けた場合は、当該電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点を、前記主変換器の各相の第４および第５のスイッチング素子の共通接続点に各々接続し、
    前記補助変換器の電力変換器を各相毎にＮ個設けた場合は、初段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点を、前記主変換器の各相の第４および第５のスイッチング素子の共通接続点に各々接続し、初段の各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を次段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点に各々接続し、次段の各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を次々段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点へとＮ個分順次接続して構成したことを特徴とするゼロ電流スイッチング電力変換装置。
  4. 第３の直流電源と、前記直流電源の正、負極端間に直列に接続された第１および第２のコンデンサと、前記直流電源の正、負極端間に第４および第５のスイッチング素子を直列に接続し、第４および第５のスイッチング素子の共通接続点と前記第１および第２のコンデンサの共通接続点の間に、互いに逆の耐圧方向に制御できる第１の双方向スイッチング手段を接続して成る電力変換器を３相分設けた電力変換部とを有した主変換器と、
    第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の直列回路と、前記直列回路に並列接続された第１および第２のスイッチング素子の直列回路と、前記第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点と第１および第２のスイッチング素子の共通接続点との間に接続され、互いに逆の耐圧方向に制御できる第２の双方向スイッチング手段と、コンデンサおよびリアクトルを直列接続した回路であって、一端が前記第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に接続された共振回路と、前記共振回路の他端と前記第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点との間に接続された第３のスイッチング素子と、前記共振回路および第３のスイッチング素子の共通接続点と前記第１のＤＣキャパシタ又は直流電源および第１のスイッチング素子の共通接続点との間に接続されたクランプダイオードとを有した電力変換器を３相分設けて構成した補助変換器とを備え、
    前記補助変換器の電力変換器は、各相毎に１個設けるか、又は各相毎にＮ個（Ｎは２以上の整数）の多重段数設け、
    前記補助変換器の電力変換器を各相毎に１個設けた場合は、当該電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点を、前記主変換器の各相の第４および第５のスイッチング素子の共通接続点に各々接続し、
    前記補助変換器の電力変換器を各相毎にＮ個設けた場合は、初段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点を、前記主変換器の各相の第４および第５のスイッチング素子の共通接続点に各々接続し、初段の各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を次段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点に各々接続し、次段の各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を次々段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点へとＮ個分順次接続して構成したことを特徴とするゼロ電流スイッチング電力変換装置。
  5. 主変換器として設けられた、請求項２に記載のゼロ電流スイッチング電力変換装置と、
    請求項３に記載の補助変換器とを備え、
    前記補助変換器の電力変換器は、各相毎に１個設けるか、又は各相毎にＮ個（Ｎは２以上の整数）の多重段数設け、
    前記補助変換器の電力変換器を各相毎に１個設けた場合は、当該電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点を、前記主変換器の電力変換器の各相の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に各々接続し、
    前記補助変換器の電力変換器を各相毎にＮ個設けた場合は、初段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点を、前記主変換器の各相の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点に各々接続し、初段の各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を次段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点に各々接続し、次段の各相の電力変換器の第１および第２のスイッチング素子の共通接続点を次々段の各相の電力変換器の第１および第２のＤＣキャパシタ又は直流電源の共通接続点へとＮ個分順次接続して構成したことを特徴とするゼロ電流スイッチング電力変換装置。
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