JP2020530756A - 変換回路、制御方法、及び電源デバイス - Google Patents

変換回路、制御方法、及び電源デバイス Download PDF

Info

Publication number
JP2020530756A
JP2020530756A JP2020507639A JP2020507639A JP2020530756A JP 2020530756 A JP2020530756 A JP 2020530756A JP 2020507639 A JP2020507639 A JP 2020507639A JP 2020507639 A JP2020507639 A JP 2020507639A JP 2020530756 A JP2020530756 A JP 2020530756A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
switch
control module
unit
switch unit
voltage
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2020507639A
Other languages
English (en)
Other versions
JP6919061B2 (ja
Inventor
ワン，ジャオホォイ
シ，レイ
フゥ，ディアンボ
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Huawei Technologies Co Ltd
Original Assignee
Huawei Technologies Co Ltd
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Huawei Technologies Co Ltd filed Critical Huawei Technologies Co Ltd
Publication of JP2020530756A publication Critical patent/JP2020530756A/ja
Application granted granted Critical
Publication of JP6919061B2 publication Critical patent/JP6919061B2/ja
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/38—Arrangements for parallely feeding a single network by two or more generators, converters or transformers
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J3/00—Circuit arrangements for ac mains or ac distribution networks
    • H02J3/38—Arrangements for parallely feeding a single network by two or more generators, converters or transformers
    • H02J3/381—Dispersed generators
    • H02J3/383—
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/08—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters
    • H02M1/083—Circuits specially adapted for the generation of control voltages for semiconductor devices incorporated in static converters for the ignition at the zero crossing of the voltage or the current
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4837—Flying capacitor converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/487—Neutral point clamped inverters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/53—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M7/537—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters
    • H02M7/5387—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J2300/00—Systems for supplying or distributing electric power characterised by decentralized, dispersed, or local generation
    • H02J2300/20—The dispersed energy generation being of renewable origin
    • H02J2300/22—The renewable source being solar energy
    • H02J2300/24—The renewable source being solar energy of photovoltaic origin
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J9/00—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting
    • H02J9/04—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source
    • H02J9/06—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source with automatic change-over, e.g. UPS systems
    • H02J9/062—Circuit arrangements for emergency or stand-by power supply, e.g. for emergency lighting in which the distribution system is disconnected from the normal source and connected to a standby source with automatic change-over, e.g. UPS systems for AC powered loads
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0095—Hybrid converter topologies, e.g. NPC mixed with flying capacitor, thyristor converter mixed with MMC or charge pump mixed with buck

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本願は、変換回路、制御方法、及び電源デバイスを開示し、回路は、入力端子と、出力端子と、制御モジュールと、半導体スイッチングデバイスによって形成される第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットとを含み、入力端子は、正の直流バス端子及び負の直流バス端子を含み、出力端子は交流出力端を含み、第１スイッチユニットは、フライングクランピングキャパシタと、第１スイッチ、第２スイッチ、第３スイッチ、及び第４スイッチを直列に接続することによって形成される第１コンバータブリッジアームとを含み、第２スイッチユニットは、第５スイッチ及び第６スイッチを含む第２コンバータブリッジアームを含み、第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットの出力端は、交流出力端へ接続され、第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットは制御モジュールへ接続され、制御モジュールの制御下で切り替わり、それにより、変換回路が直流電圧と交流電圧との間で変換を行って、必要とされる交流電圧を出力するようにする。

Description

本願は、「CONVERSION CIRCUIT, CONTROL METHOD, AND POWER SUPPLY DEVICE」と題されて、２０１７年８月１１日付けで中国特許庁に出願された中国特許出願第２０１７１０６８６０２１．７号の優先権を主張する。なお、先の中国特許出願は、その全文を参照により本願に援用される。
本願は、光発電技術の分野に、特に、変換回路、制御方法、及び電源デバイスに関係がある。
光発電システムでは、コアデバイスとしてのインバータが直接に、光発電装置のシステムアーキテクチャ及び信頼できる動作を決定する。高効率インバータは、光発電システムの電気エネルギ生成を増大させ、コンバータの重さ及びサイズを低減し、設置及びメンテナンスを容易にし、製品コスト性能を改善し且つ製品市場競争力を強化することができる。光起電力インバータのコア部分として、インバータ回路は、インバータの全体性能に対して決定的な効果を有している。
高効率電気エネルギ変換を実装するために、深い調査及び研究が、産業及び学界においてインバータ回路に対して行われている。現在、一般的に使用されているインバータ回路には主に、２レベルインバータ回路及び３レベルインバータ回路がある。図１に示されるように、図１ａは、従来のブリッジ型２レベルインバータ回路を示し、図１ｂは、ダイオード中性点クランプ式（neutral point clamped，ＮＰＣ）３レベルインバータ回路を示す。
従来の２レベルインバータ回路及びＮＰＣ３レベルインバータ回路は、異なった損失特性を有している。２つの回路の総損失が互いに近いとき、２レベルインバータ回路は、３レベルインバータ回路よりも導電損失が低く、一方で、ＮＰＣ３レベルインバータ回路は、２レベルインバータ回路よりもスイッチング損失が低い。これは、３レベルインバータ回路では、低電圧半導体スイッチングデバイスが使用され得、低電圧デバイスは優れたスイッチング特性及び低いスイッチング損失を有しているからである。しかし、こうしたデバイスは、２レベル回路の電圧グレードに届くよう直列に接続される必要があり、こうしたデバイスの直列接続は、比較的に高い順方向の導通電圧降下を引き起こす。図２に示される曲線は、デバイスの順方向電流が同じであるときに、１２００Ｖ ＩＧＢＴの導通電圧降下（Ｖ１）が、直列接続された２つの６５０Ｖ ＩＧＢＴの導通電圧降下（Ｖ２）よりも明らかに低いことを示す。従って、２レベル回路の方が、より低い導電損失を達成することができる。
結論として、２レベルインバータ回路は低い導電損失を有し、一方、マルチレベルインバータ回路は低いスイッチング損失を有する。従って、コンバータの損失を更に減らし、コンバータの電力密度及び製品競争力を高めるために、２つのタイプのインバータ回路の利点が、コンバータ性能を改善するようにインバータにおいて包括的に使用され得る。
しかし、２レベルインバータ回路をＮＰＣ３レベルインバータ回路と組み合わせることによって得られる回路では、半導体デバイスの数量が多く、整流ループが複雑であり、電力回路レイアウトが影響を及ぼされる。その上、組み合わされた回路のトポロジでは、直流バス電圧を分割して中点電圧を生成するために、大容量のキャパシタが使用される必要がある。しかし、深刻な電圧変動が中点電圧で起こり、その電圧変動は、バスキャパシタの電流リップルの振幅値の増大をもたらして、バスキャパシタを発熱させ、キャパシタの耐用年数を短縮し、コンバータの長期にわたる信頼できる働きに影響を及ぼす。
本願は、混合型３レベルインバータ回路トポロジに属する変換回路を提供する。これに基づき、本願は更に、コンバータの損失を低減し且つコンバータ性能を改善するために、回路を適合させる制御方法を提供する。
第１の態様に従って、本願は、変換回路であって、当該回路は、入力端子と、出力端子と、制御モジュールと、半導体スイッチングデバイスによって形成される第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットとを含み、前記入力端子は、正の直流バス端子及び負の直流バス端子を含み、前記出力端子は、交流出力端を含み、前記第１スイッチユニットは、フライングクランピングキャパシタと、第１スイッチ、第２スイッチ、第３スイッチ、及び第４スイッチを直列に接続することによって形成される第１コンバータブリッジアームとを含み、該第１コンバータブリッジアームの２つの端部は夫々、前記正の直流バス端子及び前記負の直流バス端子へ接続され、前記フライングクランピングキャパシタの第１端は、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの間の直列接続点へ接続され、前記フライングクランピングキャパシタの第２端は、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの間の直列接続点へ接続され、前記第２スイッチと前記第３スイッチとの間の直列接続点は、前記第１スイッチユニットの出力端を形成し、前記フライングクランピングキャパシタは、前記スイッチデバイスの過電圧損傷を回避するように、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチの電圧クランピングを実施するよう構成され、前記第２スイッチユニットは、第５スイッチ及び第６スイッチを含む第２コンバータブリッジアームを含み、該第２コンバータブリッジアームの２つの端部は夫々、前記正の直流バス端子及び前記負の直流バス端子へ接続され、前記第５スイッチと前記第６スイッチとの間の直列接続点は、前記交流出力端へ接続され、前記出力端を有している前記第１スイッチユニット及び前記第２スイッチユニットは、前記制御モジュールへ接続され、該制御モジュールの制御下で、当該変換回路が直流電圧と交流電圧との間で変換を行うように切り替わる、前記変換回路を提供する。
第１の態様を参照して、第１の態様の実施において、当該回路は、前記第１スイッチユニット及び前記第２スイッチユニットの前記出力端の電圧のリップルを除去するよう構成されるフィルタリングモジュールを更に含み、該フィルタリングモジュールの一端は、前記第１スイッチユニット及び前記第２スイッチユニットの前記出力端へ接続され、前記フィルタリングモジュールの他端は、前記交流出力端へ接続される。任意に、前記フィルタリングモジュールは、インダクタのようなフィルタ回路を含む。
第１の態様を参照して、第１の態様の他の実施において、前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ、前記第４スイッチ、前記第５スイッチ、及び前記第６スイッチは夫々が、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴデバイスのような半導体スイッチングデバイスを含み、前記ＩＧＢＴは、アンチパラレルダイオードを含む。
第１の態様を参照して、第１の態様の更なる他の実施において、前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ、及び前記第４スイッチは夫々が、ＩＧＢＴ及びアンチパラレルダイオードを含み、前記第５スイッチ及び前記第６スイッチは夫々が、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴのような半導体スイッチングデバイスを含む。
第１の態様を参照して、第１の態様の更なる他の実施において、当該回路は、単相回路、三相回路、又は多相回路の一部であってよい。
第１の態様を参照して、第１の態様の更なる他の実施において、当該回路は、整流回路又はインバータ回路の一部である。
第１の態様を参照して、第１の態様の更なる他の実施において、前記フライングクランピングキャパシタの定常状態電圧は通常、直流バス電圧の１／２、すなわち、Ｖｂｕｓ／２に制御され、駆動ロジックに基づき、直流バス中点Ｍに対する前記第１スイッチユニット及び前記第２スイッチユニットの前記出力端ＯＵＴの出力レベルは、＋Ｖｂｕｓ／２、０、及び−Ｖｂｕｓ／２である。
第２の態様に従って、本願は、第１の態様で記載される変換回路を制御するために使用される制御方法であって、前記変換回路は、入力端子と、出力端子と、制御モジュールと、半導体スイッチングデバイスによって形成される第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットとを含み、前記入力端子は、正の直流バス端子及び負の直流バス端子を含み、前記出力端子は、交流出力端を含み、前記第１スイッチユニットは、フライングクランピングキャパシタと、第１スイッチ、第２スイッチ、第３スイッチ、及び第４スイッチを直列に接続することによって形成される第１コンバータブリッジアームとを含み、該第１コンバータブリッジアームの２つの端部は夫々、前記正の直流バス端子及び前記の負直流バス端子へ接続され、前記フライングクランピングキャパシタの第１端は、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの間の直列接続点へ接続され、前記フライングクランピングキャパシタの第２端は、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの間の直列接続点へ接続され、前記第２スイッチと前記第３スイッチとの間の直列接続点は、前記第１スイッチユニットの出力端を形成し、前記第２スイッチユニットは、第５スイッチ及び第６スイッチを含む第２コンバータブリッジアームを含み、該第２コンバータブリッジアームの２つの端部は夫々、前記正の直流バス端子及び前記負の直流バス端子へ接続され、前記第５スイッチと前記第６スイッチとの間の直列接続点は、前記第２スイッチユニットの出力端へ接続され、前記制御モジュールは、前記第１スイッチユニット及び前記第２スイッチユニットへ接続され、直流電圧と交流電圧との間の電力変換を実施するように前記スイッチユニット内の各スイッチデバイスのスイッチオン又はスイッチオフを制御するよう構成される、前記回路制御方法において、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチが両方ともオンである時間内に、前記制御モジュールによって、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチのパスの導通電圧降下を小さくするように、少なくともある期間オンであるよう前記第５スイッチを制御することと、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチが両方ともオンである時間内に、前記制御モジュールによって、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチのパスの導通電圧降下を小さくするように、少なくともある期間オンであるよう前記第６スイッチを制御することとを含む前記制御方法を更に提供する。
本態様で提供される制御方法では、第５スイッチのオン状態電圧降下は、第１スイッチ及び第２スイッチが直列接続された後に得られる電圧降下よりも低く、第６スイッチのオン状態電圧降下は、第３スイッチ及び第４スイッチが直列接続された後に得られる電圧降下よりも低いので、第５スイッチ及び第６スイッチのスイッチオンは、電流フローループでの導通電圧降下の低減をもたらし、それによってコンバータの導電損失を減らし得る。
第２の態様を参照して、第２の態様の実施において、前記第１スイッチユニット内の前記４つのスイッチの夫々のスイッチング周波数は高周波であり、前記第１スイッチ及び前記第４スイッチは相補的なスイッチであり、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチは相補的なスイッチであり、前記第１スイッチユニット内の前記４つのスイッチのスイッチングサイクルは同じであり、前記第５スイッチ及び前記第６スイッチは相補的なスイッチである。
第２態様を参照して、第２の態様の他の実施において、前記第１スイッチユニット内の前記第１スイッチ及び前記第２スイッチは、１８０°の位相シフトでオン／オフを切り替えられ、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチは、１８０°の位相シフトでオン／オフを切り替えられる。
第２の態様を参照して、第２の態様の更なる他の実施において、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチが両方ともオンである時間内に、前記制御モジュールによって、少なくともある期間オンであるよう前記第５スイッチを制御することは、前記第１スイッチがオフであり且つ前記第２スイッチがオンである場合に、前記第１スイッチがオンされるとき、前記制御モジュールによって、前記第５スイッチがスイッチングオン損失を有さないように、前記第５スイッチのゼロ電圧スイッチオンを実施するために、前記第１スイッチのスイッチオン時から時間インターバルＴｄ１後にオンされるよう前記第５スイッチを制御することと、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチが両方ともオンである場合に、前記第２スイッチがオフされるとき、前記制御モジュールによって、前記第５スイッチがスイッチングオフ損失を有さないように、前記第５スイッチのゼロ電圧スイッチオフを実施し且つスイッチングオフ整流を実施するために使用される前記第２スイッチのスイッチオフ時より時間インターバルＴｄ２前にオフされるよう前記第５スイッチを制御することと、前記第１スイッチがオンであり且つ前記第２スイッチがオフである場合に、前記第２スイッチがオンされるとき、前記制御モジュールによって、前記第５スイッチがスイッチオン損失を有さないように、前記第５スイッチのゼロ電圧スイッチオンを実施し且つスイッチングオン整流を実施するために使用される前記第２スイッチのスイッチオン時から時間インターバルＴｄ３後にオンされるよう前記第５スイッチを制御することと、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチが両方ともオンである場合に、前記第１スイッチがオフされるとき、前記制御モジュールによって、前記第５スイッチがスイッチングオフ損失を有さないように、前記第５スイッチのゼロ電圧スイッチオフを実施し且つスイッチングオフ整流を実施するために使用される前記第１スイッチのスイッチオフ時より時間インターバルＴｄ４前にオフされるよう前記第５スイッチを制御することとを含む。
第２の態様を参照して、第２の態様の更なる他の実施において、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチが両方ともオンである時間内に、前記制御モジュールによって、少なくともある期間オンであるよう前記第６スイッチを制御することは、前記第３スイッチがオンであり且つ前記第４スイッチがオフである場合に、前記第４スイッチがオンされるとき、前記制御モジュールによって、前記第６スイッチがスイッチングオン損失を有さないように、前記第６スイッチのゼロ電圧スイッチオンを実施し且つスイッチングオン整流を実施するために使用される前記第４スイッチのスイッチオン時から時間インターバルＴｄ５後にオンされるよう前記第６スイッチを制御することと、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチが両方ともオンである場合に、前記第３スイッチがオフされるとき、前記制御モジュールによって、前記第６スイッチがスイッチングオフ損失を有さないように、前記第６スイッチのゼロ電圧スイッチオフを実施且つスイッチングオフ整流を実施するために使用される前記第３スイッチのスイッチオフ時より時間インターバルＴｄ６前にオフされるよう前記第６スイッチを制御することと、前記第３スイッチがオフであり且つ前記第４スイッチがオンである場合に、前記第３スイッチがオンされるとき、前記制御モジュールによって、前記第６スイッチがスイッチングオン損失を有さないように、前記第６スイッチのゼロ電圧スイッチオンを実施し且つスイッチングオン整流を実施するために使用される前記第３スイッチのスイッチオン時から時間インターバルＴｄ７後にオンされるよう前記第６スイッチを制御することと、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチが両方ともオンである場合に、前記第４スイッチがオフされるとき、前記制御モジュールによって、前記第６スイッチがスイッチングオフ損失を有さないように、前記第６スイッチのゼロ電圧スイッチオフを実施し且つスイッチングオフ整流を実施するために使用される前記第４スイッチのスイッチオフ時より時間インターバルＴｄ８前にオフされるよう前記第６スイッチを制御することとを含む。
第２の態様を参照して、第２の態様の更なる他の実施において、当該方法は、前記制御モジュールによって、前記第１スイッチユニット及び前記第２スイッチユニット内の前記スイッチデバイスのスイッチング特性に基づき前記時間インターバルを決定することを更に含み、前記時間インターバルは、０ｎｓから１０μｓの間である。
第２の態様を参照して、第２の態様の他の実施において、当該方法は、前記制御モジュールによって、もっぱら前記時間インターバルを設定することを更に含み、前記時間インターバルは、０ｎｓから１０μｓの間である。
第２の態様を参照して、第２の態様の他の実施において、前記回路は、フィルタリングモジュールを更に有し、該フィルタリングモジュールの一端は、前記第１スイッチユニット及び前記第２スイッチユニットの前記出力端へ接続され、前記フィルタリングモジュールの他端は、前記交流出力端へ接続され、前記フィルタリングモジュールは、前記スイッチネットワークの前記出力端の電圧のリップルを除去するよう構成される。
第３の態様に従って、本願は、第１の態様で記載される変換回路を含み、直流電圧と交流電圧との間の電力変換を実装するよう構成される電源デバイスを更に提供する。更に、当該電源デバイスは、コンバータ、例えば、ＡＣ／ＤＣコンバータ及びＤＣ／ＡＣコンバータを含む。
第３の態様を参照して、第３の態様の実施において、当該デバイスは、プロセッサ及びメモリを含み、前記プロセッサは、直流電圧と交流電圧との電力変換を実装して、必要とされる交流電圧を出力するように、前記変換回路内の各スイッチデバイスのスイッチオン又はスイッチオフを制御するよう構成される。前記メモリは、プログラムを記憶してよく、該プログラムは、本願の第２の態様の様々な実施における回路制御方法を実行するために使用される。
第４の態様に従って、本願は、光発電システムであって、当該システムは、光起電力電池、光起電力インバータ、及び交流電力グリッドを含み、前記光起電力インバータは、入力端、出力端、及び上記の第１の態様又は第１の態様の様々な実施で記載される変換回路を含み、前記光起電力インバータの前記入力端は、前記光起電力電池へ接続され、前記光起電力インバータの前記出力端は、前記交流電力グリッドへ接続され、前記変換回路は、前記光起電力インバータの前記入力端及び前記出力端での電圧を変換するよう構成される、前記光発電システムを更に提供する。任意に、前記光起電力インバータは、上記の第３の態様で記載される電源デバイスである。
混合型ＮＰＣ３レベルインバータ回路又は混合型ＡＮＰＣ３レベルインバータ回路と比較して、本願で提供される変換回路は、いくつかのダイオードを置換するために、フライングキャパシタ３レベル回路を使用することによって、直流と交流との間の電気エネルギ変換を実装する。これは、半導体の数量を減らし且つ回路構造を簡単にして、電力モジュールレイアウトを容易にする。その上、フライングキャパシタの使用により、直流バスは、中点電圧を生成する電圧分割のために大容量キャパシタを使用する必要がなく、従って、中電電圧変動の問題は存在せず、直流バスキャパシタ構造は簡単にされ、バスキャパシタは省かれる。
本願で提供される回路制御方法では、第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットの各スイッチは、前もって設定されたスイッチオン／オフ時間シーケンスに従って第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットの出力端が正の直流バス端子及び負の直流バス端子へ交互に接続されるように、オン又はオフされるよう制御され、第１スイッチユニット内の４つのスイッチのスイッチオン又はスイッチオフを通じて整流が実装され、第２スイッチユニット内の第５スイッチ及び第６スイッチのスイッチオンは、電流フローループの導通電圧降下の低減をもたらし、それによってコンバータの導電損失を減らす。
従来のブリッジ型２レベルインバータ回路の略構造図である。 ダイオード中性点クランプ式３レベルインバータ回路の略構造図である。 直列接続されたＩＧＢＴ及び高電圧ＩＧＢＴの順方向オン状態電圧降下の比較の概略図である。 本願に従うＵＰＳ電源システムにおけるコンバータの適用シナリオの概略図である。 本願に従う系統連系型光発電システムにおけるコンバータの適用シナリオの概略図である。 混合型ＮＰＣ３レベルインバータ回路のトポロジ図である。 本願に従う変換回路の略構造図である。 本願に従う他の変換回路の略構造図である。 本願に従う更なる他の変換回路の略構造図である。 本願に従って基準電位を仮想化するために直列接続されたキャパシタを直流バスが使用している回路のトポロジ図である。 本願に従って直流バスが単一キャパシタを使用している回路のトポロジ図である。 本願に従う変換回路内のスイッチデバイスの駆動ロジックの時間シーケンス図である。 本願に従う他の変換回路の略構造図である。 本願に従う変換回路に基づく三相インバータの略構造図である。
当業者に本発明の実施形態における技術的解決法についてより良く理解してもらい、且つ、本発明の実施形態の目的、特徴、及び利点をより明らかにするために、以下は、添付の図面を参照して詳細に本発明の実施形態の技術的解決法について更に記載する。
本発明は、交流（alternating current，ＡＣ）と直流（direct current，ＤＣ）との間の高効率電気エネルギ変換を実装することを目的としている。本発明の実施形態の技術的解決法が記載される前に、本発明の実施形態の適用シナリオが最初に、添付の図面を参照して記載される。一般的な適用シナリオは、無停電電源（uninterruptible power supply，ＵＰＳ）、光発電、などである。図３は、ＵＰＳ電源システムにおけるコンバータの適用の概略図である。通常の場合に、電力は、幹線給電を通じて負荷へ直接供給され、工業周波数交流幹線給電は、ＡＣ／ＤＣコンバータを介して交流から直流に変換可能であり、バッテリは、ＤＣ／ＤＣコンバータを介して充電され、幹線給電に不具合が起こる場合には、負荷へ電力を供給するために、バッテリ内の直流が、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びＤＣ／ＡＣコンバータを介して交流変換される。図４は、系統連系型光発電システムを示す。光起電力パネルによって出力された直流は、光起電力パネルの系統連系型発電を実装するために、ＤＣ／ＡＣコンバータを介して交流に変換される。
コンバータの損失を更に低減し、コンバータの電力密度及び製品競争力を高めるために、２レベルインバータ回路及びＮＰＣ３レベルインバータ回路の利点が、コンバータ性能を改善するようにインバータにおいて包括的に使用され得る。
図５は、混合型ＮＰＣ３レベルインバータ回路のトポロジ図である。回路のトポロジ内のスイッチネットワークは２つの部分を含み、左半分がＮＰＣ３レベルインバータ回路であり、右半分が２レベルインバータ回路である。回路のトポロジにおいて、従来の２レベルインバータ回路の低い導電損失特性及びＮＰＣ３レベルインバータ回路の低いスイッチング損失特性は、コンバータの全体の損失を減らし且つコンバータ性能を改善するために、包括的に使用され得る。
図６ａ乃至図６ｃは、本発明のこの実施例に従う変換回路の略構造である。回路は、入力端子と、出力端子と、制御モジュールと、半導体スイッチングデバイスによって形成されるスイッチネットワークとを含む。スイッチネットワークは、第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットを含む。
図６ｂ又は図６ｃに示されるように、入力端子は、正の直流バス端子及び負の直流バス端子を含み、出力端子は、交流出力端を含み、第１スイッチユニットは、第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２、第３スイッチＳ３、第４スイッチＳ４、及びフライングクランピングキャパシタＣｃを含み、更には、第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２、第３スイッチＳ３、第４スイッチＳ４は、第１コンバータブリッジアームを形成するように直列接続され、第１コンバータブリッジアームの２つの端部は夫々、正の直流バス端子Ｐ及び負の直流バス端子Ｎへ接続され、フライングクランピングキャパシタＣｃの第１端は、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２との間の直列接続点ＳＰへ接続され、フライングクランピングキャパシタＣｃの第２端は、第３スイッチＳ３と第４スイッチＳ４との間の直列接続点ＳＮへ接続され、第２スイッチＳ２と第３スイッチＳ３との間の直列接続点は、第１スイッチユニットの出力端を形成する。
具体的に、第１スイッチＳ１の第１端は正の直流バス端子Ｐへ接続され、第１スイッチＳ１の他端は第２スイッチＳ２へ接続され、接合点はＳＰである。第２スイッチＳ２の他端は第３スイッチＳ３へ接続され、接合点はスイッチネットワークの出力端ＯＵＴである。第３スイッチＳ３の他端は第４スイッチＳ４へ接続され、接合点はＳＮである。第４スイッチＳ４の他端は負の直流バス端子Ｎへ接続され、フライングクランピングキャパシタＣｃの第１端はＳＰへ接続され、フライングクランピングキャパシタＣｃの他端はＳＮへ接続される。このようにして、スイッチデバイスＳ２及びＳ３の電圧クランピングが実装される。フライングクランピングキャパシタＣｃは、スイッチデバイスＳ２及びＳ３の電圧クランピングを実装して上記のデバイスの過電圧損傷を回避するよう構成される。
第２スイッチユニットは第５スイッチＳ５及び第６スイッチＳ６を含み、第５スイッチＳ５及び第６スイッチＳ６は第２コンバータブリッジアームを形成し、第２コンバータブリッジアームの２つの端部は夫々、正の直流バス端子Ｐ及び負の直流バス端子Ｎへ接続され、第５スイッチＳ５と第６スイッチＳ６との間の直列接続点は、第２スイッチユニットの出力端へ接続される。
第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットの出力端ＯＵＴは、交流出力端Ｖａｃへ接続される。
第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットは制御モジュールへ接続され、制御モジュールの制御下で直流電圧と交流電圧との間の電力変換を行い、スイッチデバイスは、直流と交流との間の電気エネルギ変換を実装するために、前もって設定された時間シーケンスに従って制御モジュールによって制御される。
この実施例で提供される回路では、第１スイッチユニット内のスイッチデバイスの電圧平衡及びコンバータの性能の最適制御を実装するために、フライングクランピングキャパシタの定常状態電圧は、通常、直流バス電圧の１／２、すなわち、Ｖｂｕｓ／２に制御される。この場合に、駆動ロジックに基づき、直流バス中点Ｍに対する第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットの出力端ＯＵＴの出力レベルは、＋Ｖｂｕｓ／２、０、及び−Ｖｂｕｓ／２である。
任意に、実際の制御プロセス中に、制御モジュールは、実際の適用状況に基づき、フライングクランピングキャパシタの定常状態電圧に対して微調整を行ってもよい。その上、制御モジュールは、制御回路、コントローラ、などを含む。
任意に、直流入力電圧Ｖｂｕｓに基づき、第１スイッチユニット内の各スイッチデバイス（例えば、第１スイッチＳ１乃至第４スイッチＳ４）の耐電圧値は、Ｖｂｕｓ／２よりも小さくなく、第２スイッチユニット内の各スイッチデバイス（例えば、第５スイッチＳ５及び第６スイッチＳ６）の耐電圧値は、Ｖｂｕｓよりも小さくない。
最大直流入力電圧Ｖｂｕｓが１ｋＶであるコンバータ応用では、任意に、第１スイッチユニット内のスイッチデバイスＳ１乃至Ｓ４の夫々の選択可能な耐電圧値は、６００Ｖ又は６５０Ｖであり、第２スイッチユニット内の第５スイッチＳ５及び第６スイッチＳ６の夫々の選択可能な耐電圧値は、１２００Ｖである。
この実施例で提供される回路は、２レベルインバータ回路の低い導電損失及びマルチレベルインバータ回路の低いスイッチング損失を包括的に使用することができ、第１スイッチユニット内のスイッチデバイス及び第１スイッチユニット内のスイッチデバイスのスイッチオン／オフ時間シーケンスを制御することによって、コンバータの損失を大いに減らすことができる。具体的に、第１スイッチＳ１及び第２スイッチＳ２が両方ともオンである時間内に、すなわち、第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットの出力端ＯＵＴが正の直流バス端子Ｐへ接続される場合に、第５スイッチＳ５は、少なくともある期間オンであるよう制御され、そして、第３スイッチＳ３及び第４スイッチＳ４が両方ともオンである時間内に、すなわち、出力端ＯＵＴが負の直流バス端子Ｎへ接続される場合に、第６スイッチＳ６は、少なくともある期間オンであるよう制御される。第５スイッチＳ５のオン状態電圧降下は、第１スイッチＳ１及び第２スイッチＳ２が直列接続された後に得られる電圧降下よりも低く、第６スイッチＳ６のオン状態電圧降下は、第３スイッチＳ３及び第４スイッチＳ４が直列接続された後に得られる電圧降下よりも低いので、第５スイッチＳ５及び第６スイッチＳ６のスイッチオンは、コンバータの導電損失の低減をもたらし得る。
加えて、制御モジュールは、第１スイッチユニットを使用することによって電力変換において過渡整流を実装するために、第２スイッチユニット内のスイッチデバイスのスイッチオン／オフ時点を、第１スイッチユニット内のスイッチデバイスのスイッチオン／オフ時点よりも後又は先であるよう制御する。Ｓ１乃至Ｓ４は低電圧デバイスであり、優れたスイッチング特性及び低いスイッチング損失を有しているので、Ｓ１乃至Ｓ４を使用することによって実装されるスイッチオン／オフ整流は、コンバータのスイッチング損失の低減をもたらし、そして、第２スイッチユニット内のスイッチデバイスのゼロ電圧スイッチオン及びスイッチオフを実装することができる。
任意に、回路は、第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットの出力端ＯＵＴの電圧においてリップルを除去するよう構成されるフィルタリングモジュールを更に含み、フィルタリングモジュールの一端は、出力端ＯＵＴへ接続され、フィルタリングモジュールの他端は、交流出力端へ接続される。フィルタリングモジュールはフィルタ回路を含み、フィルタ回路はインダクタＬであってよい。
任意に、第５スイッチＳ５及び第６スイッチＳ６は、スイッチング損失を有さない。そのため、コンバータの導電損失を減らすために、Ｓ５及びＳ６は、実際の用途では、導通電圧降下が低いスイッチデバイスであってよい。
任意に、第１スイッチユニット内の４つのスイッチ（Ｓ１乃至Ｓ４）のスイッチングサイクルは同じであり、４つのスイッチの夫々のスイッチング周波数は高周波であり、第１スイッチＳ１及び第４スイッチＳ４は相補的なスイッチであり、第２スイッチＳ２及び第３スイッチＳ３は相補的なスイッチである。高周波は、スイッチング周波数がｋＨｚ（キロヘルツ）レベル、例えば、数ｋＨｚ、数十ｋＨｚ、又は数百ｋＨｚにあることを意味する。各スイッチのスイッチング周波数の値は、この実施例で特には制限されない。
更には、第１スイッチユニット内の第１スイッチＳ１及び第２スイッチＳ２は、１８０°の位相シフトでオン／オフを切り替えられ、第３スイッチＳ３及び第４スイッチＳ４は１８０°の位相シフトでオン／オフを切り替えられる。実際の用途では、フライングクランピングキャパシタの定常状態電圧制御を実装するために、第１スイッチと第２スイッチとの間の位相シフト、及び第３スイッチと第４スイッチとの間の位相シフトは、厳密に１８０°に固定されず、１８０°近くで変動する。
第１スイッチユニット及び第２スイッチユニット内の各スイッチは、１つのスイッチであってよく、代替的には、複数のスイッチによって形成されたスイッチデバイスを含んでもよいことが留意されるべきである。この実施例では、スイッチユニット内のスイッチ（Ｓ１乃至Ｓ６を含む。）は夫々が、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（insulated gate bipolar transistor，ＩＧＢＴ）（Ｔ１乃至Ｔ６）及びＩＧＢＴのアンチパラレルダイオード（Ｄ１乃至Ｄ６）を含む。その上、第１スイッチ、第２スイッチ、第３スイッチ、第４スイッチ、第５スイッチ、及び第６スイッチは、代替的に、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（metal-oxide semiconductor field-effect transistor，ＭＯＳＦＥＴ）デバイスであってもよい。
図７及び図８に示されるように、回路のトポロジは、スイッチネットワーク、直流バスキャパシタ、フライングクランピングキャパシタ、出力フィルタインダクタ、及び制御モジュールを含む。スイッチネットワークは２つのスイッチユニット、すなわち、第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットを含む。第１スイッチユニットは、第１スイッチ（Ｔ１及びＤ１）、第２スイッチ（Ｔ２及びＤ２）、第３スイッチ（Ｔ３及びＤ３）、第４スイッチ（Ｔ４及びＤ４）、及びフライングクランピングキャパシタＣｃを含み、第２スイッチユニットは、第５スイッチ（Ｔ５及びＤ６）及び第６スイッチ（Ｔ６及びＤ６）を含む。
第１スイッチユニットにおいて、第１スイッチ、第２スイッチ、第３スイッチ、及び第４スイッチは、第１コンバータブリッジアームを形成するように直列接続され、第１スイッチの第１端は正の直流バス端子Ｐへ接続され、第１スイッチの他端は第２スイッチへ接続され、接合点はＳＰである。第２スイッチと第３スイッチとの接合点は第１スイッチユニットの出力端を形成し、第３スイッチの他端は第４スイッチへ接続され、接合点はＳＮである。第４スイッチの他端は負の直流バス端子Ｎへ接続され、フライングクランピングキャパシタの第１端はＳＰへ接続され、フライングクランピングキャパシタの他端はＳＮへ接続される。第２スイッチユニットにおいて、第５スイッチ及び第６スイッチは、第２コンバータブリッジアームを形成するように直列接続され、第５スイッチの第１端は正の直流バス端子Ｐへ接続され、第５スイッチの他端は第６スイッチへ接続され、接合点は第２スイッチユニットの出力端であり、第６スイッチの他端は負の直流バス端子Ｎへ接続される。
直流バスキャパシタは、図７に示されるように、キャパシタＣ１及びキャパシタＣ２を直流に接続することによって形成されてよく、あるいは、図８に示されるように、単一の高電圧キャパシタＣ１によって直接実装されてもよい。記載の便宜上、本願の実施形態では、キャパシタＣ１及びキャパシタＣ２がバスキャパシタを形成するように直列接続される例が使用され、基準電位、すなわち、図７に示される点Ｍが仮想化される。
制御モジュールが実施形態では更に設けられ、図６、図７及び図８に示される上記の変換回路を制御するために使用される。
この実施例で提供される制御方法を詳細に記載するために、図９は、変換回路内のスイッチデバイスの駆動ロジックの時間シーケンス図である。コンバータ制御プロセスにおいて、コンバータブリッジアーム内の相補的なスイッチ管の間の不感時間制御のために一般的な技術が使用され、そのため、図９に示される時間シーケンス図では、コンバータブリッジアーム内の相補的なスイッチデバイス間の不感時間は考慮されず、駆動波形の概略図のみが示されている。
図９に示されるように、第１スイッチユニットにおいて、各スイッチデバイスのスイッチングサイクルはＴｓｗであり、パルス幅は、パルス幅変調（pulse width modulation，ＰＷＭ）により入力及び出力条件に基づき制御モジュールによって取得され、ここで、第１スイッチＴ１及び第４スイッチＴ４は相補的なスイッチであり、第２スイッチＴ２及び第３スイッチＴ３は相補的なスイッチであり、第１スイッチＴ１及び第２スイッチＴ２は１８０°の位相シフトでオン／オフを切り替えられ、第３スイッチＴ３及び第４スイッチＴ４は１８０°の位相シフトでオン／オフを切り替えられる。第１スイッチユニットとは異なり、第２スイッチユニット内の第５スイッチＴ５及び第６スイッチＴ６は非相補的なスイッチであり、Ｔ５及びＴ６は、第１スイッチユニット内のスイッチデバイスの時間シーケンスに基づいて、オン又はオフされると決定される。
図９において、Ｖｍは、交流出力端電圧、インダクタ電流、直流バス電圧、及び外部コマンドのようなフィードバック量に基づいて制御モジュールによって取得される変調電圧を表す。Ｖｏは、回路内の第１スイッチユニット及び第２スイッチユニット（又はスイッチネットワークとも呼ばれる。）の出力端ＯＵＴの電圧を表し、上記の電圧の両方について、直流バス中点Ｍの電圧が基準電位となる。
この実施例で提供される方法において、制御モジュールは、パルス幅変調を実行するよう第１スイッチユニット内の各スイッチデバイスを制御し、それにより、スイッチネットワークの出力端は、高周波インパルス電圧のような、必要とされる交流電圧を出力する。更に、制御モジュールは、第１スイッチユニット内の各スイッチデバイスをオン又はオフすることにおいて協同するよう第２スイッチユニット内の各スイッチデバイスを制御する。具体的な制御プロセスは次の通りである。
第１スイッチ及び第２スイッチが両方ともオンである時間内に、すなわち、スイッチネットワークの出力端ＯＵＴが正の直流バス端子Ｐへ接続される場合に、制御モジュールは、少なくともある期間オンであるよう第５スイッチＳ５を制御し、第３スイッチ及び第４スイッチが両方ともオンである時間内に、すなわち、スイッチネットワークの出力端ＯＵＴが負の直流バス端子Ｎへ接続される場合に、制御モジュールは、少なくともある期間オンであるよう第６スイッチを制御する。
第５スイッチのオン状態電圧降下は、第１スイッチ及び第２スイッチが直列接続された後に得られる電圧降下よりも低く、第６スイッチのオン状態電圧降下は、第３スイッチ及び第４スイッチが直列接続された後に得られる電圧降下よりも低いので、第５スイッチ及び第６スイッチのスイッチオンは、電流フローループでの導通電圧降下の低減をもたらし、それによってコンバータの導電損失を減らし得る。
任意に、コンバータのスイッチング損失を減らすよう第１スイッチユニットを十分に使用するために、スイッチネットワークの出力端が正の直流バス端子へ接続される場合に、すなわち、スイッチネットワークの出力端がレベルＶｂｕｓ／２を出力する場合に、制御モジュールは、第５スイッチＴ５を、第１スイッチＴ１又は第２スイッチＴ２よりもある期間遅れてオンされるよう制御し、第１スイッチＴ１又は第２スイッチＴ２は、スイッチングオン整流を実施するために使用され、スイッチネットワークの出力端がフライングクランピングキャパシタを介して正の直流バス端子又は負の直流バス端子へ接続される場合に、すなわち、スイッチネットワークの出力端ＯＵＴがレベル０を出力する場合に、制御モジュールは、第５スイッチＴ５を、第１スイッチＴ１又は第２スイッチＴ２よりもある期間先行してオフされるよう制御し、第１スイッチＴ１又は第２スイッチＴ２は、スイッチングオフ整流を実施するために使用される。
同様に、スイッチネットワークの出力端が負の直流バス端子へ接続される場合に、すなわち、スイッチネットワークの出力端がレベル−Ｖｂｕｓ／２を出力する場合に、制御モジュールは、第６スイッチＴ６を、第１スイッチＴ３又は第２スイッチＴ４よりもある期間遅れてオンされるよう制御し、第３スイッチＴ３又は第４スイッチＴ４は、スイッチングオン整流を実施するために使用され、スイッチネットワークの出力端がフライングクランピングキャパシタを介して正の直流バス端子又は負の直流バス端子へ接続される場合に、すなわち、スイッチネットワークの出力端ＯＵＴがレベル０を出力する場合に、制御モジュールは、第６スイッチＴ６を、第１スイッチＴ３又は第２スイッチＴ４よりもある期間先行してオフされるよう制御し、第３スイッチＴ３又は第４スイッチＴ４は、スイッチングオフ整流を実施するために使用される。
この方法では、第１スイッチユニット内のスイッチデバイスは低電圧デバイスであり、優れたスイッチング特性及び低いスイッチング損失を有しているので、低電圧デバイスが整流を実装するために使用され、それによってコンバータのスイッチング損失を低減し得る。
具体的な実施形態において、第２スイッチユニット内のスイッチデバイスのスイッチオン／オフ時間シーケンスが、第５スイッチＴ５のスイッチ時間シーケンスを一例として使用することによって記載される。制御方法は、具体的に、次を含む。
図９に示されるように、変調電圧の正の半サイクルにおいて、第１スイッチＴ１がオフであり且つ第２スイッチＴ２がオンである場合に、第１スイッチＴ１が時点ｔ０でオンされるとき、すなわち、スイッチネットワークの出力電圧がゼロ電圧からＶｂｕｓ／２に急増するとき、制御モジュールは、第５スイッチＴ５を、時点ｔ０から時間インターバルＴｄ１後にオンされるよう制御する。第１スイッチＴ１は時点ｔ０でスイッチングオン整流を完了しており、第５スイッチの２つの端部の間の電圧はゼロであり、従って、ゼロ電圧スイッチオンは、時間インターバル後に第５スイッチＴ５をオンすることによって実施され得、それにより、Ｔ５はスイッチングオン損失を有さない。Ｔ５がオンされた後、Ｔ５の電圧降下は、Ｔ１及びＴ２が直列接続された後に得られる電圧降下よりも低いので、負荷電流は主にＴ５を流れ、それによってコンバータの導電損失は低減される。
第１スイッチＴ１及び第２スイッチＴ２が両方ともオンである場合に、第２スイッチＴ２が時点ｔ１でオフされるべきであるとき、制御モジュールは、負荷電流を第１スイッチユニットへ切り替えるために、第５スイッチＴ５を、時点ｔ１より時間インターバルＴｄ２前にオフされるよう制御する。このようにして、Ｔ２は、スイッチングオフ整流を実施し且つ第５スイッチＴ５のゼロ電圧スイッチオフを実施するために使用され、それにより、Ｔ５はスイッチングオフ損失を有さない。実際の制御プロセスでは、制御モジュールは、少なくとも１スイッチングサイクル前に第２スイッチＴ２のスイッチオフ時点を計算してよく、それにより、Ｔ５のスイッチオフ時点は、Ｔ２のスイッチオフ時点と、Ｔ２のスイッチオフ時点までの、スイッチングオフが実行されてからの時間インターバルＴｄ２とに基づいて、求められ得る。
第１スイッチがオンであり且つ第２スイッチがオフである場合に、第２スイッチＴ２が時点ｔ２でオンされるとき、制御モジュールは、第５スイッチＴ５を、時点ｔ２から時間インターバルＴｄ３後にオンされるよう制御する。このようにして、Ｔ２は、スイッチングオン整流を実施し且つ第５スイッチＴ５のゼロ電圧スイッチオンを実施するために使用され、それにより、Ｔ５はスイッチングオン損失を有さない。
第１スイッチ及び第２スイッチが両方ともオンである場合に、第１スイッチが時点ｔ３でオフされるべきであるとき、制御モジュールは、第５スイッチＴ５を、時点ｔ３より時間インターバルＴｄ４前にオフされるよう制御する。このようにして、Ｔ１は、スイッチングオフ整流を実施し且つ第５スイッチＴ５のゼロ電圧スイッチオフを実施するために使用され、それにより、Ｔ５はスイッチングオフ損失を有さない。実際の制御プロセスでは、制御モジュールは、少なくとも１スイッチングサイクル前に第１スイッチＴ１のスイッチオフ時点を計算してよく、それにより、Ｔ５のスイッチオフ時点は、Ｔ１のスイッチオフ時点と、Ｔ１のスイッチオフ時点までの、スイッチングオフが実行されてからの時間インターバルＴｄ２とに基づいて、求められ得る。
上記の時間シーケンス制御が実行される場合に、Ｔ５は、ゼロ電圧スイッチオン及びスイッチオフを実装することができ、スイッチング損失を有さず、主たるスイッチング損失は、Ｔ１及びＴ２で起こる。Ｔ１及びＴ２は低電圧デバイスであり、スイッチング損失が低いので、コンバータのスイッチング損失は、上記の様態では低減され得る。
第５スイッチＴ５が第１スイッチＴ１又は第２スイッチＴ２よりも後にオンされる時間インターバルと、第５スイッチＴ５が第１スイッチＴ１又は第２スイッチＴ２よりも先にオフされる時間インターバルとは、電流立ち上がり時間及び電流立ち下がり時間のような、第１スイッチユニット及び第２スイッチユニット内のスイッチデバイスのスイッチング特性に基づき決定されてよい。任意に、時間インターバルは、制御モジュールによってもっぱら設定されてよい。一般に、時間インターバルは、数ナノ秒から数マイクロ秒の間である。例えば、時間インターバルは、０ｎｓから１０μｓの間の任意の値である。
同様に、変調電圧の負の半サイクルにおいて、第６スイッチＴ６のスイッチオン／オフ時間シーケンスは第５スイッチＴ５のそれと同等であり、第６スイッチＴ６のスイッチ時間シーケンスは、第３スイッチＴ３及び第４スイッチＴ４によって決定される。
具体的に、第３スイッチＴ３がオンであり且つ第４スイッチＴ４がオフである場合に、第４スイッチＴ４が時点ｔ５でオンされるとき、制御モジュールは、第６スイッチＴ６を、第４スイッチＴ４のスイッチオン時点ｔ５から時間インターバルＴｄ５後にオンされるよう制御する。このようにして、第４スイッチｔ４は、スイッチングオン整流を実施し且つＴ６のゼロ電圧スイッチオンを実施するために使用され、それにより、Ｔ６はスイッチングオン損失を有さない。
第３スイッチＴ３及び第４スイッチＴ４が両方ともオンである場合に、第３スイッチＴ３が時点ｔ６でオフされるべきであるとき、制御モジュールは、負荷電流を第１スイッチユニットへ切り替えるために、第６スイッチＴ６を、第３スイッチＴ３のスイッチオフ時点ｔ６より時間インターバルＴｄ６前にオフされるよう制御する。このようにして、Ｔ３は、スイッチングオフ整流を実施し且つＴ６のゼロ電圧スイッチオフを実施するために使用され、それにより、Ｔ６はスイッチングオフ損失を有さない。
第３スイッチＴ３がオフであり且つ第４スイッチＴ４がオンである場合に、第３スイッチＴ３が時点ｔ７でオンされるとき、制御モジュールは、第６スイッチＴ６を、第３スイッチＴ３のスイッチオン時点ｔ７から時間インターバルＴｄ７後にオンされるよう制御する。このようにして、Ｔ３は、スイッチングオン整流を実施し且つＴ６のゼロ電圧スイッチオンを実施するために使用され、それにより、Ｔ６はスイッチングオン損失を有さない。
第３スイッチＴ３及び第４スイッチＴ４が両方ともオンである場合に、第４スイッチＴ４が時点ｔ８でオフされるべきであるとき、制御モジュールは、第６スイッチＴ６を、第４スイッチＴ４のスイッチオフ時点ｔ８より時間インターバルＴｄ８前にオフされるよう制御する。このようにして、Ｔ４は、スイッチングオフ整流を実施し且つＴ６のゼロ電圧スイッチオフを実施するために使用され、それにより、Ｔ６はスイッチングオフ損失を有さない。
上記の時間シーケンス制御が実行される場合に、Ｔ６は、ゼロ電圧スイッチオン及びスイッチオフを実装することができ、スイッチング損失を有さず、主たるスイッチング損失は、Ｔ３及びＴ４で起こる。Ｔ３及びＴ４は低電圧デバイスであり、スイッチング損失が低いので、コンバータのスイッチング損失は、上記の様態では低減され得る。
この実施例におけるスイッチの「スイッチオン」と「スイッチオフ」との間の違いは、「スイッチオン」が主に、スイッチに対して実行される動作を指し、スイッチをオンする過渡状態を強調し、「オン」が主に、スイッチの定常状態と、半導体スイッチが閉回路内にある状態にあることとを意味する点にあることが留意されるべきである。
この実施例で提供される回路構造及び制御方法では、コンバータのスイッチング損失は、低電圧デバイスと組み合わせてフライングキャパシタ３レベル回路トポロジを使用することによって低減され得、コンバータの導電損失は、高電圧デバイスと組み合わせて従来のブリッジ型２レベル回路トポロジを使用することによって低減され得る。
混合型ＮＰＣ３レベルインバータ回路と比較して、本願で提供される回路構造では、フライングキャパシタが、図５に示されるダイオードＤ２及びダイオードＤ３のようなダイオードを置換するために使用される。これは、半導体の数量を減らし且つ回路構造を簡単にして、電力モジュールレイアウトを容易にする。その上、フライングキャパシタが使用され、ダイオードＤ２及びＤ３がないので、直流バスは、中点電圧を生成する電圧分割のために大容量キャパシタを使用する必要がない。従って、中点電圧変動の問題は存在せず、直流バスキャパシタ構造は簡単にされ、バスキャパシタは省かれる。
加えて、この実施例で提供される回路制御方法では、第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットの各スイッチは、前もって設定されたスイッチオン／オフ時間シーケンスに従って第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットの出力端が正の直流バス端子及び負の直流バス端子へ交互に接続されるように、オン又はオフされるよう制御され、第１スイッチユニット内の４つのスイッチのスイッチオン又はスイッチオフを通じて整流が実装され、第２スイッチユニット内の第５スイッチ及び第６スイッチのスイッチオンは、電流フローループの導通電圧降下の低減をもたらし、それによってコンバータの導電損失を減らす。
任意に、最大直流入力電圧Ｖｂｕｓが１ｋＶである応用システムでは、任意に、第１スイッチユニット内のスイッチＴ１乃至Ｔ４及びアンチパラレルダイオードＤ１乃至Ｄ４は夫々が、６００Ｖ又は６５０Ｖの耐電圧値を有するスイッチデバイスであってよく、第２スイッチユニット内のＴ５、Ｔ６、Ｄ５、及びＤ５は夫々が、１２００Ｖの耐電圧値を有するスイッチデバイスであってよい。導通電圧降下及びスイッチング損失特性に基づいて、Ｔ１乃至Ｔ４は夫々が、スイッチング損失が低いデバイスであってよく、Ｔ５及びＴ６は夫々が、導通電圧降下が小さいデバイスであってよい。
この実施例で提供される回路では、第１スイッチユニット内の４つのスイッチデバイスは夫々が、ＩＧＢＴ及びアンチパラレルダイオードＤを含む。実施例１との違いは、第２スイッチユニット内の第５スイッチＴ５及び第６スイッチＴ６がＩＧＢＴ（Ｔ５及びＴ６）しか含まず、アンチパラレルダイオードを含まない点にある。他のデバイス及び接続関係は、図１０に示されるように、実施例１のそれらと同じである。
具体的に、回路は、入力端子と、出力端子と、制御モジュールと、半導体スイッチングデバイスによって形成されるスイッチネットワークとを含む。スイッチネットワークは２つのスイッチユニット、すなわち、第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットを含む。第１スイッチユニットは、第１スイッチ（Ｔ１及びＤ１）、第２スイッチ（Ｔ２及びＤ２）、第３スイッチ（Ｔ３及びＤ３）、第４スイッチ（Ｔ４及びＤ４）、及びフライングクランピングキャパシタＣｃを含み、第２スイッチユニットは、第５スイッチ（Ｔ５）及び第６スイッチ（Ｔ６）を含む。第１スイッチユニットにおいて、第１スイッチ（Ｔ１及びＤ１）、第２スイッチ（Ｔ２及びＤ２）、第３スイッチ（Ｔ３及びＤ３）、及び第４スイッチ（Ｔ４及びＤ４）は、第１コンバータブリッジアームを形成するように直列接続され、第１スイッチの第１端は正の直流バス端子Ｐへ接続され、第１スイッチの他端は第２スイッチへ接続され、接合点はＳＰである。第２スイッチと第３スイッチとの接合点は第１スイッチユニットの出力端を形成し、第３スイッチの他端は第４スイッチへ接続され、接合点はＳＮである。第４スイッチの他端は負の直流バス端子Ｎへ接続され、フライングクランピングキャパシタの第１端はＳＰへ接続され、フライングクランピングキャパシタの他端はＳＮへ接続される。第２スイッチユニットにおいて、第５スイッチ及び第６スイッチは、第２コンバータブリッジアームを形成するように直列接続され、第５スイッチの第１端は正の直流バス端子Ｐへ接続され、第５スイッチの他端は第６スイッチへ接続され、接合点は第２スイッチユニットの出力端であり、第６スイッチの他端は負の直流バス端子Ｎへ接続される。フィルタリングモジュールは、第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットの出力端ＯＵＴと交流電圧Ｖａｃとの間に位置するインダクタを含む。
制御モジュールは第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットへ接続され、第１スイッチユニットを制御してパルス幅変調を行うよう構成され、それにより、スイッチネットワークの出力端は、必要とされる交流電圧を出力する。更に、制御プロセスは、次を含む。第１スイッチ及び第２スイッチが両方ともオンである時間内に、すなわち、スイッチネットワークの出力端が正の直流バス端子へ接続される場合に、制御モジュールは、少なくともある期間オンであるよう第５スイッチを制御する。第３スイッチ及び第４スイッチが両方ともオンである時間内に、すなわち、スイッチネットワークの出力端が負の直流バス端子へ接続される場合に、制御モジュールは、少なくともある期間オンであるよう第６スイッチを制御する。具体的に、制御モジュールが、第１スイッチユニット内の各スイッチをオン又はオフすることにおいて協同するよう第２スイッチユニットを制御するプロセスは、上記の具体的な実施形態の方法におけるそれと同じであり、詳細については、この実施例の中で繰り返されない。
実施例１の回路構造と比較して、この実施例における第２スイッチユニット内のスイッチ管はアンチパラレルダイオードを含まず、第１スイッチユニット内のダイオードのみがフリーホイーリングのために使用され、それによって、整流ループ構造はより簡単になり、モジュールレイアウト及び回路制御は容易になる。
図１１は、実施例１で提供される回路トポロジに基づく三相インバータ回路の形態を示し、回路は、直流源、交流源、インバータ回路、フィルタリングモジュール、及び制御モジュールを含む。
直流源と交流源との間で電気エネルギ変換を実装するために、各位相回路は、実施例１で提供される回路によって形成され、三相交流と三相直流との間のエネルギ変換は、制御モジュールを使用することによって実施され得る。
具体的に、各位相回路の組成構造及び制御モジュールによって実行される制御方法は、実施例１におけるそれらと同じであり、詳細については、この実施例の中で繰り返されない。
上記の実施例１及び実施例２で提供される変換回路は夫々、単相回路又は単相回路の一部であり、実施例３の回路は三相回路又は三相回路の一部であることが留意されるべきである。その上、実施例３の回路は、代替的に、多相回路又は多相回路の構成部分であってよい。これは、本願において制限されない。
加えて、上記の実施例における変換回路は、整流回路、インバータ回路、又は整流回路若しくはインバータ回路の構成部分であってよい。
実際のハードウェア実施において、本願は、上記の実施例における変換回路と、該回路のための制御方法とを含み、直流電圧と交流電圧との電力変換を実装するよう構成されるデバイスを更に提供する。
更に、デバイスは、コンバータ、すなわち、図３又は図４のＡＣ／ＤＣコンバータ又はＤＣ／ＡＣコンバータであってもよい。その上、変換回路は、他のデバイス又は装置にも適用可能であり、直流電圧と交流電圧との電力変換を実装する機能を備える。
上記の実施例では、第１スイッチ、第２スイッチ、第３スイッチ、及び第４スイッチは夫々が、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴのような半導体スイッチングデバイスであり、ＩＧＢＴはアンチパラレルダイオードを含む。第５スイッチ及び第６スイッチは夫々が、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴのような半導体スイッチングデバイスであり、ＩＧＢＴはアンチパラレルダイオードを含んでよく、あるいは、アンチパラレルダイオードを含まなくてもよい。
加えて、スイッチネットワーク内の半導体スイッチングデバイスは、別個の単管デバイス、又はスイッチデバイスウェハをパッケージ化することによって形成されるパワーモジュールであってよく、制御ロジックは、デジタル・シグナル・プロセッサ、コンプレックス・プログラマブル・ロジック・デバイス、又はデジタル／アナログ・ディスクリート集積回路のような制御チップによって実装される。
制御モジュールは、プロセッサを含む。具体的に、プロセッサは、中央演算処理装置（central processing unit，ＣＰＵ）、デジタル・シグナル・プロセッサ（digital signal processor，ＤＳＰ）、又は他の信号処理ユニットであってよい。プロセッサは、ハードウェアチップを更に含んでもよい。ハードウェアチップは、特定用途向け集積回路（application-specific integrated circuit，ＡＳＩＣ）、プログラマブル・ロジック・デバイス（programmable logic device，ＰＬＤ）、又はそれらの組み合わせであってよい。上記のＰＬＤは、コンプレックス・プログラマブル・ロジック・デバイス（complex programmable logic device，ＣＰＬＤ）、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（field-programmable gate array，ＦＰＧＡ）、ジェネリック・アレイ・ロジック（generic array logic，ＧＡＬ）、又はそれらの任意の組み合わせであってよい。
実際のコンバータ適用の制御プロセスでは、制御モジュールは、少なくとも１スイッチングサイクル前に第１スイッチユニット内の各スイッチデバイスのスイッチオフ時点を計算してよく、それにより、対応するスイッチデバイスは、計算されたスイッチオフ時点と、スイッチオフ時点前の、スイッチオフが実行されてからの時間インターバルとに基づいて、前もってオフされ得る。
制御モジュールは、変換回路の制御方法及びストラテジを記憶するよう構成されるメモリを更に含んでもよい。更に、メモリは、磁気ディスク、光ディスク、リード・オンリー・メモリ（read-only memory，ＲＯＭ）、ランダム・アクセス・メモリ（random access memory，ＲＡＭ）、などであってよい。
具体的な応用技術シナリオでは、本願の上記の実施例で提供される変換回路及び制御方法は、光発電システムに適用されてよい。具体的に、図４を参照すると、光発電システムは、光起電力電池、光起電力インバータ、及び交流電力グリッドを含み、光起電力インバータは、入力端、出力端、及び上記の実施例のいずれか１つで提供される変換回路を含む。具体的に、変換回路の構造及び機能については、上記の実施例を参照されたく、詳細については繰り返されない。光起電力インバータの入力端は、光起電力電池へ接続され、光起電力インバータの出力端は、交流電力グリッドへ接続され、変換回路は、光起電力インバータの入力端及び出力端での電圧を変換するよう構成される。
任意に、光起電力電池は、光起電力パネルを含み、光起電力インバータは、ＤＣ／ＡＣ整流器などであってよい。
任意に、光起電力インバータは、モニタリングモジュール、最大電力監視モジュール、通信モジュール、避雷モジュール、及び系統連系モジュールのような他の補助機能モジュールを更に含んでもよい。
任意に、光発電システムは、中央集権型通信ユニット、中央集権型制御ユニット、又は交流分配デバイス若しくは絶縁変圧器デバイスのような他のデバイスを更に含んでもよく、これは本願において制限されない。
当業者であれば、本発明の実施形態における技術が、必須の一般的なハードウェアプラットフォームに加えてソフトウェアによって実装されてもよいことを明らかに理解し得る。かような理解に基づき、本発明の技術的解決法は本質的に、又は先行技術に寄与する部分は、ソフトウェア製品の形で実装されてもよい。ソフトウェア製品は、ＲＯＭ／ＲＡＭ、磁気ディスク、又は光ディスクのような記憶媒体に記憶され、コンピュータデバイス（パーソナルコンピュータ、サーバ、又はネットワークデバイスであってよい。）に、本発明の実施形態又は実施形態のいくつかの部分で記載される方法を実行するように指示するいくつかの命令を含む。
本明細書中の様々な実施形態の間の同じ及び類似した部分は、互いに参照され得る。特に、上記の実施例２及び実施例３は、基本的に、方法の実施形態と同様であり、従って、簡潔に記載される。関連する部分については、方法の実施形態の記載を参照されたい。
上記の説明は、本発明の実施であるが、本発明の保護範囲を限定する意図はない。
本願は、光発電技術の分野に、特に、変換回路、制御方法、及び電源デバイスに関係がある。
光発電システムでは、コアデバイスとしてのインバータが直接に、光発電装置のシステムアーキテクチャ及び信頼できる動作を決定する。高効率インバータは、光発電システムの電気エネルギ生成を増大させ、コンバータの重さ及びサイズを低減し、設置及びメンテナンスを容易にし、製品コスト性能を改善し且つ製品市場競争力を強化することができる。光起電力インバータのコア部分として、インバータ回路は、インバータの全体性能に対して決定的な効果を有している。
高効率電気エネルギ変換を実装するために、深い調査及び研究が、産業及び学界においてインバータ回路に対して行われている。現在、一般的に使用されているインバータ回路には主に、２レベルインバータ回路及び３レベルインバータ回路がある。図１に示されるように、図１ａは、従来のブリッジ型２レベルインバータ回路を示し、図１ｂは、ダイオード中性点クランプ式（neutral point clamped，ＮＰＣ）３レベルインバータ回路を示す。
従来の２レベルインバータ回路及びＮＰＣ３レベルインバータ回路は、異なった損失特性を有している。２つの回路の総損失が互いに近いとき、２レベルインバータ回路は、３レベルインバータ回路よりも導電損失が低く、一方で、ＮＰＣ３レベルインバータ回路は、２レベルインバータ回路よりもスイッチング損失が低い。これは、３レベルインバータ回路では、低電圧半導体スイッチングデバイスが使用され得、低電圧デバイスは優れたスイッチング特性及び低いスイッチング損失を有しているからである。しかし、こうしたデバイスは、２レベル回路の電圧グレードに届くよう直列に接続される必要があり、こうしたデバイスの直列接続は、比較的に高い順方向の導通電圧降下を引き起こす。図２に示される曲線は、デバイスの順方向電流が同じであるときに、１２００Ｖ ＩＧＢＴの導通電圧降下（Ｖ１）が、直列接続された２つの６５０Ｖ ＩＧＢＴの導通電圧降下（Ｖ２）よりも明らかに低いことを示す。従って、２レベル回路の方が、より低い導電損失を達成することができる。
結論として、２レベルインバータ回路は低い導電損失を有し、一方、マルチレベルインバータ回路は低いスイッチング損失を有する。従って、コンバータの損失を更に減らし、コンバータの電力密度及び製品競争力を高めるために、２つのタイプのインバータ回路の利点が、コンバータ性能を改善するようにインバータにおいて包括的に使用され得る。
しかし、２レベルインバータ回路をＮＰＣ３レベルインバータ回路と組み合わせることによって得られる回路では、半導体デバイスの数量が多く、整流ループが複雑であり、電力回路レイアウトが影響を及ぼされる。その上、組み合わされた回路のトポロジでは、直流バス電圧を分割して中点電圧を生成するために、大容量のキャパシタが使用される必要がある。しかし、深刻な電圧変動が中点電圧で起こり、その電圧変動は、バスキャパシタの電流リップルの振幅値の増大をもたらして、バスキャパシタを発熱させ、キャパシタの耐用年数を短縮し、コンバータの長期にわたる信頼できる働きに影響を及ぼす。
本願は、混合型３レベルインバータ回路トポロジに属する変換回路を提供する。これに基づき、本願は更に、コンバータの損失を低減し且つコンバータ性能を改善するために、回路を適合させる制御方法を提供する。
第１の態様に従って、本願は、変換回路であって、当該回路は、入力端子と、出力端子と、制御モジュールと、半導体スイッチングデバイスによって形成される第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットとを含み、前記入力端子は、正の直流バス端子及び負の直流バス端子を含み、前記出力端子は、交流出力端を含み、前記第１スイッチユニットは、フライングクランピングキャパシタと、第１スイッチ、第２スイッチ、第３スイッチ、及び第４スイッチを直列に接続することによって形成される第１コンバータブリッジアームとを含み、該第１コンバータブリッジアームの２つの端部は夫々、前記正の直流バス端子及び前記負の直流バス端子へ接続され、前記フライングクランピングキャパシタの第１端は、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの間の直列接続点へ接続され、前記フライングクランピングキャパシタの第２端は、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの間の直列接続点へ接続され、前記第２スイッチと前記第３スイッチとの間の直列接続点は、前記第１スイッチユニットの出力端を形成し、前記フライングクランピングキャパシタは、前記半導体スイッチングデバイスの過電圧損傷を回避するように、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチの電圧クランピングを実施するよう構成され、前記第２スイッチユニットは、第５スイッチ及び第６スイッチを含む第２コンバータブリッジアームを含み、該第２コンバータブリッジアームの２つの端部は夫々、前記正の直流バス端子及び前記負の直流バス端子へ接続され、前記第５スイッチと前記第６スイッチとの間の直列接続点は、前記交流出力端へ接続され、前記第１スイッチユニット及び前記第２スイッチユニットは、前記制御モジュールへ接続され、該制御モジュールの制御下で、当該変換回路が直流電圧と交流電圧との間で変換を行うように切り替わる、前記変換回路を提供する。
第１の態様を参照して、第１の態様の実施において、当該回路は、前記第１スイッチユニット及び前記第２スイッチユニットの前記出力端の電圧のリップルを除去するよう構成されるフィルタリングモジュールを更に含み、該フィルタリングモジュールの一端は、前記第１スイッチユニット及び前記第２スイッチユニットの前記出力端へ接続され、前記フィルタリングモジュールの他端は、前記交流出力端へ接続される。任意に、前記フィルタリングモジュールは、インダクタのようなフィルタ回路を含む。
第１の態様を参照して、第１の態様の他の実施において、前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ、前記第４スイッチ、前記第５スイッチ、及び前記第６スイッチは夫々が、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴデバイスのような半導体スイッチングデバイスを含み、前記ＩＧＢＴは、アンチパラレルダイオードを含む。
第１の態様を参照して、第１の態様の更なる他の実施において、前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ、及び前記第４スイッチは夫々が、ＩＧＢＴ及びアンチパラレルダイオードを含み、前記第５スイッチ及び前記第６スイッチは夫々が、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴのような半導体スイッチングデバイスを含む。
第１の態様を参照して、第１の態様の更なる他の実施において、当該回路は、単相回路、三相回路、又は多相回路の一部であってよい。
第１の態様を参照して、第１の態様の更なる他の実施において、当該回路は、整流回路又はインバータ回路の一部である。
第１の態様を参照して、第１の態様の更なる他の実施において、前記フライングクランピングキャパシタの定常状態電圧は通常、直流バス電圧の１／２、すなわち、Ｖｂｕｓ／２に制御され、駆動ロジックに基づき、直流バス中点Ｍに対する前記第１スイッチユニット及び前記第２スイッチユニットの前記出力端ＯＵＴの出力レベルは、＋Ｖｂｕｓ／２、０、及び−Ｖｂｕｓ／２である。
第２の態様に従って、本願は、第１の態様で記載される変換回路を制御するために使用される制御方法であって、前記変換回路は、入力端子と、出力端子と、制御モジュールと、半導体スイッチングデバイスによって形成される第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットとを含み、前記入力端子は、正の直流バス端子及び負の直流バス端子を含み、前記出力端子は、交流出力端を含み、前記第１スイッチユニットは、フライングクランピングキャパシタと、第１スイッチ、第２スイッチ、第３スイッチ、及び第４スイッチを直列に接続することによって形成される第１コンバータブリッジアームとを含み、該第１コンバータブリッジアームの２つの端部は夫々、前記正の直流バス端子及び前記の負直流バス端子へ接続され、前記フライングクランピングキャパシタの第１端は、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの間の直列接続点へ接続され、前記フライングクランピングキャパシタの第２端は、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの間の直列接続点へ接続され、前記第２スイッチと前記第３スイッチとの間の直列接続点は、前記第１スイッチユニットの出力端を形成し、前記第２スイッチユニットは、第５スイッチ及び第６スイッチを含む第２コンバータブリッジアームを含み、該第２コンバータブリッジアームの２つの端部は夫々、前記正の直流バス端子及び前記負の直流バス端子へ接続され、前記第５スイッチと前記第６スイッチとの間の直列接続点は、前記第２スイッチユニットの出力端へ接続され、前記制御モジュールは、前記第１スイッチユニット及び前記第２スイッチユニットへ接続され、直流電圧と交流電圧との間の電力変換を実施するように前記第１スイッチユニット及び前記第２スイッチユニット内の各半導体スイッチングデバイスのスイッチオン又はスイッチオフを制御するよう構成される、前記回路制御方法において、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチが両方ともオンである時間内に、前記制御モジュールによって、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチのパスの導通電圧降下を小さくするように、少なくともある期間オンであるよう前記第５スイッチを制御することと、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチが両方ともオンである時間内に、前記制御モジュールによって、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチのパスの導通電圧降下を小さくするように、少なくともある期間オンであるよう前記第６スイッチを制御することとを含む前記制御方法を更に提供する。
本態様で提供される制御方法では、第５スイッチのオン状態電圧降下は、第１スイッチ及び第２スイッチが直列接続された後に得られる電圧降下よりも低く、第６スイッチのオン状態電圧降下は、第３スイッチ及び第４スイッチが直列接続された後に得られる電圧降下よりも低いので、第５スイッチ及び第６スイッチのスイッチオンは、電流フローループでの導通電圧降下の低減をもたらし、それによってコンバータの導電損失を減らし得る。
第２の態様を参照して、第２の態様の実施において、前記第１スイッチユニット内の前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチの夫々のスイッチング周波数は高周波であり、前記第１スイッチ及び前記第４スイッチは相補的なスイッチであり、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチは相補的なスイッチであり、前記第１スイッチユニット内の前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチのスイッチングサイクルは同じであり、前記第５スイッチ及び前記第６スイッチは相補的なスイッチである。
第２態様を参照して、第２の態様の他の実施において、前記第１スイッチユニット内の前記第１スイッチ及び前記第２スイッチは、１８０°の位相シフトでオン／オフを切り替えられ、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチは、１８０°の位相シフトでオン／オフを切り替えられる。
第２の態様を参照して、第２の態様の更なる他の実施において、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチが両方ともオンである時間内に、前記制御モジュールによって、少なくともある期間オンであるよう前記第５スイッチを制御することは、前記第１スイッチがオフであり且つ前記第２スイッチがオンである場合に、前記第１スイッチがオンされるとき、前記制御モジュールによって、前記第５スイッチがスイッチングオン損失を有さないように、前記第５スイッチのゼロ電圧スイッチオンを実施するために、前記第１スイッチのスイッチオン時から時間インターバルＴｄ１後にオンされるよう前記第５スイッチを制御することと、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチが両方ともオンである場合に、前記第２スイッチがオフされるとき、前記制御モジュールによって、前記第５スイッチがスイッチングオフ損失を有さないように、前記第５スイッチのゼロ電圧スイッチオフを実施し且つスイッチングオフ整流を実施するために使用される前記第２スイッチのスイッチオフ時より時間インターバルＴｄ２前にオフされるよう前記第５スイッチを制御することと、前記第１スイッチがオンであり且つ前記第２スイッチがオフである場合に、前記第２スイッチがオンされるとき、前記制御モジュールによって、前記第５スイッチがスイッチオン損失を有さないように、前記第５スイッチのゼロ電圧スイッチオンを実施し且つスイッチングオン整流を実施するために使用される前記第２スイッチのスイッチオン時から時間インターバルＴｄ３後にオンされるよう前記第５スイッチを制御することと、前記第１スイッチ及び前記第２スイッチが両方ともオンである場合に、前記第１スイッチがオフされるとき、前記制御モジュールによって、前記第５スイッチがスイッチングオフ損失を有さないように、前記第５スイッチのゼロ電圧スイッチオフを実施し且つスイッチングオフ整流を実施するために使用される前記第１スイッチのスイッチオフ時より時間インターバルＴｄ４前にオフされるよう前記第５スイッチを制御することとを含む。
第２の態様を参照して、第２の態様の更なる他の実施において、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチが両方ともオンである時間内に、前記制御モジュールによって、少なくともある期間オンであるよう前記第６スイッチを制御することは、前記第３スイッチがオンであり且つ前記第４スイッチがオフである場合に、前記第４スイッチがオンされるとき、前記制御モジュールによって、前記第６スイッチがスイッチングオン損失を有さないように、前記第６スイッチのゼロ電圧スイッチオンを実施し且つスイッチングオン整流を実施するために使用される前記第４スイッチのスイッチオン時から時間インターバルＴｄ５後にオンされるよう前記第６スイッチを制御することと、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチが両方ともオンである場合に、前記第３スイッチがオフされるとき、前記制御モジュールによって、前記第６スイッチがスイッチングオフ損失を有さないように、前記第６スイッチのゼロ電圧スイッチオフを実施且つスイッチングオフ整流を実施するために使用される前記第３スイッチのスイッチオフ時より時間インターバルＴｄ６前にオフされるよう前記第６スイッチを制御することと、前記第３スイッチがオフであり且つ前記第４スイッチがオンである場合に、前記第３スイッチがオンされるとき、前記制御モジュールによって、前記第６スイッチがスイッチングオン損失を有さないように、前記第６スイッチのゼロ電圧スイッチオンを実施し且つスイッチングオン整流を実施するために使用される前記第３スイッチのスイッチオン時から時間インターバルＴｄ７後にオンされるよう前記第６スイッチを制御することと、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチが両方ともオンである場合に、前記第４スイッチがオフされるとき、前記制御モジュールによって、前記第６スイッチがスイッチングオフ損失を有さないように、前記第６スイッチのゼロ電圧スイッチオフを実施し且つスイッチングオフ整流を実施するために使用される前記第４スイッチのスイッチオフ時より時間インターバルＴｄ８前にオフされるよう前記第６スイッチを制御することとを含む。
第２の態様を参照して、第２の態様の更なる他の実施において、当該方法は、前記制御モジュールによって、前記第１スイッチユニット及び前記第２スイッチユニット内の前記半導体スイッチングデバイスのスイッチング特性に基づき前記時間インターバルを決定することを更に含み、前記時間インターバルは、０ｎｓから１０μｓの間である。
第２の態様を参照して、第２の態様の他の実施において、当該方法は、前記制御モジュールによって、もっぱら前記時間インターバルを設定することを更に含み、前記時間インターバルは、０ｎｓから１０μｓの間である。
第２の態様を参照して、第２の態様の他の実施において、前記変換回路は、フィルタリングモジュールを更に有し、該フィルタリングモジュールの一端は、前記第１スイッチユニット及び前記第２スイッチユニットの前記出力端へ接続され、前記フィルタリングモジュールの他端は、前記交流出力端へ接続され、前記フィルタリングモジュールは、前記第１スイッチユニット及び前記第２スイッチユニットの前記出力端の電圧のリップルを除去するよう構成される。
第３の態様に従って、本願は、第１の態様で記載される変換回路を含み、直流電圧と交流電圧との間の電力変換を実装するよう構成される電源デバイスを更に提供する。更に、当該電源デバイスは、コンバータ、例えば、ＡＣ／ＤＣコンバータ及びＤＣ／ＡＣコンバータを含む。
第３の態様を参照して、第３の態様の実施において、当該デバイスは、プロセッサ及びメモリを含み、前記プロセッサは、直流電圧と交流電圧との電力変換を実装して、必要とされる交流電圧を出力するように、前記変換回路内の各半導体スイッチングデバイスのスイッチオン又はスイッチオフを制御するよう構成される。前記メモリは、プログラムを記憶してよく、該プログラムは、本願の第２の態様の様々な実施における回路制御方法を実行するために使用される。
第４の態様に従って、本願は、光発電システムであって、当該システムは、光起電力電池、光起電力インバータ、及び交流電力グリッドを含み、前記光起電力インバータは、入力端、出力端、及び上記の第１の態様又は第１の態様の様々な実施で記載される変換回路を含み、前記光起電力インバータの前記入力端は、前記光起電力電池へ接続され、前記光起電力インバータの前記出力端は、前記交流電力グリッドへ接続され、前記変換回路は、前記光起電力インバータの前記入力端及び前記出力端での電圧を変換するよう構成される、前記光発電システムを更に提供する。任意に、前記光起電力インバータは、上記の第３の態様で記載される電源デバイスである。
混合型ＮＰＣ３レベルインバータ回路又は混合型ＡＮＰＣ３レベルインバータ回路と比較して、本願で提供される変換回路は、いくつかのダイオードを置換するために、フライングキャパシタ３レベル回路を使用することによって、直流と交流との間の電気エネルギ変換を実装する。これは、半導体の数量を減らし且つ回路構造を簡単にして、電力モジュールレイアウトを容易にする。その上、フライングキャパシタの使用により、直流バスは、中点電圧を生成する電圧分割のために大容量キャパシタを使用する必要がなく、従って、中電電圧変動の問題は存在せず、直流バスキャパシタ構造は簡単にされ、バスキャパシタは省かれる。
本願で提供される回路制御方法では、第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットの各スイッチは、前もって設定されたスイッチオン／オフ時間シーケンスに従って第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットの出力端が正の直流バス端子及び負の直流バス端子へ交互に接続されるように、オン又はオフされるよう制御され、第１スイッチユニット内の４つのスイッチのスイッチオン又はスイッチオフを通じて整流が実装され、第２スイッチユニット内の第５スイッチ及び第６スイッチのスイッチオンは、電流フローループの導通電圧降下の低減をもたらし、それによってコンバータの導電損失を減らす。
従来のブリッジ型２レベルインバータ回路の略構造図である。 ダイオード中性点クランプ式３レベルインバータ回路の略構造図である。 直列接続されたＩＧＢＴ及び高電圧ＩＧＢＴの順方向オン状態電圧降下の比較の概略図である。 本願に従うＵＰＳ電源システムにおけるコンバータの適用シナリオの概略図である。 本願に従う系統連系型光発電システムにおけるコンバータの適用シナリオの概略図である。 混合型ＮＰＣ３レベルインバータ回路のトポロジ図である。 本願に従う変換回路の略構造図である。 本願に従う他の変換回路の略構造図である。 本願に従う更なる他の変換回路の略構造図である。 本願に従って基準電位を仮想化するために直列接続されたキャパシタを直流バスが使用している回路のトポロジ図である。 本願に従って直流バスキャパシタが単一キャパシタを使用している回路のトポロジ図である。 本願に従う変換回路内のスイッチデバイスの駆動ロジックの時間シーケンス図である。 本願に従う他の変換回路の略構造図である。 本願に従う変換回路に基づく三相インバータの略構造図である。
当業者に本発明の実施形態における技術的解決法についてより良く理解してもらい、且つ、本発明の実施形態の目的、特徴、及び利点をより明らかにするために、以下は、添付の図面を参照して詳細に本発明の実施形態の技術的解決法について更に記載する。
本発明は、交流（alternating current，ＡＣ）と直流（direct current，ＤＣ）との間の高効率電気エネルギ変換を実装することを目的としている。本発明の実施形態の技術的解決法が記載される前に、本発明の実施形態の適用シナリオが最初に、添付の図面を参照して記載される。一般的な適用シナリオは、無停電電源（uninterruptible power supply，ＵＰＳ）、光発電、などである。図３は、ＵＰＳ電源システムにおけるコンバータの適用シナリオの概略図である。通常の場合に、電力は、幹線給電を通じて負荷へ直接供給され、工業周波数交流幹線給電は、ＡＣ／ＤＣコンバータを介して交流から直流に変換可能であり、バッテリは、ＤＣ／ＤＣコンバータを介して充電され、幹線給電に不具合が起こる場合には、負荷へ電力を供給するために、バッテリ内の直流が、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びＤＣ／ＡＣコンバータを介して交流変換される。図４は、系統連系型光発電システムを示す。光起電力パネルによって出力された直流は、光起電力パネルの系統連系型発電を実装するために、ＤＣ／ＡＣコンバータを介して交流に変換される。
コンバータの損失を更に低減し、コンバータの電力密度及び製品競争力を高めるために、２レベルインバータ回路及びＮＰＣ３レベルインバータ回路の利点が、コンバータ性能を改善するようにインバータにおいて包括的に使用され得る。
図５は、混合型ＮＰＣ３レベルインバータ回路のトポロジ図である。回路のトポロジ内のスイッチネットワークは２つの部分を含み、左半分がＮＰＣ３レベルインバータ回路であり、右半分が２レベルインバータ回路である。回路のトポロジにおいて、従来の２レベルインバータ回路の低い導電損失特性及びＮＰＣ３レベルインバータ回路の低いスイッチング損失特性は、コンバータの全体の損失を減らし且つコンバータ性能を改善するために、包括的に使用され得る。
図６ａ乃至図６ｃは、本発明のこの実施例に従う変換回路の略構造である。回路は、入力端子と、出力端子と、制御モジュールと、半導体スイッチングデバイスによって形成されるスイッチネットワークとを含む。スイッチネットワークは、第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットを含む。
図６ｂ又は図６ｃに示されるように、入力端子は、正の直流バス端子及び負の直流バス端子を含み、出力端子は、交流出力端を含み、第１スイッチユニットは、第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２、第３スイッチＳ３、第４スイッチＳ４、及びフライングクランピングキャパシタＣｃを含み、更には、第１スイッチＳ１、第２スイッチＳ２、第３スイッチＳ３、第４スイッチＳ４は、第１コンバータブリッジアームを形成するように直列接続され、第１コンバータブリッジアームの２つの端部は夫々、正の直流バス端子Ｐ及び負の直流バス端子Ｎへ接続され、フライングクランピングキャパシタＣｃの第１端は、第１スイッチＳ１と第２スイッチＳ２との間の直列接続点ＳＰへ接続され、フライングクランピングキャパシタＣｃの第２端は、第３スイッチＳ３と第４スイッチＳ４との間の直列接続点ＳＮへ接続され、第２スイッチＳ２と第３スイッチＳ３との間の直列接続点は、第１スイッチユニットの出力端を形成する。
具体的に、第１スイッチＳ１の第１端は正の直流バス端子Ｐへ接続され、第１スイッチＳ１の他端は第２スイッチＳ２の一端へ接続され、接合点はＳＰである。第２スイッチＳ２の他端は第３スイッチＳ３の一端へ接続され、接合点はスイッチネットワークの出力端ＯＵＴである。第３スイッチＳ３の他端は第４スイッチＳ４の一端へ接続され、接合点はＳＮである。第４スイッチＳ４の他端は負の直流バス端子Ｎへ接続され、フライングクランピングキャパシタＣｃの第１端はＳＰへ接続され、フライングクランピングキャパシタＣｃの他端はＳＮへ接続される。このようにして、スイッチデバイスＳ２及びＳ３の電圧クランピングが実装される。フライングクランピングキャパシタＣｃは、スイッチデバイスＳ２及びＳ３の電圧クランピングを実装して上記のデバイスの過電圧損傷を回避するよう構成される。
第２スイッチユニットは第５スイッチＳ５及び第６スイッチＳ６を含み、第５スイッチＳ５及び第６スイッチＳ６は第２コンバータブリッジアームを形成し、第２コンバータブリッジアームの２つの端部は夫々、正の直流バス端子Ｐ及び負の直流バス端子Ｎへ接続され、第５スイッチＳ５と第６スイッチＳ６との間の直列接続点は、第２スイッチユニットの出力端へ接続される。
第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットの出力端ＯＵＴは、交流出力端Ｖａｃへ接続される。
第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットは制御モジュールへ接続され、制御モジュールの制御下で直流電圧と交流電圧との間の電力変換を行い、スイッチデバイスは、直流と交流との間の電気エネルギ変換を実装するために、前もって設定された時間シーケンスに従って制御モジュールによって制御される。
この実施例で提供される回路では、第１スイッチユニット内のスイッチデバイスの電圧平衡及びコンバータの性能の最適制御を実装するために、フライングクランピングキャパシタの定常状態電圧は、通常、直流バス電圧の１／２、すなわち、Ｖｂｕｓ／２に制御される。この場合に、駆動ロジックに基づき、直流バス中点Ｍに対する第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットの出力端ＯＵＴの出力レベルは、＋Ｖｂｕｓ／２、０、及び−Ｖｂｕｓ／２である。
任意に、実際の制御プロセス中に、制御モジュールは、実際の適用状況に基づき、フライングクランピングキャパシタの定常状態電圧に対して微調整を行ってもよい。その上、制御モジュールは、制御回路、コントローラ、などを含む。
任意に、直流入力電圧Ｖｂｕｓに基づき、第１スイッチユニット内の各スイッチデバイス（例えば、第１スイッチＳ１乃至第４スイッチＳ４）の耐電圧値は、Ｖｂｕｓ／２よりも小さくなく、第２スイッチユニット内の各スイッチデバイス（例えば、第５スイッチＳ５及び第６スイッチＳ６）の耐電圧値は、Ｖｂｕｓよりも小さくない。
最大直流入力電圧Ｖｂｕｓが１ｋＶであるコンバータ応用では、任意に、第１スイッチユニット内のスイッチデバイスＳ１乃至Ｓ４の夫々の選択可能な耐電圧値は、６００Ｖ又は６５０Ｖであり、第２スイッチユニット内の第５スイッチＳ５及び第６スイッチＳ６の夫々の選択可能な耐電圧値は、１２００Ｖである。
この実施例で提供される回路は、２レベルインバータ回路の低い導電損失及びマルチレベルインバータ回路の低いスイッチング損失を包括的に使用することができ、第１スイッチユニット内のスイッチデバイス及び第２スイッチユニット内のスイッチデバイスのスイッチオン／オフ時間シーケンスを制御することによって、コンバータの損失を大いに減らすことができる。具体的に、第１スイッチＳ１及び第２スイッチＳ２が両方ともオンである時間内に、すなわち、第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットの出力端ＯＵＴが正の直流バス端子Ｐへ接続される場合に、第５スイッチＳ５は、少なくともある期間オンであるよう制御され、そして、第３スイッチＳ３及び第４スイッチＳ４が両方ともオンである時間内に、すなわち、出力端ＯＵＴが負の直流バス端子Ｎへ接続される場合に、第６スイッチＳ６は、少なくともある期間オンであるよう制御される。第５スイッチＳ５のオン状態電圧降下は、第１スイッチＳ１及び第２スイッチＳ２が直列接続された後に得られる電圧降下よりも低く、第６スイッチＳ６のオン状態電圧降下は、第３スイッチＳ３及び第４スイッチＳ４が直列接続された後に得られる電圧降下よりも低いので、第５スイッチＳ５及び第６スイッチＳ６のスイッチオンは、コンバータの導電損失の低減をもたらし得る。
加えて、制御モジュールは、第１スイッチユニットを使用することによって電力変換において過渡整流を実装するために、第２スイッチユニット内のスイッチデバイスのスイッチオン／オフ時点を、第１スイッチユニット内のスイッチデバイスのスイッチオン／オフ時点よりも後又は先であるよう制御する。Ｓ１乃至Ｓ４は低電圧デバイスであり、優れたスイッチング特性及び低いスイッチング損失を有しているので、Ｓ１乃至Ｓ４を使用することによって実装されるスイッチオン／オフ整流は、コンバータのスイッチング損失の低減をもたらし、そして、第２スイッチユニット内のスイッチデバイスのゼロ電圧スイッチオン及びスイッチオフを実装することができる。
任意に、回路は、第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットの出力端ＯＵＴの電圧においてリップルを除去するよう構成されるフィルタリングモジュールを更に含み、フィルタリングモジュールの一端は、出力端ＯＵＴへ接続され、フィルタリングモジュールの他端は、交流出力端へ接続される。フィルタリングモジュールはフィルタ回路を含み、フィルタ回路はインダクタＬであってよい。
任意に、第５スイッチＳ５及び第６スイッチＳ６は、スイッチング損失を有さない。そのため、コンバータの導電損失を減らすために、Ｓ５及びＳ６は、実際の用途では、導通電圧降下が低いスイッチデバイスであってよい。
任意に、第１スイッチユニット内の４つのスイッチ（Ｓ１乃至Ｓ４）のスイッチングサイクルは同じであり、４つのスイッチの夫々のスイッチング周波数は高周波であり、第１スイッチＳ１及び第４スイッチＳ４は相補的なスイッチであり、第２スイッチＳ２及び第３スイッチＳ３は相補的なスイッチである。高周波は、スイッチング周波数がｋＨｚ（キロヘルツ）レベル、例えば、数ｋＨｚ、数十ｋＨｚ、又は数百ｋＨｚにあることを意味する。各スイッチのスイッチング周波数の値は、この実施例で特には制限されない。
更には、第１スイッチユニット内の第１スイッチＳ１及び第２スイッチＳ２は、１８０°の位相シフトでオン／オフを切り替えられ、第３スイッチＳ３及び第４スイッチＳ４は１８０°の位相シフトでオン／オフを切り替えられる。実際の用途では、フライングクランピングキャパシタの定常状態電圧制御を実装するために、第１スイッチと第２スイッチとの間の位相シフト、及び第３スイッチと第４スイッチとの間の位相シフトは、厳密に１８０°に固定されず、１８０°近くで変動する。
第１スイッチユニット及び第２スイッチユニット内の各スイッチは、１つのスイッチであってよく、代替的には、複数のスイッチによって形成されたスイッチデバイスを含んでもよいことが留意されるべきである。この実施例では、スイッチユニット内のスイッチ（Ｓ１乃至Ｓ６を含む。）は夫々が、絶縁ゲートバイポーラトランジスタ（insulated gate bipolar transistor，ＩＧＢＴ）（Ｔ１乃至Ｔ６）及びＩＧＢＴのアンチパラレルダイオード（Ｄ１乃至Ｄ６）を含む。その上、第１スイッチ、第２スイッチ、第３スイッチ、第４スイッチ、第５スイッチ、及び第６スイッチは、代替的に、金属酸化膜半導体電界効果トランジスタ（metal-oxide semiconductor field-effect transistor，ＭＯＳＦＥＴ）デバイスであってもよい。
図７及び図８に示されるように、回路のトポロジは、スイッチネットワーク、直流バスキャパシタ、フライングクランピングキャパシタ、出力フィルタインダクタ、及び制御モジュールを含む。スイッチネットワークは２つのスイッチユニット、すなわち、第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットを含む。第１スイッチユニットは、第１スイッチ（Ｔ１及びＤ１）、第２スイッチ（Ｔ２及びＤ２）、第３スイッチ（Ｔ３及びＤ３）、第４スイッチ（Ｔ４及びＤ４）、及びフライングクランピングキャパシタＣｃを含み、第２スイッチユニットは、第５スイッチ（Ｔ５及びＤ５）及び第６スイッチ（Ｔ６及びＤ６）を含む。
第１スイッチユニットにおいて、第１スイッチ、第２スイッチ、第３スイッチ、及び第４スイッチは、第１コンバータブリッジアームを形成するように直列接続され、第１スイッチの第１端は正の直流バス端子Ｐへ接続され、第１スイッチの他端は第２スイッチの一端へ接続され、接合点はＳＰである。第２スイッチと第３スイッチとの接合点は第１スイッチユニットの出力端を形成し、第３スイッチの他端は第４スイッチの一端へ接続され、接合点はＳＮである。第４スイッチの他端は負の直流バス端子Ｎへ接続され、フライングクランピングキャパシタの第１端はＳＰへ接続され、フライングクランピングキャパシタの他端はＳＮへ接続される。第２スイッチユニットにおいて、第５スイッチ及び第６スイッチは、第２コンバータブリッジアームを形成するように直列接続され、第５スイッチの第１端は正の直流バス端子Ｐへ接続され、第５スイッチの他端は第６スイッチの一端へ接続され、接合点は第２スイッチユニットの出力端であり、第６スイッチの他端は負の直流バス端子Ｎへ接続される。
直流バスキャパシタは、図７に示されるように、キャパシタＣ１及びキャパシタＣ２を直流に接続することによって形成されてよく、あるいは、図８に示されるように、単一の高電圧キャパシタＣ１によって直接実装されてもよい。記載の便宜上、本願の実施形態では、キャパシタＣ１及びキャパシタＣ２がバスキャパシタを形成するように直列接続される例が使用され、基準電位、すなわち、図７に示される点Ｍの電圧が仮想化される。
制御モジュールが実施形態では更に設けられ、図６、図７及び図８に示される上記の変換回路を制御するために使用される。
この実施例で提供される制御方法を詳細に記載するために、図９は、変換回路内のスイッチデバイスの駆動ロジックの時間シーケンス図である。コンバータ制御プロセスにおいて、コンバータブリッジアーム内の相補的なスイッチ管の間の不感時間制御のために一般的な技術が使用され、そのため、図９に示される時間シーケンス図では、コンバータブリッジアーム内の相補的なスイッチデバイス間の不感時間は考慮されず、駆動波形の概略図のみが示されている。
図９に示されるように、第１スイッチユニットにおいて、各スイッチデバイスのスイッチングサイクルはＴｓｗであり、パルス幅は、パルス幅変調（pulse width modulation，ＰＷＭ）により入力及び出力条件に基づき制御モジュールによって取得され、ここで、第１スイッチＴ１及び第４スイッチＴ４は相補的なスイッチであり、第２スイッチＴ２及び第３スイッチＴ３は相補的なスイッチであり、第１スイッチＴ１及び第２スイッチＴ２は１８０°の位相シフトでオン／オフを切り替えられ、第３スイッチＴ３及び第４スイッチＴ４は１８０°の位相シフトでオン／オフを切り替えられる。第１スイッチユニットとは異なり、第２スイッチユニット内の第５スイッチＴ５及び第６スイッチＴ６は非相補的なスイッチであり、Ｔ５及びＴ６は、第１スイッチユニット内のスイッチデバイスの時間シーケンスに基づいて、オン又はオフされると決定される。
図９において、Ｖｍは、交流出力端電圧、インダクタ電流、直流バス電圧、及び外部コマンドのようなフィードバック量に基づいて制御モジュールによって取得される変調電圧を表す。Ｖｏは、回路内の第１スイッチユニット及び第２スイッチユニット（又はスイッチネットワークとも呼ばれる。）の出力端ＯＵＴの電圧を表し、上記の電圧の両方について、直流バス中点Ｍの電圧が基準電位となる。
この実施例で提供される方法において、制御モジュールは、パルス幅変調を実行するよう第１スイッチユニット内の各スイッチデバイスを制御し、それにより、スイッチネットワークの出力端は、高周波インパルス電圧のような、必要とされる交流電圧を出力する。更に、制御モジュールは、第１スイッチユニット内の各スイッチデバイスをオン又はオフすることにおいて協同するよう第２スイッチユニット内の各スイッチデバイスを制御する。具体的な制御プロセスは次の通りである。
第１スイッチ及び第２スイッチが両方ともオンである時間内に、すなわち、スイッチネットワークの出力端ＯＵＴが正の直流バス端子Ｐへ接続される場合に、制御モジュールは、少なくともある期間オンであるよう第５スイッチを制御し、第３スイッチ及び第４スイッチが両方ともオンである時間内に、すなわち、スイッチネットワークの出力端ＯＵＴが負の直流バス端子Ｎへ接続される場合に、制御モジュールは、少なくともある期間オンであるよう第６スイッチを制御する。
第５スイッチのオン状態電圧降下は、第１スイッチ及び第２スイッチが直列接続された後に得られる電圧降下よりも低く、第６スイッチのオン状態電圧降下は、第３スイッチ及び第４スイッチが直列接続された後に得られる電圧降下よりも低いので、第５スイッチ及び第６スイッチのスイッチオンは、電流フローループでの導通電圧降下の低減をもたらし、それによってコンバータの導電損失を減らし得る。
任意に、コンバータのスイッチング損失を減らすよう第１スイッチユニットを十分に使用するために、スイッチネットワークの出力端が正の直流バス端子へ接続される場合に、すなわち、スイッチネットワークの出力端がレベルＶｂｕｓ／２を出力する場合に、制御モジュールは、第５スイッチＴ５を、第１スイッチＴ１又は第２スイッチＴ２よりもある期間遅れてオンされるよう制御し、第１スイッチＴ１又は第２スイッチＴ２は、スイッチングオン整流を実施するために使用され、スイッチネットワークの出力端がフライングクランピングキャパシタを介して正の直流バス端子又は負の直流バス端子へ接続される場合に、すなわち、スイッチネットワークの出力端がレベル０を出力する場合に、制御モジュールは、第５スイッチＴ５を、第１スイッチＴ１又は第２スイッチＴ２よりもある期間先行してオフされるよう制御し、第１スイッチＴ１又は第２スイッチＴ２は、スイッチングオフ整流を実施するために使用される。
同様に、スイッチネットワークの出力端が負の直流バス端子へ接続される場合に、すなわち、スイッチネットワークの出力端がレベル−Ｖｂｕｓ／２を出力する場合に、制御モジュールは、第６スイッチＴ６を、第３スイッチＴ３又は第４スイッチＴ４よりもある期間遅れてオンされるよう制御し、第３スイッチＴ３又は第４スイッチＴ４は、スイッチングオン整流を実施するために使用され、スイッチネットワークの出力端がフライングクランピングキャパシタを介して正の直流バス端子又は負の直流バス端子へ接続される場合に、すなわち、スイッチネットワークの出力端がレベル０を出力する場合に、制御モジュールは、第６スイッチＴ６を、第３スイッチＴ３又は第４スイッチＴ４よりもある期間先行してオフされるよう制御し、第３スイッチＴ３又は第４スイッチＴ４は、スイッチングオフ整流を実施するために使用される。
この方法では、第１スイッチユニット内のスイッチデバイスは低電圧デバイスであり、優れたスイッチング特性及び低いスイッチング損失を有しているので、低電圧デバイスが整流を実装するために使用され、それによってコンバータのスイッチング損失を低減し得る。
具体的な実施形態において、第２スイッチユニット内のスイッチデバイスのスイッチオン／オフ時間シーケンスが、第５スイッチＴ５のスイッチ時間シーケンスを一例として使用することによって記載される。制御方法は、具体的に、次を含む。
図９に示されるように、変調電圧の正の半サイクルにおいて、第１スイッチＴ１がオフであり且つ第２スイッチＴ２がオンである場合に、第１スイッチＴ１が時点ｔ０でオンされるとき、すなわち、スイッチネットワークの出力電圧がゼロ電圧からＶｂｕｓ／２に急増するとき、制御モジュールは、第５スイッチＴ５を、時点ｔ０から時間インターバルＴｄ１後にオンされるよう制御する。第１スイッチＴ１は時点ｔ０でスイッチングオン整流を完了しており、第５スイッチの２つの端部の間の電圧はゼロであり、従って、ゼロ電圧スイッチオンは、時間インターバル後に第５スイッチＴ５をオンすることによって実施され得、それにより、Ｔ５はスイッチングオン損失を有さない。Ｔ５がオンされた後、Ｔ５の電圧降下は、Ｔ１及びＴ２が直列接続された後に得られる電圧降下よりも低いので、負荷電流は主にＴ５を流れ、それによってコンバータの導電損失は低減される。
第１スイッチＴ１及び第２スイッチＴ２が両方ともオンである場合に、第２スイッチＴ２が時点ｔ１でオフされるべきであるとき、制御モジュールは、負荷電流を第１スイッチユニットへ切り替えるために、第５スイッチＴ５を、時点ｔ１より時間インターバルＴｄ２前にオフされるよう制御する。このようにして、Ｔ２は、スイッチングオフ整流を実施し且つ第５スイッチＴ５のゼロ電圧スイッチオフを実施するために使用され、それにより、Ｔ５はスイッチングオフ損失を有さない。実際の制御プロセスでは、制御モジュールは、少なくとも１スイッチングサイクル前に第２スイッチＴ２のスイッチオフ時点を計算してよく、それにより、Ｔ５のスイッチオフ時点は、Ｔ２のスイッチオフ時点と、Ｔ２のスイッチオフ時点までの、スイッチングオフが実行されてからの時間インターバルＴｄ２とに基づいて、求められ得る。
第１スイッチがオンであり且つ第２スイッチがオフである場合に、第２スイッチＴ２が時点ｔ２でオンされるとき、制御モジュールは、第５スイッチＴ５を、時点ｔ２から時間インターバルＴｄ３後にオンされるよう制御する。このようにして、Ｔ２は、スイッチングオン整流を実施し且つ第５スイッチＴ５のゼロ電圧スイッチオンを実施するために使用され、それにより、Ｔ５はスイッチングオン損失を有さない。
第１スイッチ及び第２スイッチが両方ともオンである場合に、第１スイッチが時点ｔ３でオフされるべきであるとき、制御モジュールは、第５スイッチＴ５を、時点ｔ３より時間インターバルＴｄ４前にオフされるよう制御する。このようにして、Ｔ１は、スイッチングオフ整流を実施し且つ第５スイッチＴ５のゼロ電圧スイッチオフを実施するために使用され、それにより、Ｔ５はスイッチングオフ損失を有さない。実際の制御プロセスでは、制御モジュールは、少なくとも１スイッチングサイクル前に第１スイッチＴ１のスイッチオフ時点を計算してよく、それにより、Ｔ５のスイッチオフ時点は、Ｔ１のスイッチオフ時点と、Ｔ１のスイッチオフ時点までの、スイッチングオフが実行されてからの時間インターバルＴｄ４とに基づいて、求められ得る。
上記の時間シーケンス制御が実行される場合に、Ｔ５は、ゼロ電圧スイッチオン及びスイッチオフを実装することができ、スイッチング損失を有さず、主たるスイッチング損失は、Ｔ１及びＴ２で起こる。Ｔ１及びＴ２は低電圧デバイスであり、スイッチング損失が低いので、コンバータのスイッチング損失は、上記の様態では低減され得る。
第５スイッチＴ５が第１スイッチＴ１又は第２スイッチＴ２よりも後にオンされる時間インターバルと、第５スイッチＴ５が第１スイッチＴ１又は第２スイッチＴ２よりも先にオフされる時間インターバルとは、電流立ち上がり時間及び電流立ち下がり時間のような、第１スイッチユニット及び第２スイッチユニット内のスイッチデバイスのスイッチング特性に基づき決定されてよい。任意に、時間インターバルは、制御モジュールによってもっぱら設定されてよい。一般に、時間インターバルは、数ナノ秒から数マイクロ秒の間である。例えば、時間インターバルは、０ｎｓから１０μｓの間の任意の値である。
同様に、変調電圧の負の半サイクルにおいて、第６スイッチＴ６のスイッチオン／オフ時間シーケンスは第５スイッチＴ５のそれと同等であり、第６スイッチＴ６のスイッチ時間シーケンスは、第３スイッチＴ３及び第４スイッチＴ４によって決定される。
具体的に、第３スイッチＴ３がオンであり且つ第４スイッチＴ４がオフである場合に、第４スイッチＴ４が時点ｔ５でオンされるとき、制御モジュールは、第６スイッチＴ６を、第４スイッチＴ４のスイッチオン時点ｔ５から時間インターバルＴｄ５後にオンされるよう制御する。このようにして、第４スイッチｔ４は、スイッチングオン整流を実施し且つＴ６のゼロ電圧スイッチオンを実施するために使用され、それにより、Ｔ６はスイッチングオン損失を有さない。
第３スイッチＴ３及び第４スイッチＴ４が両方ともオンである場合に、第３スイッチＴ３が時点ｔ６でオフされるべきであるとき、制御モジュールは、負荷電流を第１スイッチユニットへ切り替えるために、第６スイッチＴ６を、第３スイッチＴ３のスイッチオフ時点ｔ６より時間インターバルＴｄ６前にオフされるよう制御する。このようにして、Ｔ３は、スイッチングオフ整流を実施し且つＴ６のゼロ電圧スイッチオフを実施するために使用され、それにより、Ｔ６はスイッチングオフ損失を有さない。
第３スイッチＴ３がオフであり且つ第４スイッチＴ４がオンである場合に、第３スイッチＴ３が時点ｔ７でオンされるとき、制御モジュールは、第６スイッチＴ６を、第３スイッチＴ３のスイッチオン時点ｔ７から時間インターバルＴｄ７後にオンされるよう制御する。このようにして、Ｔ３は、スイッチングオン整流を実施し且つＴ６のゼロ電圧スイッチオンを実施するために使用され、それにより、Ｔ６はスイッチングオン損失を有さない。
第３スイッチＴ３及び第４スイッチＴ４が両方ともオンである場合に、第４スイッチＴ４が時点ｔ８でオフされるべきであるとき、制御モジュールは、第６スイッチＴ６を、第４スイッチＴ４のスイッチオフ時点ｔ８より時間インターバルＴｄ８前にオフされるよう制御する。このようにして、Ｔ４は、スイッチングオフ整流を実施し且つＴ６のゼロ電圧スイッチオフを実施するために使用され、それにより、Ｔ６はスイッチングオフ損失を有さない。
上記の時間シーケンス制御が実行される場合に、Ｔ６は、ゼロ電圧スイッチオン及びスイッチオフを実装することができ、スイッチング損失を有さず、主たるスイッチング損失は、Ｔ３及びＴ４で起こる。Ｔ３及びＴ４は低電圧デバイスであり、スイッチング損失が低いので、コンバータのスイッチング損失は、上記の様態では低減され得る。
この実施例におけるスイッチの「スイッチオン」と「スイッチオフ」との間の違いは、「スイッチオン」が主に、スイッチに対して実行される動作を指し、スイッチをオンする過渡状態を強調し、「オン」が主に、スイッチの定常状態と、半導体スイッチが閉回路内にある状態にあることとを意味する点にあることが留意されるべきである。
この実施例で提供される回路構造及び制御方法では、コンバータのスイッチング損失は、低電圧デバイスと組み合わせてフライングキャパシタ３レベル回路トポロジを使用することによって低減され得、コンバータの導電損失は、高電圧デバイスと組み合わせて従来のブリッジ型２レベル回路トポロジを使用することによって低減され得る。
混合型ＮＰＣ３レベルインバータ回路と比較して、本願で提供される回路構造では、フライングキャパシタが、図５に示されるダイオードＤ２及びダイオードＤ３のようなダイオードを置換するために使用される。これは、半導体の数量を減らし且つ回路構造を簡単にして、電力モジュールレイアウトを容易にする。その上、フライングキャパシタが使用され、ダイオードＤ２及びＤ３がないので、直流バスは、中点電圧を生成する電圧分割のために大容量キャパシタを使用する必要がない。従って、中点電圧変動の問題は存在せず、直流バスキャパシタ構造は簡単にされ、バスキャパシタは省かれる。
加えて、この実施例で提供される回路制御方法では、第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットの各スイッチは、前もって設定されたスイッチオン／オフ時間シーケンスに従って第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットの出力端が正の直流バス端子及び負の直流バス端子へ交互に接続されるように、オン又はオフされるよう制御され、第１スイッチユニット内の４つのスイッチのスイッチオン又はスイッチオフを通じて整流が実装され、第２スイッチユニット内の第５スイッチ及び第６スイッチのスイッチオンは、電流フローループの導通電圧降下の低減をもたらし、それによってコンバータの導電損失を減らす。
任意に、最大直流入力電圧Ｖｂｕｓが１ｋＶである応用システムでは、任意に、第１スイッチユニット内のスイッチＴ１乃至Ｔ４及びアンチパラレルダイオードＤ１乃至Ｄ４は夫々が、６００Ｖ又は６５０Ｖの耐電圧値を有するスイッチデバイスであってよく、第２スイッチユニット内のＴ５、Ｔ６、Ｄ５、及びＤ６は夫々が、１２００Ｖの耐電圧値を有するスイッチデバイスであってよい。導通電圧降下及びスイッチング損失特性に基づいて、Ｔ１乃至Ｔ４は夫々が、スイッチング損失が低いデバイスであってよく、Ｔ５及びＴ６は夫々が、導通電圧降下が小さいデバイスであってよい。
この実施例で提供される回路では、第１スイッチユニット内の４つのスイッチデバイスは夫々が、ＩＧＢＴ及びアンチパラレルダイオードＤを含む。実施例１との違いは、第２スイッチユニット内の第５スイッチＴ５及び第６スイッチＴ６がＩＧＢＴ（Ｔ５及びＴ６）しか含まず、アンチパラレルダイオードを含まない点にある。他のデバイス及び接続関係は、図１０に示されるように、実施例１のそれらと同じである。
具体的に、回路は、入力端子と、出力端子と、制御モジュールと、半導体スイッチングデバイスによって形成されるスイッチネットワークとを含む。スイッチネットワークは２つのスイッチユニット、すなわち、第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットを含む。第１スイッチユニットは、第１スイッチ（Ｔ１及びＤ１）、第２スイッチ（Ｔ２及びＤ２）、第３スイッチ（Ｔ３及びＤ３）、第４スイッチ（Ｔ４及びＤ４）、及びフライングクランピングキャパシタＣｃを含み、第２スイッチユニットは、第５スイッチ（Ｔ５）及び第６スイッチ（Ｔ６）を含む。第１スイッチユニットにおいて、第１スイッチ（Ｔ１及びＤ１）、第２スイッチ（Ｔ２及びＤ２）、第３スイッチ（Ｔ３及びＤ３）、及び第４スイッチ（Ｔ４及びＤ４）は、第１コンバータブリッジアームを形成するように直列接続され、第１スイッチの第１端は正の直流バス端子Ｐへ接続され、第１スイッチの他端は第２スイッチの一端へ接続され、接合点はＳＰである。第２スイッチと第３スイッチとの接合点は第１スイッチユニットの出力端を形成し、第３スイッチの他端は第４スイッチの一端へ接続され、接合点はＳＮである。第４スイッチの他端は負の直流バス端子Ｎへ接続され、フライングクランピングキャパシタの第１端はＳＰへ接続され、フライングクランピングキャパシタの他端はＳＮへ接続される。第２スイッチユニットにおいて、第５スイッチ及び第６スイッチは、第２コンバータブリッジアームを形成するように直列接続され、第５スイッチの第１端は正の直流バス端子Ｐへ接続され、第５スイッチの他端は第６スイッチの一端へ接続され、接合点は第２スイッチユニットの出力端であり、第６スイッチの他端は負の直流バス端子Ｎへ接続される。フィルタリングモジュールは、第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットの出力端ＯＵＴと交流電圧Ｖａｃとの間に位置するインダクタを含む。
制御モジュールは第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットへ接続され、第１スイッチユニットを制御してパルス幅変調を行うよう構成され、それにより、スイッチネットワークの出力端は、必要とされる交流電圧を出力する。更に、制御プロセスは、次を含む。第１スイッチ及び第２スイッチが両方ともオンである時間内に、すなわち、スイッチネットワークの出力端が正の直流バス端子へ接続される場合に、制御モジュールは、少なくともある期間オンであるよう第５スイッチを制御する。第３スイッチ及び第４スイッチが両方ともオンである時間内に、すなわち、スイッチネットワークの出力端が負の直流バス端子へ接続される場合に、制御モジュールは、少なくともある期間オンであるよう第６スイッチを制御する。具体的に、制御モジュールが、第１スイッチユニット内の各スイッチをオン又はオフすることにおいて協同するよう第２スイッチユニットを制御するプロセスは、上記の具体的な実施形態の方法におけるそれと同じであり、詳細については、この実施例の中で繰り返されない。
実施例１の回路構造と比較して、この実施例における第２スイッチユニット内のスイッチ管はアンチパラレルダイオードを含まず、第１スイッチユニット内のダイオードのみがフリーホイーリングのために使用され、それによって、整流ループ構造はより簡単になり、モジュールレイアウト及び回路制御は容易になる。
図１１は、実施例１で提供される回路トポロジに基づく三相インバータ回路の形態を示し、回路は、直流源、交流源、インバータ回路、フィルタリングモジュール、及び制御モジュールを含む。
直流源と交流源との間で電気エネルギ変換を実装するために、各位相回路は、実施例１で提供される回路によって形成され、三相交流と三相直流との間のエネルギ変換は、制御モジュールを使用することによって実施され得る。
具体的に、各位相回路の組成構造及び制御モジュールによって実行される制御方法は、実施例１におけるそれらと同じであり、詳細については、この実施例の中で繰り返されない。
上記の実施例１及び実施例２で提供される変換回路は夫々、単相回路又は単相回路の一部であり、実施例３の回路は三相回路又は三相回路の一部であることが留意されるべきである。その上、実施例３の回路は、代替的に、多相回路又は多相回路の構成部分であってよい。これは、本願において制限されない。
加えて、上記の実施例における変換回路は、整流回路、インバータ回路、又は整流回路若しくはインバータ回路の構成部分であってよい。
実際のハードウェア実施において、本願は、上記の実施例における変換回路と、該回路のための制御モジュールとを含み、直流電圧と交流電圧との電力変換を実装するよう構成されるデバイスを更に提供する。
更に、デバイスは、コンバータ、すなわち、図３又は図４のＡＣ／ＤＣコンバータ又はＤＣ／ＡＣコンバータであってもよい。その上、変換回路は、他のデバイス又は装置にも適用可能であり、直流電圧と交流電圧との電力変換を実装する機能を備える。
上記の実施例では、第１スイッチ、第２スイッチ、第３スイッチ、及び第４スイッチは夫々が、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴのような半導体スイッチングデバイスであり、ＩＧＢＴはアンチパラレルダイオードを含む。第５スイッチ及び第６スイッチは夫々が、ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴのような半導体スイッチングデバイスであり、ＩＧＢＴはアンチパラレルダイオードを含んでよく、あるいは、アンチパラレルダイオードを含まなくてもよい。
加えて、スイッチネットワーク内の半導体スイッチングデバイスは、別個の単管デバイス、又はスイッチデバイスウェハをパッケージ化することによって形成されるパワーモジュールであってよく、制御ロジックは、デジタル・シグナル・プロセッサ、コンプレックス・プログラマブル・ロジック・デバイス、又はデジタル／アナログ・ディスクリート集積回路のような制御チップによって実装される。
制御モジュールは、プロセッサを含む。具体的に、プロセッサは、中央演算処理装置（central processing unit，ＣＰＵ）、デジタル・シグナル・プロセッサ（digital signal processor，ＤＳＰ）、又は他の信号処理ユニットであってよい。プロセッサは、ハードウェアチップを更に含んでもよい。ハードウェアチップは、特定用途向け集積回路（application-specific integrated circuit，ＡＳＩＣ）、プログラマブル・ロジック・デバイス（programmable logic device，ＰＬＤ）、又はそれらの組み合わせであってよい。上記のＰＬＤは、コンプレックス・プログラマブル・ロジック・デバイス（complex programmable logic device，ＣＰＬＤ）、フィールド・プログラマブル・ゲート・アレイ（field-programmable gate array，ＦＰＧＡ）、ジェネリック・アレイ・ロジック（generic array logic，ＧＡＬ）、又はそれらの任意の組み合わせであってよい。
実際のコンバータ適用の制御プロセスでは、制御モジュールは、少なくとも１スイッチングサイクル前に第１スイッチユニット内の各スイッチデバイスのスイッチオフ時点を計算してよく、それにより、対応するスイッチデバイスは、計算されたスイッチオフ時点と、スイッチオフ時点前の、スイッチオフが実行されてからの時間インターバルとに基づいて、前もってオフされ得る。
制御モジュールは、変換回路の制御方法及びストラテジを記憶するよう構成されるメモリを更に含んでもよい。更に、メモリは、磁気ディスク、光ディスク、リード・オンリー・メモリ（read-only memory，ＲＯＭ）、ランダム・アクセス・メモリ（random access memory，ＲＡＭ）、などであってよい。
具体的な応用技術シナリオでは、本願の上記の実施例で提供される変換回路及び制御方法は、光発電システムに適用されてよい。具体的に、図４を参照すると、光発電システムは、光起電力電池、光起電力インバータ、及び交流電力グリッドを含み、光起電力インバータは、入力端、出力端、及び上記の実施例のいずれか１つで提供される変換回路を含む。具体的に、変換回路の構造及び機能については、上記の実施例を参照されたく、詳細については繰り返されない。光起電力インバータの入力端は、光起電力電池へ接続され、光起電力インバータの出力端は、交流電力グリッドへ接続され、変換回路は、光起電力インバータの入力端及び出力端での電圧を変換するよう構成される。
任意に、光起電力電池は、光起電力パネルを含み、光起電力インバータは、ＤＣ／ＡＣ整流器などであってよい。
任意に、光起電力インバータは、モニタリングモジュール、最大電力監視モジュール、通信モジュール、避雷モジュール、及び系統連系モジュールのような他の補助機能モジュールを更に含んでもよい。
任意に、光発電システムは、中央集権型通信ユニット、中央集権型制御ユニット、又は交流分配デバイス若しくは絶縁変圧器デバイスのような他のデバイスを更に含んでもよく、これは本願において制限されない。
当業者であれば、本発明の実施形態における技術が、必須の一般的なハードウェアプラットフォームに加えてソフトウェアによって実装されてもよいことを明らかに理解し得る。かような理解に基づき、本発明の技術的解決法は本質的に、又は先行技術に寄与する部分は、ソフトウェア製品の形で実装されてもよい。ソフトウェア製品は、ＲＯＭ／ＲＡＭ、磁気ディスク、又は光ディスクのような記憶媒体に記憶され、コンピュータデバイス（パーソナルコンピュータ、サーバ、又はネットワークデバイスであってよい。）に、本発明の実施形態又は実施形態のいくつかの部分で記載される方法を実行するように指示するいくつかの命令を含む。
本明細書中の様々な実施形態の間の同じ及び類似した部分は、互いに参照され得る。特に、上記の実施例２及び実施例３は、基本的に、方法の実施形態と同様であり、従って、簡潔に記載される。関連する部分については、方法の実施形態の記載を参照されたい。
上記の説明は、本発明の実施であるが、本発明の保護範囲を限定する意図はない。

Claims (16)

  1. 変換回路であって、
    当該回路は、入力端子と、出力端子と、制御モジュールと、半導体スイッチングデバイスによって形成される第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットとを有し、
    前記入力端子は、正の直流バス端子及び負の直流バス端子を有し、前記出力端子は、交流出力端を有し、
    前記第１スイッチユニットは、フライングクランピングキャパシタと、第１スイッチ、第２スイッチ、第３スイッチ、及び第４スイッチを直列に接続することによって形成される第１コンバータブリッジアームとを有し、該第１コンバータブリッジアームの２つの端部は夫々、前記正の直流バス端子及び前記負の直流バス端子へ接続され、前記フライングクランピングキャパシタの第１端は、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの間の直列接続点へ接続され、前記フライングクランピングキャパシタの第２端は、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの間の直列接続点へ接続され、前記第２スイッチと前記第３スイッチとの間の直列接続点は、前記第１スイッチユニットの出力端を形成し、
    前記第２スイッチユニットは、第５スイッチ及び第６スイッチを有する第２コンバータブリッジアームを有し、該第２コンバータブリッジアームの２つの端部は夫々、前記正の直流バス端子及び前記負の直流バス端子へ接続され、前記第５スイッチと前記第６スイッチとの間の直列接続点は、前記第２スイッチユニットの出力端へ接続され、
    前記第１スイッチユニット及び前記第２スイッチユニットの前記出力端は、前記交流出力端へ接続され、
    前記第１スイッチユニット及び前記第２スイッチユニットは、前記制御モジュールへ接続され、該制御モジュールの制御下で、当該変換回路が直流電圧と交流電圧との間で変換を行うように切り替わる、
    前記変換回路。
  2. 当該回路は、フィルタリングモジュールを更に有し、
    前記フィルタリングモジュールの一端は、前記第１スイッチユニット及び前記第２スイッチユニットの前記出力端へ接続され、前記フィルタリングモジュールの他端は、前記交流出力端へ接続される、
    請求項１に記載の回路。
  3. 前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ、前記第４スイッチ、前記第５スイッチ、及び前記第６スイッチは夫々がＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴデバイスを有し、前記ＩＧＢＴは、アンチパラレルダイオードを有する、
    請求項１に記載の回路。
  4. 前記第１スイッチ、前記第２スイッチ、前記第３スイッチ、及び前記第４スイッチは夫々がＩＧＢＴ及びアンチパラレルダイオードを有し、前記第５スイッチ及び前記第６スイッチは夫々がＩＧＢＴを有する、
    請求項１に記載の回路。
  5. 当該回路は、単相回路、三相回路、又は多相回路の一部である、
    請求項１乃至４のうちいずれか一項に記載の回路。
  6. 当該回路は、整流回路又はインバータ回路の一部である、
    請求項１乃至４のうちいずれか一項に記載の回路。
  7. 変換回路を制御するために使用される制御方法であって、
    前記変換回路は、入力端子と、出力端子と、制御モジュールと、半導体スイッチングデバイスによって形成される第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットとを有し、
    前記入力端子は、正の直流バス端子及び負の直流バス端子を有し、前記出力端子は、交流出力端を有し、
    前記第１スイッチユニットは、フライングクランピングキャパシタと、第１スイッチ、第２スイッチ、第３スイッチ、及び第４スイッチを直列に接続することによって形成される第１コンバータブリッジアームとを有し、該第１コンバータブリッジアームの２つの端部は夫々、前記正の直流バス端子及び前記負の直流バス端子へ接続され、前記フライングクランピングキャパシタの第１端は、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの間の直列接続点へ接続され、前記フライングクランピングキャパシタの第２端は、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの間の直列接続点へ接続され、前記第２スイッチと前記第３スイッチとの間の直列接続点は、前記第１スイッチユニットの出力端を形成し、
    前記第２スイッチユニットは、第５スイッチ及び第６スイッチを有する第２コンバータブリッジアームを有し、該第２コンバータブリッジアームの２つの端部は夫々、前記正の直流バス端子及び前記負の直流バス端子へ接続され、前記第５スイッチと前記第６スイッチとの間の直列接続点は、前記第２スイッチユニットの出力端へ接続され、
    前記第１スイッチユニット及び前記第２スイッチユニットの出力端は、前記交流出力端へ接続され、
    前記第１スイッチユニット及び前記第２スイッチユニットは、前記制御モジュールへ接続され、該制御モジュールの制御下で、前記変換回路が直流電圧と交流電圧との間で変換を行うように切り替わる、前記回路制御方法において、
    前記第１スイッチ及び前記第２スイッチが両方ともオンである時間内に、前記制御モジュールによって、少なくともある期間オンであるよう前記第５スイッチを制御することと、
    前記第３スイッチ及び前記第４スイッチが両方ともオンである時間内に、前記制御モジュールによって、少なくともある期間オンであるよう前記第６スイッチを制御することと
    を有する前記制御方法。
  8. 前記第１スイッチユニット内の前記４つのスイッチの夫々のスイッチング周波数は高周波であり、前記第１スイッチ及び前記第４スイッチは相補的なスイッチであり、前記第２スイッチ及び前記第３スイッチは相補的なスイッチである、
    請求項７に記載の方法。
  9. 前記第１スイッチユニット内の前記第１スイッチ及び前記第２スイッチは、１８０°の位相シフトでオン／オフを切り替えられ、前記第３スイッチ及び前記第４スイッチは、１８０°の位相シフトでオン／オフを切り替えられる、
    請求項７に記載の方法。
  10. 前記第１スイッチ及び前記第２スイッチが両方ともオンである時間内に、前記制御モジュールによって、少なくともある期間オンであるよう前記第５スイッチを制御することは、
    前記第１スイッチがオフであり且つ前記第２スイッチがオンである場合に、前記第１スイッチがオンされるとき、前記制御モジュールによって、前記第１スイッチのスイッチオン時から時間インターバルＴｄ１後にオンされるよう前記第５スイッチを制御することと、
    前記第１スイッチ及び前記第２スイッチが両方ともオンである場合に、前記第２スイッチがオフされるとき、前記制御モジュールによって、前記第２スイッチのスイッチオフ時より時間インターバルＴｄ２前にオフされるよう前記第５スイッチを制御することと、
    前記第１スイッチがオンであり且つ前記第２スイッチがオフである場合に、前記第２スイッチがオンされるとき、前記制御モジュールによって、前記第２スイッチのスイッチオン時から時間インターバルＴｄ３後にオンされるよう前記第５スイッチを制御することと、
    前記第１スイッチ及び前記第２スイッチが両方ともオンである場合に、前記第１スイッチがオフされるとき、前記制御モジュールによって、前記第１スイッチのスイッチオフ時より時間インターバルＴｄ４前にオフされるよう前記第５スイッチを制御することと
    を有する、
    請求項７乃至９のうちいずれか一項に記載の方法。
  11. 前記第３スイッチ及び前記第４スイッチが両方ともオンである時間内に、前記制御モジュールによって、少なくともある期間オンであるよう前記第６スイッチを制御することは、
    前記第３スイッチがオンであり且つ前記第４スイッチがオフである場合に、前記第４スイッチがオンされるとき、前記制御モジュールによって、前記第４スイッチのスイッチオン時から時間インターバルＴｄ５後にオンされるよう前記第６スイッチを制御することと、
    前記第３スイッチ及び前記第４スイッチが両方ともオンである場合に、前記第３スイッチがオフされるとき、前記制御モジュールによって、前記第３スイッチのスイッチオフ時より時間インターバルＴｄ６前にオフされるよう前記第６スイッチを制御することと、
    前記第３スイッチがオフであり且つ前記第４スイッチがオンである場合に、前記第３スイッチがオンされるとき、前記制御モジュールによって、前記第３スイッチのスイッチオン時から時間インターバルＴｄ７後にオンされるよう前記第６スイッチを制御することと、
    前記第３スイッチ及び前記第４スイッチが両方ともオンである場合に、前記第４スイッチがオフされるとき、前記制御モジュールによって、前記第４スイッチのスイッチオフ時より時間インターバルＴｄ８前にオフされるよう前記第６スイッチを制御することと
    を有する、
    請求項７乃至９のうちいずれか一項に記載の方法。
  12. 当該方法は、前記制御モジュールによって、前記第１スイッチユニット及び前記第２スイッチユニット内の前記スイッチデバイスのスイッチング特性に基づき前記時間インターバルを決定することを更に有し、
    前記時間インターバルは、０ｎｓから１０μｓの間である、
    請求項１０又は１１に記載の方法。
  13. 当該方法は、前記制御モジュールによって、もっぱら前記時間インターバルを設定することを更に有する、
    請求項１０又は１１に記載の方法。
  14. 前記回路は、フィルタリングモジュールを更に有し、該フィルタリングモジュールの一端は、前記第１スイッチユニット及び前記第２スイッチユニットの前記出力端へ接続され、前記フィルタリングモジュールの他端は、前記交流出力端へ接続され、
    前記フィルタリングモジュールは、前記スイッチネットワークの前記出力端の電圧のリップルを除去するよう構成される、
    請求項１０乃至１３のうちいずれか一項に記載の方法。
  15. 請求項１乃至６のうちいずれか一項に記載の変換回路を有し、直流電圧と交流電圧との間の電力変換を実装するよう構成される電源デバイス。
  16. 光発電システムであって、
    当該システムは、光起電力電池、光起電力インバータ、及び交流電力グリッドを有し、
    前記光起電力インバータは、入力端、出力端、及び変換回路を有し、
    前記光起電力インバータの前記入力端は、前記光起電力電池へ接続され、前記光起電力インバータの前記出力端は、前記交流電力グリッドへ接続され、
    前記変換回路は、前記光起電力インバータの前記入力端及び前記出力端での電圧を変換するよう構成され、
    前記変換回路は、入力端子と、出力端子と、制御モジュールと、半導体スイッチングデバイスによって形成される第１スイッチユニット及び第２スイッチユニットとを有し、
    前記入力端子は、正の直流バス端子及び負の直流バス端子を有し、前記出力端子は、交流出力端を有し、
    前記第１スイッチユニットは、フライングクランピングキャパシタと、第１スイッチ、第２スイッチ、第３スイッチ、及び第４スイッチを直列に接続することによって形成される第１コンバータブリッジアームとを有し、該第１コンバータブリッジアームの２つの端部は夫々、前記正の直流バス端子及び前記負の直流バス端子へ接続され、前記フライングクランピングキャパシタの第１端は、前記第１スイッチと前記第２スイッチとの間の直列接続点へ接続され、前記フライングクランピングキャパシタの第２端は、前記第３スイッチと前記第４スイッチとの間の直列接続点へ接続され、前記第２スイッチと前記第３スイッチとの間の直列接続点は、前記第１スイッチユニットの出力端を形成し、
    前記第２スイッチユニットは、第５スイッチ及び第６スイッチを有する第２コンバータブリッジアームを有し、該第２コンバータブリッジアームの２つの端部は夫々、前記正の直流バス端子及び前記負の直流バス端子へ接続され、前記第５スイッチと前記第６スイッチとの間の直列接続点は、前記第２スイッチユニットの出力端へ接続され、
    前記第１スイッチユニット及び前記第２スイッチユニットの出力端は、前記交流出力端へ接続され、
    前記第１スイッチユニット及び前記第２スイッチユニットは、前記制御モジュールへ接続され、該制御モジュールの制御下で、当該変換回路が直流電圧と交流電圧との間で変換を行うように切り替わる、
    前記光発電システム。
JP2020507639A 2017-08-11 2018-08-10 変換回路、制御方法、及び電源デバイス Active JP6919061B2 (ja)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN201710686021.7 2017-08-11
CN201710686021.7A CN109391166B (zh) 2017-08-11 2017-08-11 一种变换电路、控制方法和供电设备
PCT/CN2018/099926 WO2019029694A1 (zh) 2017-08-11 2018-08-10 一种变换电路、控制方法和供电设备

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2020530756A true JP2020530756A (ja) 2020-10-22
JP6919061B2 JP6919061B2 (ja) 2021-08-11

Family

ID=65270970

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2020507639A Active JP6919061B2 (ja) 2017-08-11 2018-08-10 変換回路、制御方法、及び電源デバイス

Country Status (5)

Country Link
US (1) US11201565B2 (ja)
EP (1) EP3657661B1 (ja)
JP (1) JP6919061B2 (ja)
CN (1) CN109391166B (ja)
WO (1) WO2019029694A1 (ja)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2023033229A (ja) * 2021-08-26 2023-03-09 オリンパス・ヴィンター・ウント・イベ・ゲゼルシャフト・ミット・ベシュレンクテル・ハフツング Ｈｆ高電圧マルチレベルインバータを有する電気外科手術用発生装置

Families Citing this family (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2019060401A1 (en) * 2017-09-25 2019-03-28 Huawei Technologies Co., Ltd MULTINIVEAL HYBRID INVERTERS
WO2019139632A1 (en) 2018-01-11 2019-07-18 Lancium Llc Method and system for dynamic power delivery to a flexible datacenter using unutilized energy sources
EP3567692B1 (en) 2018-05-10 2021-09-29 Solaredge Technologies Ltd. Apparatus to increase the reliability and the service life time of photovoltaic (pv) modules
US11258261B2 (en) * 2018-05-10 2022-02-22 Solaredge Technologies Ltd. Systems and methods to increase the reliability and the service life time of photovoltaic (PV) modules
US11031787B2 (en) 2018-09-14 2021-06-08 Lancium Llc System of critical datacenters and behind-the-meter flexible datacenters
US11016553B2 (en) 2018-09-14 2021-05-25 Lancium Llc Methods and systems for distributed power control of flexible datacenters
US10367353B1 (en) 2018-10-30 2019-07-30 Lancium Llc Managing queue distribution between critical datacenter and flexible datacenter
US10452127B1 (en) 2019-01-11 2019-10-22 Lancium Llc Redundant flexible datacenter workload scheduling
US11128165B2 (en) 2019-02-25 2021-09-21 Lancium Llc Behind-the-meter charging station with availability notification
CN110649831B (zh) * 2019-05-10 2021-04-13 阳光电源股份有限公司 多电平逆变电路的关机封波控制方法及其应用装置
WO2020227811A1 (en) 2019-05-15 2020-11-19 Upstream Data Inc. Portable blockchain mining system and methods of use
US11397999B2 (en) 2019-08-01 2022-07-26 Lancium Llc Modifying computing system operations based on cost and power conditions
US11868106B2 (en) 2019-08-01 2024-01-09 Lancium Llc Granular power ramping
US10608433B1 (en) 2019-10-28 2020-03-31 Lancium Llc Methods and systems for adjusting power consumption based on a fixed-duration power option agreement
US11042948B1 (en) 2020-02-27 2021-06-22 Lancium Llc Computing component arrangement based on ramping capabilities
CN111404414B (zh) * 2020-03-10 2022-08-02 天津工业大学 一种改进的npc三电平逆变器
CN113726137B (zh) * 2020-05-26 2023-11-03 台达电子企业管理（上海）有限公司 变换装置
CN113726136B (zh) * 2020-05-26 2023-11-03 台达电子企业管理（上海）有限公司 变换装置
CN111756244B (zh) * 2020-07-31 2022-04-08 阳光电源股份有限公司 一种两级变换电路
CN112003490B (zh) * 2020-07-31 2021-06-04 北京金风科创风电设备有限公司 三电平变流器的功率组件及三电平变流器
CN114069819A (zh) * 2020-08-07 2022-02-18 台达电子工业股份有限公司 具有三阶层切换电路的转换装置及三阶层切换电路的操作方法
CN113114061B (zh) * 2021-03-26 2022-06-24 台达电子企业管理（上海）有限公司 变换器及抑制变换器的环流干扰的方法
CN113328649A (zh) * 2021-05-18 2021-08-31 华为技术有限公司 一种变换电路及其控制方法

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20130154716A1 (en) * 2010-06-12 2013-06-20 Kostal Industrie Elektrik Gmbh Circuit Topology for a Phase Connection of an Inverter
EP2728734A1 (en) * 2012-11-02 2014-05-07 ABB Oy A three-level neutral-point-clamped inverter
WO2015030152A1 (ja) * 2013-09-02 2015-03-05 株式会社村田製作所 インバータ装置

Family Cites Families (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101018017A (zh) * 2007-01-15 2007-08-15 南京航空航天大学 混合式三电平谐振直流变换器及双移相控制方法
US8582331B2 (en) * 2009-07-20 2013-11-12 Vincotech Holdings S.à.r.l. Inverter topologies usable with reactive power
FR2956266B1 (fr) 2010-02-05 2012-02-03 Mge Ups Systems Dispositif convertisseur et alimentation sans interruption equipee d'un tel dispositif
US20120218795A1 (en) * 2011-02-28 2012-08-30 Siemens Corporation Pulse width modulated control for hybrid inverters
CN202172367U (zh) * 2011-08-09 2012-03-21 常熟开关制造有限公司(原常熟开关厂） 一种单相逆变器
EP2590312A1 (en) * 2011-11-04 2013-05-08 Alstom Technology Ltd Voltage source converter (VSC) with neutral-point-clamped (NPC) topology and method for operating such voltage source converter
CN102664548A (zh) * 2012-05-11 2012-09-12 上海海事大学 一种基于储能电容的级联逆变电路
CN103236796B (zh) * 2013-04-19 2015-09-09 华为技术有限公司 一种逆变器和控制逆变器的方法
US9385628B2 (en) * 2014-03-17 2016-07-05 Futurewei Technologies, Inc. Multilevel inverter device and operating method
CN204013248U (zh) * 2014-07-16 2014-12-10 中国矿业大学 一种基于llc谐振变换器的电力电子变压器
US9966875B2 (en) * 2015-01-29 2018-05-08 Hongliang Wang Five-level topology units and inverter thereof
CN108475999B (zh) * 2016-03-17 2020-09-08 汪洪亮 单相五电平有源嵌位变换器单元及变换器
CN105811795A (zh) * 2016-05-10 2016-07-27 浙江大学 一种主从式混合级联多电平变流器
US9871467B2 (en) * 2016-05-19 2018-01-16 Abb Schweiz Ag Resonant converters including flying capacitors
CN109104098B (zh) * 2017-06-21 2020-02-21 华为技术有限公司 变流器及其驱动方法
CN107317508B (zh) * 2017-08-15 2019-11-29 华为技术有限公司 一种电能变换器
WO2019060401A1 (en) * 2017-09-25 2019-03-28 Huawei Technologies Co., Ltd MULTINIVEAL HYBRID INVERTERS
US10404175B2 (en) * 2017-12-29 2019-09-03 Texas Instruments Incorporated Converter topology with adaptive power path architecture
US10541623B1 (en) * 2019-01-14 2020-01-21 Infineon Technologies Ag Circuit with an input voltage divider and two half-bridges

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20130154716A1 (en) * 2010-06-12 2013-06-20 Kostal Industrie Elektrik Gmbh Circuit Topology for a Phase Connection of an Inverter
EP2728734A1 (en) * 2012-11-02 2014-05-07 ABB Oy A three-level neutral-point-clamped inverter
WO2015030152A1 (ja) * 2013-09-02 2015-03-05 株式会社村田製作所 インバータ装置

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2023033229A (ja) * 2021-08-26 2023-03-09 オリンパス・ヴィンター・ウント・イベ・ゲゼルシャフト・ミット・ベシュレンクテル・ハフツング Ｈｆ高電圧マルチレベルインバータを有する電気外科手術用発生装置

Also Published As

Publication number Publication date
US20200177100A1 (en) 2020-06-04
CN109391166A (zh) 2019-02-26
EP3657661A1 (en) 2020-05-27
US11201565B2 (en) 2021-12-14
WO2019029694A1 (zh) 2019-02-14
EP3657661B1 (en) 2022-08-03
EP3657661A4 (en) 2020-07-15
JP6919061B2 (ja) 2021-08-11
CN109391166B (zh) 2020-07-28

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP6919061B2 (ja) 変換回路、制御方法、及び電源デバイス
US10903656B2 (en) Multilevel inverter device and method
US8462524B2 (en) 3-level pulse width modulation inverter with snubber circuit
EP3103189B1 (en) Multilevel inverter device and operating method
CN105874703B (zh) 具有软开关切换的逆变器和方法
WO2016119736A1 (zh) 五电平拓扑单元及五电平逆变器
EP3105846B1 (en) Multilevel hybrid inverter and operating method
EP2728734A1 (en) A three-level neutral-point-clamped inverter
CN110870191B (zh) 三电平两级解耦有源npc转换器
Salmi et al. A novel transformerless inverter topology without zero-crossing distortion
CA2942007A1 (en) Hybrid three-level npc thyristor converter with chain-link strings as inner ac switches
TWI539736B (zh) 五電平變換裝置
Jin et al. Control of a four-level active neutral point clamped converter with neutral point voltage balance
Sajadian et al. RCD snubber circuit design for 5-level 4-switch DC-AC converter
CN102427307B (zh) 一种三相四线制三电平逆变器
Mazgaj et al. New soft switching system for three-phase three-level voltage source inverters
Stein et al. Analysis of a snubber for the T-type NPC converter
Ahmad et al. Modified modulation signals for GaN-E-HEMTs based HERIC inverter to improve reverse conduction performance
Liu et al. A Three-input Central Capacitor DC/DC Converter
Reddy et al. A Hybrid Cascaded Multilevel Inverter for Interfacing with Renewable Energy Resources
Gnanasekaran et al. DIODE FREE T-TYPE THREE-LEVEL NEUTRAL POINT CLAMPED INVERTER FOR LOW VOLTAGE SYSTEMS
KR20210025164A (ko) 부트스트랩 회로를 포함하는 태양광 인버터 시스템
Roseline et al. A new slope suppression technique to compensate for voltage unbalance in multilevel inverters
Vedavathi et al. Multi-State Switching Cell for Single Phase Five-Level Inverter

Legal Events

Date Code Title Description
A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20200323

A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20200323

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20210226

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20210309

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20210531

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20210622

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20210721

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Ref document number: 6919061

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

S111 Request for change of ownership or part of ownership

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R313113

R350 Written notification of registration of transfer

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R350