CN105811795A - 一种主从式混合级联多电平变流器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种主从式混合级联多电平变流器，包括主变流器和串联在主电流器和负载之间的从变流器，从变流器是一个两电平的H桥结构。在输出相同的电平的情况下，本发明具有更少的直流母线数目；在使用相同数目的功率器件的情况下，本发明能够输出更多地电平数。同时，本发明通过主从变流器的串联，降低了功率器件承担的电压，故可选用低压功率开关器件，以取得更小的开关损耗和导通损耗。由于低压功率器件具有性能好、成本低、开关频率高的优点，故本发明能够在高输入电压场合下实现高效高性能的DC‑AC变换或者AC‑DC的变换。

Description

一种主从式混合级联多电平变流器
技术领域
本发明属于电力电子技术领域，具体涉及一种主从式混合级联多电平变流器。
背景技术
多电平变换技术由于能够减小功率变换中的dv/dt，获得高的波形质量、使较低耐压的器件用于较高的电压等级的变换，不仅降低了电磁干扰水平、绝缘耐压要求；更具吸引力的是能够在降低无源器件的成本的同时，通过功率损耗的均布，缓解了冷却系统的设计压力，利于提高功率密度，从而降低装置的总成本。从另一角度来看，在同样的功率损耗下，采用多电平技术意味着可以增大装置的功率容量，或者提高装置工作的基波频率，上述优点使之能够在传统的应用范围之外，找到更多的工业和军事应用，成为许多重要行业成为关键的使能技术。然而，传统的多电平变流器如中性点钳位(图1(a)所示)、悬浮电容钳为(图1(b)所示)、级联H桥(图1(c)所示)均存在输出电平增加导致器件数增加过快，往往需要在输出波形质量和变流器的可靠性、效率之间做出折衷。使之很难在一些重要工业应用中取得竞争优势，因此出现了一些和传统多电平拓扑相比器件数较少的多电平变流器应用于重要的工业应用场合，以取消变流器的输出滤波器、提供效率和功率密度、并降低综合成本。
在大型风力发电系统当中，并网变流器的功率容量往往在五兆瓦到十兆瓦的范围，输出滤波器的体积，非常庞大，若能减小滤波器的体积，或从根本上去除滤波器，将显著地提高功率密度并压缩各种成本。若要去除滤波器则必须首先提高变换器输出波形的质量，而对于兆瓦级以上大功率应用，提高输出电平的数目是比增加开关频率更合理的技术选项。现有的应用中有在三电平或者五电平直流侧或者交流测串入电力电子积木块实现了九电平输出的主从式级联多电平变流器如图2(a)和图2(b)所示，以满足最严格的德国VDEW标准下的无滤波器并网。然而，这上述多电平变流器存在下列问题：(1)主变流器容易出现中点电压偏移，导致外管容易失效、可靠性差；(2)在同时实现悬浮电容和直流母线电容均压的情况下，需要采用如预测控制或者模糊控制等较复杂的控制算法。
另外一个重要的工业应用是固体功率放大器。它是无线通信、高保真音响、雷达、声呐、超声电机、粒子加速器、无线电力传输等系统中的关键的部件，现有的固体功率放大器采用的多电平变流器输出电平数目较少，不利于实现大功率无滤波器D类功率放大器的轻量化和小型化，其所采用的电路拓扑多为对称或不对称的H桥级联多电平变流器如图2(c)所示，这些变流器需要具有较多的独立直流电源，需要较多的可充电电池或者多绕组变压器。现有的固体功率放大器也有采用交错并联工作的中点钳位的三电平变流器，但这种变流器需要考虑中性点电压偏移的问题和二极管的反向恢复对波形质量的影响问题。
发明内容
针对现有技术所存在的上述技术缺陷，本发明提供了一种主从式混合级联多电平变流器，能够在相同的开关器件数的情况下产生更多的输出电平，且取消了输出滤波器，能够在高输入电压场合下实现高效高性能的DC-AC变换或AC-DC变换。
一种主从式混合级联多电平变流器，包括相互串联的主变流器和从变流器；所述的主变流器包括由两个半桥单元和一母线电容串联而成的脉冲直流侧以及H桥开关网络，所述的从变流器采用两电平的单相H桥变流器；
第一半桥单元包括两个功率开关管T1～T2和直流电容C1；其中，直流电容C1的正极与功率开关管T1的漏极相连，功率开关管T1的源极与功率开关管T2的漏极相连，功率开关管T2的源极与直流电容C1的负极相连，功率开关管T1～T2的栅极均接外部控制器提供的开关信号；
第二半桥单元包括两个功率开关管T3～T4和直流电容C2；其中，直流电容C2的正极与功率开关管T3的漏极相连，功率开关管T3的源极与功率开关管T4的漏极相连，功率开关管T4的源极与直流电容C2的负极相连，功率开关管T3～T4的栅极均接外部控制器提供的开关信号；
第一半桥单元中直流电容C1的正极外接直流电压的正极，直流电容C1的负极与母线电容的正极相连，第二半桥单元中直流电容C2的负极外接直流电压的负极，直流电容C2的正极与母线电容的负极相连；第一半桥单元中两个功率开关管T1和T2之间的连接点即作为脉冲直流侧的正输出端，第二半桥单元中两个功率开关管T3和T4之间的连接点即作为脉冲直流侧的负输出端；
所述的H桥开关网络由四个功率开关管T5～T8组成；其中，功率开关管T5的漏极与功率开关管T7的漏极相连并接脉冲直流侧的正输出端，功率开关管T5的源极与功率开关管T6的漏极相连并作为H桥开关网络的第一交流输出端，功率开关管T7的源极与功率开关管T8的漏极相连并作为H桥开关网络的第二交流输出端，功率开关管T6的源极与功率开关管T8的源极相连并接脉冲直流侧的负输出端，功率开关管T5～T8的栅极均接外部控制器提供的开关信号；
所述H桥开关网络的第二交流输出端与从变流器的输入端相连，从变流器的输出端与H桥开关网络的第一交流输出端之间即生成主从式混合级联多电平变流器的输出电压。
所述的从变流器包括四个功率开关管T9～T12和一个悬浮电容；其中，功率开关管T9的漏极与悬浮电容的正极以及功率开关管T11的漏极相连，功率开关管T9的源极与功率开关管T10的漏极相连并作为从变流器的输入端，功率开关管T10的源极与悬浮电容的负极以及功率开关管T12的源极相连，功率开关管T11的源极与功率开关管T12的漏极相连并作为从变流器的输出端，功率开关管T9～T12的栅极均接外部控制器提供的开关信号。
所述主变流器和从变流器中的功率开关管均反向并联有二极管。
第一半桥单元中功率开关管T1的开关信号与功率开关管T2的开关信号相位互补，第二半桥单元中功率开关管T3的开关信号与功率开关管T4的开关信号相位互补。
所述的H桥开关网络中功率开关管T5的开关信号与功率开关管T6的开关信号相位互补，功率开关管T7的开关信号与功率开关管T8的开关信号相位互补，功率开关管T5的开关信号与功率开关管T8的开关信号相位相同，功率开关管T6的开关信号与功率开关管T7的开关信号相位相同。
所述的从变流器中功率开关管T9的开关信号与功率开关管T10的开关信号相位互补，功率开关管T11的开关信号与功率开关管T12的开关信号相位互补，功率开关管T9的开关信号与功率开关管T12的开关信号相位相同，功率开关管T10的开关信号与功率开关管T11的开关信号相位相同。
所述的脉冲直流侧周期性地依次输出三个电平，经过H桥开关网络的翻转并补足零电平后得到七个电平，使得主变流器实际为一个七电平的变流器。
所述从变流器中悬浮电容的电压与所述主变流器外接的直流电压比值为1/3、1/6或1/9；在理想情况下，主从式混合级联多电平变流器输出电平数分别为9电平、15电平或21电平。
与现有混合级联多电平变流器相比，在输出相同的电平的情况下，本发明具有更少的直流母线数目；在使用相同数目的功率器件的情况下，本发明能够输出更多地电平数。同时，本发明通过主从变流器的串联，降低了功率器件承担的电压，故可选用低压功率开关器件，以取得更小的开关损耗和导通损耗。由于低压功率器件具有性能好、成本低、开关频率高的优点，故本发明能够在高输入电压场合下实现高效高性能的DC-AC变换或者AC-DC的变换。
与现有少器件数目型多电平变流器相比，本发明的多电平变流器结构上简单，主变流器结构对称，易于实现直流电压的均衡，且不存在中点电压不平衡问题，并取消了输出滤波器，具有较少的独立直流母线，控制简单；因此，本发明具有低成本、高波形品质、高效率、高功率密度和潜在的高可靠性等优势。
附图说明
图1(a)为基于中性点钳位的多电平变流器拓扑结构示意图。
图1(b)为基于悬浮电容钳位的多电平变流器拓扑结构示意图。
图1(c)为基于级联H桥的多电平变流器拓扑结构示意图。
图2(a)为有源钳位三电平与H桥混合级联的九电平变流器拓扑结构示意图。
图2(b)为有源钳位五电平与H桥混合级联的九电平变流器拓扑结构示意图。
图2(c)为两直流电压不等的H桥混合级联的九电平变流器拓扑结构示意图。
图3为本发明多电平变流器的拓扑结构示意图。
图4为并网模式下本发明多电平变流器以9电平方式工作的结构示意图。
图5为无源模式下本发明多电平变流器以21电平方式工作的结构示意图。
具体实施方式
为了更为具体地描述本发明，下面结合附图及具体实施方式对本发明的技术方案及其相关原理进行详细说明。
如图3所示，本发明主从式混合级联多电平变流器包括一个七电平的主变流器和一个两电平的从变流器，从变流器和主变流器之间是串联关系，串联于主变流器与从变流器之间。主变流器的直流侧是由两个半桥单元和一个直流电容串联而成，两个半桥单元包含的器件分别是(C1、S1、S′1、D1、D′1)和(C2、S2、S′2、D2、D′2)。
上述两个半桥单元和直流电容C0，在驱动脉冲的作用下可以形成一个脉动的直流侧和由四个功率开关管构成的H桥开关网络连接。S3、S′3、S4、S′4、D3、D′3、D4、D′4组成H桥开关网络。
具体地，该脉动的直流侧一个输出端是从功率开关管S1和功率开关管S′1的连接点引出，另一个输出端是从功率开关管S2和功率开关管S′2的连接点引出，这两个输出端分别的H桥单元的两个直流输入端连接，H桥开关网络的正输入端与功率开关管S3和功率开关管S4的漏极相连，H桥开关网络的负输入端与功率开关管S′3和功率开关管S′4的源极相连。
功率开关管S1、S′1、S2、S′2、S3、S′3、S4、S′4的栅极接收外部设备提供的开关信号；其中，功率开关管S1与功率开关管S′1接收的开关信号互补，功率开关管S2与功率开关管S′2接收的开关信号互补，功率开关管S3与功率开关管S′3接收的开关信号互补，功率开关管S4与功率开关管S′4接收的开关信号互补，功率开关管S′3和功率开关管S4接收的开关信号相同，功率开关管S3和功率开关管S′4接收的开关信号相同。
从变流器采用传统的两电平的单相H桥变流器，其H桥包含的器件包括直流电容C4、四个功率开关管S5、S′5、S6、S′6及其反并联二极管D5、D′5、D6、D′6。功率开关管S5与功率开关管S5接收的开关信号互补，功率开关管S6与功率开关管S′6接收的开关信号互补，功率开关管S′5和功率开关管S6接收的开关信号相同，功率开关管S′6和功率开关管S5接收的开关信号相同。
实施例1
如图4所示，将三个上述的主从式混合级联多电平变流器通过星型连接的方式接入三相中压电力系统。作为并网变流器使用，可作为风力发电、太阳能发电等可再生能源发电的并网功率接口使用，也可以作为有源电力滤波器、或静止无功补偿器等电能质量补偿装置使用，或者也可以作为并网的整流器使用。为了分担主电流器中H桥开关网络中的功率开关管的S5、S′5、S6、S′6电压应力，同时在无输出滤波器的配置下，满足最严格的德国VDEW标准，本实施方式中，主从式混合级联多电平变流器中主从变流器与主变流器的直流侧电压的比值优选为vdc2:vdc1＝1:3，输出电平优选为9电平。在3.3kV的中压系统中，开关管S3、S′3、S4、S′4、耐压优选为3300V，半桥单元的功率开关管S1、S′1、S2、S′2和从变流器H桥单元的开关管S5、S′5、S6、S′6耐压均优选为1200V。A、B、C三相的主变流器的直流母线电压为vdc1_A＝vdc1_B＝vdc1_C＝2025V。从变流器的悬浮直流电容电压vdc2_A＝vdc2_B＝vdc2_C＝675V。
本实施方案的优点在于不仅能够输出九电平，以满足目前最严格的入网标准，而且能够降低开关器件的耐压要求，使用较低耐压的器件，大大降低了变换过程中的开关损耗和导通损耗，降低了热设计的压力，使得散热系统的体积得到压缩，提高了整个装置的功率密度，降低了成本。不可忽视的另外一个优点是当用作中压风电并网变流器使用时，该变流器具有较少的直流侧因此需要的Crowbar电阻数目也较少，也降低了这部分的硬件成本，提高了可靠性。
本实施方式通过吸收电网的有功电流维持直流侧电压vdc1_A、vdc1_B、vdc1_C的恒定，同时通过冗余开关状态的选择，保持vdc2_A、vdc2_B、vdc2_C的恒定。通过吸收有功电流和冗余开关状态的结合实现主变流器直流侧母线电容电压的自动均衡。最终实现直流母线电容电压的均衡和从变流器悬浮电容电压的均衡。
本实施方式中利用升压变压器的漏感和线路的分布电感作为本发明变流器的输出滤波电感，不需要独立的输出滤波器。在无输出滤波器的情况下，变流器输出电流谐波总畸变仅为0.58％，公共连接点处的电压谐波总畸变仅为1.02％。
实施例2
将上述主从式混合级联多电平变流器应用于无源逆变的场合，如作为宽频高动态D类放大器使用，以驱动各类换能器，可以应用于各种雷达、声呐、超声电机、粒子加速器、无线电力传输系统。本实施方案以高动态音频放大系统为例说明，但实际应用不限于本实施案例。
具体实施如图5所示，在本实施方式中需要两个独立的直流电源，独立直流电源1的正极与直流母线的第一个电容C1的正极相连，负极和直流母线的第三个电容C2的负极相连；独立直流电源2的正极和中间直流电容的正极相连，负极和中间直流电容C0的负极相连。从变流器中的直流电容C4工作在悬浮状态。
本实施方式中，从变流器的直流电容C4两端的电压vdc2和主变流器直流母线的电压vdc1的电压之比优选为vdc2:vdc1＝1:9，因此，整个主从混合级联变流器的输出电平数为21电平。从变流器选择较低的直流电压不仅有利于输出更多电平，同时也有利于在较低的电压下，取较大的电容值，使得悬浮的直流母线电容C4两端的电压更易于保持稳定。
本实施方式中通过冗余开关状态的选择可以实现主变流器直流母线电容C0、C1、C2电压的均衡，同时实现从变流器悬浮的直流母线电容C4两端的电压稳定，直流电压均衡容易实现。
本实施方式中的多电平变流器利用扬声器自身的等效电感Lr和等效电容Cr组成的滤波电路取得极低的谐波总畸变，在无外设滤波器的条件下达到低失真度的效果。
上述的对实施例的描述是为便于本技术领域的普通技术人员能理解和应用本发明。熟悉本领域技术的人员显然可以容易地对上述实施例做出各种修改，并把在此说明的一般原理应用到其他实施例中而不必经过创造性的劳动。因此，本发明不限于上述实施例，本领域技术人员根据本发明的揭示，对于本发明做出的改进和修改都应该在本发明的保护范围之内。

Claims (8)

1.一种主从式混合级联多电平变流器，包括相互串联的主变流器和从变流器；其特征在于：所述的主变流器包括由两个半桥单元和一母线电容串联而成的脉冲直流侧以及H桥开关网络，所述的从变流器采用两电平的单相H桥变流器；
第一半桥单元包括两个功率开关管T1～T2和直流电容C1；其中，直流电容C1的正极与功率开关管T1的漏极相连，功率开关管T1的源极与功率开关管T2的漏极相连，功率开关管T2的源极与直流电容C1的负极相连，功率开关管T1～T2的栅极均接外部控制器提供的开关信号；
第二半桥单元包括两个功率开关管T3～T4和直流电容C2；其中，直流电容C2的正极与功率开关管T3的漏极相连，功率开关管T3的源极与功率开关管T4的漏极相连，功率开关管T4的源极与直流电容C2的负极相连，功率开关管T3～T4的栅极均接外部控制器提供的开关信号；
第一半桥单元中直流电容C1的正极外接直流电压的正极，直流电容C1的负极与母线电容的正极相连，第二半桥单元中直流电容C2的负极外接直流电压的负极，直流电容C2的正极与母线电容的负极相连；第一半桥单元中两个功率开关管T1和T2之间的连接点即作为脉冲直流侧的正输出端，第二半桥单元中两个功率开关管T3和T4之间的连接点即作为脉冲直流侧的负输出端；
所述的H桥开关网络由四个功率开关管T5～T8组成；其中，功率开关管T5的漏极与功率开关管T7的漏极相连并接脉冲直流侧的正输出端，功率开关管T5的源极与功率开关管T6的漏极相连并作为H桥开关网络的第一交流输出端，功率开关管T7的源极与功率开关管T8的漏极相连并作为H桥开关网络的第二交流输出端，功率开关管T6的源极与功率开关管T8的源极相连并接脉冲直流侧的负输出端，功率开关管T5～T8的栅极均接外部控制器提供的开关信号；
所述H桥开关网络的第二交流输出端与从变流器的输入端相连，从变流器的输出端与H桥开关网络的第一交流输出端之间即生成主从式混合级联多电平变流器的输出电压。
2.根据权利要求1所述的主从式混合级联多电平变流器，其特征在于：所述的从变流器包括四个功率开关管T9～T12和一个悬浮电容；其中，功率开关管T9的漏极与悬浮电容的正极以及功率开关管T11的漏极相连，功率开关管T9的源极与功率开关管T10的漏极相连并作为从变流器的输入端，功率开关管T10的源极与悬浮电容的负极以及功率开关管T12的源极相连，功率开关管T11的源极与功率开关管T12的漏极相连并作为从变流器的输出端，功率开关管T9～T12的栅极均接外部控制器提供的开关信号。
3.根据权利要求2所述的主从式混合级联多电平变流器，其特征在于：所述主变流器和从变流器中的功率开关管均反向并联有二极管。
4.根据权利要求1所述的主从式混合级联多电平变流器，其特征在于：第一半桥单元中功率开关管T1的开关信号与功率开关管T2的开关信号相位互补，第二半桥单元中功率开关管T3的开关信号与功率开关管T4的开关信号相位互补。
5.根据权利要求1所述的主从式混合级联多电平变流器，其特征在于：所述的H桥开关网络中功率开关管T5的开关信号与功率开关管T6的开关信号相位互补，功率开关管T7的开关信号与功率开关管T8的开关信号相位互补，功率开关管T5的开关信号与功率开关管T8的开关信号相位相同，功率开关管T6的开关信号与功率开关管T7的开关信号相位相同。
6.根据权利要求2所述的主从式混合级联多电平变流器，其特征在于：所述的从变流器中功率开关管T9的开关信号与功率开关管T10的开关信号相位互补，功率开关管T11的开关信号与功率开关管T12的开关信号相位互补，功率开关管T9的开关信号与功率开关管T12的开关信号相位相同，功率开关管T10的开关信号与功率开关管T11的开关信号相位相同。
7.根据权利要求1所述的主从式混合级联多电平变流器，其特征在于：所述的脉冲直流侧周期性地依次输出三个电平，经过H桥开关网络的翻转并补足零电平后得到七个电平，使得主变流器实际为一个七电平的变流器。
8.根据权利要求2所述的主从式混合级联多电平变流器，其特征在于：所述从变流器中悬浮电容的电压与所述主变流器外接的直流电压比值为1/3、1/6或1/9；在理想情况下，主从式混合级联多电平变流器输出电平数分别为9电平、15电平或21电平。
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