CN111490692B - 一种谐振极型软开关逆变器 - Google Patents

一种谐振极型软开关逆变器 Download PDF

Info

Publication number
CN111490692B
CN111490692B CN202010464653.0A CN202010464653A CN111490692B CN 111490692 B CN111490692 B CN 111490692B CN 202010464653 A CN202010464653 A CN 202010464653A CN 111490692 B CN111490692 B CN 111490692B
Authority
CN
China
Prior art keywords
auxiliary
current
switching
switching tube
tube
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN202010464653.0A
Other languages
English (en)
Other versions
CN111490692A (zh
Inventor
潘尚智
龚文康
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Wuhan University WHU
Original Assignee
Wuhan University WHU
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Wuhan University WHU filed Critical Wuhan University WHU
Priority to CN202010464653.0A priority Critical patent/CN111490692B/zh
Publication of CN111490692A publication Critical patent/CN111490692A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN111490692B publication Critical patent/CN111490692B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/4815—Resonant converters
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

本发明提供一种新型谐振极型软开关逆变器，包括：由6个主开关管组成的三相逆变桥、2个辅助换流电感、6个辅助开关管、6个辅助二极管构成的辅助换流回路、2个直流侧电容、三相交流负载和直流电源；其中，第一辅助换流电感为上桥臂的三个主开关管的软开关过程提供能量，第二辅助换流电感为下桥臂的三个主开关管的软开关过程提供能量，且在一次辅助换流的过程中，仅使用一个辅助换流电感来同时负责辅助三个主开关管中的两个主开关管的开通过程。本发明的谐振极型软开关逆变器仅使用了两个辅助换流电感，使辅助换流的过程具有良好的负载适应性，且能实现功率因数自适应软开关换流，减小直流母线电容的体积，降低辅助支路的总损耗。

Description

一种谐振极型软开关逆变器
技术领域
本发明涉及逆变器技术领域，具体涉及一种谐振极型软开关逆变器。
背景技术
目前常用的软开关逆变电路大都可分为两种：直流环节谐振型逆变器和谐振极型软开关逆变器。其中，直流环节谐振型逆变器成功的减小了装置体积，降低了器件的开关损耗，提高了装置效率，有利于提高装置的功率密度和频率。但直流环节谐振逆变器直流母线电压具有很多过零凹槽，降低了直流电压利用率低，同时不利于实现高频化，且在大功率场合，辅助元件上承受着较大的导通损耗，不利于提升效率。谐振极型软开关逆变器相较于直流环节谐振型逆变器克服了上述缺陷，其输入直流母线电压为恒定值，大小等于直流侧电压，有助于提高直流电压利用率，且辅助元件只工作于换流期间，能有效减少无源器件的损耗，提升效率。
辅助谐振变换极(Auxiliary Resonant Commutated Pole，ARCP)是一种重要的软开关逆变器拓扑，该逆变器的拓扑结构如图1所示，该谐振极型软开关的辅助谐振电路含有6个辅助开关管，3个谐振电感，和2个直流母线电容，该逆变器具有如下优点：①所有的开关管都实现了零电压或零电流开关，有利于减小损耗；②元件的电压应力不超过直流电源电压，适合应用于大功率场合；③三相谐振电路之间相互独立，易于应用各种调制策略。但该逆变器仍存在不足之处：①辅助电路采用三个谐振电感，和两个大直流母线电容，不利于减小装置的体积；②辅助电路的总损耗较高；③采用定时间控制时，谐振电流总是保持在较大值，轻载效率不够理想。
发明内容
为解决上述技术问题，本发明提供了一种谐振极型软开关逆变器，不同于传统的ARCP软开关逆变电路，本电路具有电路拓扑结构更为简单，电感数目更少，直流侧电容体积更小，辅助支路总损耗明显更低的特点，更加有利于实现高功率密度；且可在不使用电流传感器检测电流的情况下，仅依靠电路拓扑结构和控制方法，实现软开关逆变电路良好的负载适应性，以及在感性负载条件下实现功率因数自适应软开关换流。
本发明提出的一种谐振极型软开关逆变器，包括：直流侧电源、第一直流侧电容、第二直流侧电容、第一辅助换流电感和第二辅助换流电感、第一辅助开关管、第二辅助开关管、第三辅助开关管、第四辅助开关管、第五辅助开关管、第六辅助开关管、第一辅助二极管、第二辅助二极管、第三辅助二极管、第四辅助二极管、第五辅助二极管、第六辅助二极管、第一主开关管、第二主开关管、第三主开关管、第四主开关管、第五主开关管、第六主开关管，三相交流负载或电网；
其中，直流电源的正极与第一直流侧电容的正极、与第一主开关管的漏极、与第三主开关管的漏极、与第五主开关管的漏极相连；直流侧电源的负极与第二直流侧电容的负极、与第二主开关管的源极、与第四主开关管的源极、与第六主开关管的源极相连；第一直流侧电容的负极与第二直流侧电容的正极、与第一辅助换流电感的一端、与第二辅助换流电感的一端相连；第一辅助换流电感的另一端与第一辅助开关管的漏极、与第三辅助开关管的漏极、与第五辅助开关管的漏极相连；第一辅助开关管的源极与第一辅助二极管的正极相连；第一辅助二极管的负极与第一主开关管的源极、与第二主开关管的漏极、与第二辅助二极管的正极、与三相交流负载的第一相A相连；第二辅助换流电感的另一端与第二辅助开关管的源极、与第四辅助开关管的源极、与第六辅助开关管的源极相连；第二辅助开关管的漏极与第二辅助二极管的负极相连；第三辅助开关管的源极与第三辅助二极管的正极相连；第三辅助二极管的负极与第三主开关管的源极、与第四主开关管的漏极、与第四辅助二极管的正极、与三相交流负载的第二相B相相连；第四辅助二极管的负极与第四辅助开关管的漏极相连；第五辅助开关管的源极与第五辅助二极管的正极相连；第五辅助二极管的负极与第五主开关管的源极、与第六主开关管的漏极、与第六辅助二极管的正极、与三相交流负载的第三相C相相连；第六辅助二极管的负极与第六辅助开关管的漏极相连。其中，第一、第二直流侧电容用来稳定电容中点电压，且中点电压的小范围波动不会影响本电路实现软开关。三相交流负载可以是电机，也可以是其他负载。同时本发明内容的一种谐振极型软开关逆变器的交流侧，也可以接电网。
进一步地，第一直流侧电容用来给第二辅助换流电感供电，同时直流电源给第二直流侧电容和第二辅助换流电感供电；第二直流侧电容用来给第一辅助换流电感供电，同时直流电源给第一直流侧电容和第一辅助换流电感供电；第一辅助换流电感辅助主开关管换流的过程中，其充电过程由第二直流侧电容和直流电源完成，其放电过程由第一直流侧电容和直流电源完成；第二辅助换流电感辅助主开关管换流的过程中，其充电过程由第一直流侧电容和直流电源完成，其放电过程由第二直流侧电容和直流电源完成。
进一步地，第一辅助换流电感用来为第一、第三、第五主开关的零电压开通提供能量，并为第一、第三、第五辅助开关的零电流开通和关断提供电流缓冲；第二辅助换流电感用来为第二、第四、第六主开关的零电压开通提供能量，并为第二、第四、第六辅助开关的零电流开通和关断提供电流缓冲。第一、第三、第五辅助开关管用来控制第一辅助换流电感的充放电，第二、第四、第六辅助开关管用来控制第二辅助换流电感的充放电。第一辅助开关管用来转移第二主开关管中的电流，并为第一主开关管的零电压开通提供条件；第三辅助开关管用来转移第四主开关管中的电流，并为第三主开关管的零电压开通提供条件；第五辅助开关管用来转移第六主开关管中的电流，并为第五主开关管的零电压开通提供条件；第二辅助开关管用来转移第一主开关管中的电流，并为第二开关管的零电压开通提供条件；第四辅助开关管用来转移第三主开关管中的电流，并为第四主开关管的零电压开通提供条件；第六辅助开关管用来转移第五主开关管中的电流，并为第六主开关管的零电压开通提供条件。
需要补充的是，本发明的谐振极型软开关逆变器在辅助换流的过程中，为实现主开关管的零电压开通，利用辅助电感，为主开关管的寄生电容进行充放电，寄生电容的电容值相比于负载电流而言非常小，寄生电容的充放电时间非常短，其相比于整个换流过程可以忽略不计，故电感的充放电过程可以认为是线性的。
进一步地，第一辅助二极管用来限制第一辅助开关管支路上的电流单向流动，并用来抑制换流过程中可能存在的相间短路问题；第二辅助二极管用来限制第二辅助开关管支路上的电流单向流动，并用来抑制换流过程中可能存在的相间短路问题；第三辅助二极管用来限制第三辅助开关管支路上的电流单向流动，并用来抑制换流过程中可能存在的相间短路问题；第四辅助二极管用来限制第四辅助开关管支路上的电流单向流动，并用来抑制换流过程中可能存在的相间短路问题；第五辅助二极管用来限制第五辅助开关管支路上的电流单向流动，并用来抑制换流过程中可能存在的相间短路问题；第六辅助二极管用来限制第六辅助开关管支路上的电流单向流动，并用来抑制换流过程中可能存在的相间短路问题。
进一步地，在本发明的一次辅助换流的过程中，第一辅助电感同时负责辅助上桥臂的三个主开关管(第一、第三、第五主开关管)中的两个主开关管的开通过程；第二辅助电感同时负责辅助下桥臂的三个主开关管(第二、第四、第六主开关管)中的两个主开关管的开通过程。
进一步地，在第一辅助换流电感的充放电过程中，对第一辅助开关管的控制方法采用定时间控制，第一辅助换流电感通过被同时辅助的两相电路充电，充电电流的值Ich充电到等于被同时辅助的两相电路的负载电流值之和Iload后，下桥臂中被同时辅助的两个主开关管中的电流反向，应在第一辅助换流电感的电流值Ich充电到等于被同时辅助的两相电路的负载电流值之和Iload加上过充电流值Iboost时，关断下桥臂的主开关管，使过充电流值Iboost换流到被同时辅助的两相各自同一桥臂的另一主开关管的寄生二极管，过充电流值Iboost应由上桥臂和下桥臂主开关管开通关断过程中的死区时间Td来设计；过充电流值Iboost的计算公式为：
Figure BDA0002510812380000041
其中辅助换流电感的充电电流值Ich的计算公式为：
Ich＝Iload+Iboost
为保证全负载范围内辅助换流过程能够正常进行，需按照两相负载电流值之和Iload的最大值来设计辅助换流电感的充电电流值Ich：
Ich＝Imax+Iboost
在第二辅助换流电感的充放电过程中，对第二辅助开关管的控制方法采用定时间控制，第二辅助换流电感通过被同时辅助换流的两相电路充电，充电电流的值Ich充电到等于被同时辅助的两相电路的负载电流值之和Iload后，上桥臂中被同时辅助的两个主开关管中的电流反向，应在第二辅助换流电感的电流值Ich充电到等于被同时辅助的两相电路的负载电流值之和Iload加上过充电流值Iboost时，关断上桥臂的主开关管，使过充电流值Iboost换流到被同时辅助的两相各自同一桥臂的另一主开关管的寄生二极管，过充电流值Iboost应由上桥臂和下桥臂主开关管开通关断过程中的死区时间Td来设计；过充电流值Iboost的计算公式为：
Figure BDA0002510812380000042
其中辅助换流电感的充电电流值Ich的计算公式为：
Ich＝Iload+Iboost
为保证全负载范围内辅助换流过程能够正常进行，需按照两相负载电流值之和Iload的最大值来设计辅助换流电感的充电电流值Ich：
Ich＝Imax+Iboost
由于在本发明所涉及的一种谐振极型软开关逆变器中，同时被辅助的两相电路的负载电流值之和Iload的变化范围如下：
Figure BDA0002510812380000051
即同时被辅助的两相电路的负载电流值之和的变化范围较小，且最大值等于单相负载电流的最大值，则过充电流值Iboost的变化范围小，故而本逆变电路可在不使用电流传感器检测负载电流的情况下，仅依靠电路拓扑结构和控制方法就可以实现良好的负载适应性。
进一步地，在本发明所涉及的一种谐振极型软开关逆变器中，在感性负载条件下，针对功率因数角
Figure BDA0002510812380000052
的范围内，采用十二扇区划分的SVPWM调制策略，在偶数扇区的每个PWM周期内增加一次辅助换流过程，来实现全负载范围内的功率因数自适应软开关换流。
本发明的有益效果是：本发明通过采用一种电路拓扑结构，第一辅助换流电感负责上桥臂的三个主开关管的辅助过程，第二辅助换流电感负责下桥臂的三个主开关管的辅助过程，相比于传统的ARCP软开关逆变电路，减少了电感数目，有利于减小装置体积。
进一步地，在本发明的软开关逆变电路中，由于仅使用一个辅助换流电感同时辅助两相电路的换流过程，当电路运行于单位功率因数条件下时，在一个PWM周期内仅需将一个辅助换流电感充放电一次，辅助换流电感充放电的次数相对于传统的ARCP软开关逆变电路减小了二分之一，故而本发明大幅度降低了辅助电感总损耗，辅助开关管的导通损耗和直流母线电容的电容值；且在这种辅助换流的方式下，本发明的辅助开关管电流应力相对于传统的 ARCP软开关逆变电路更小，同时主开关管的电压应力等于直流母线电压值，电流应力等于相电流峰值，更加适用于高频高功率场合。
进一步地，在本发明的软开关逆变电路中，通过辅助换流电感缓冲电流的变化率，使所有辅助开关管都实现了零电流开关，同时辅助换流电感存储能量，使所有主开关管都实现了零电压开关，减小了开关损耗。
进一步地，在本发明的软开关逆变电路中，辅助电感一次辅助换流时，同时辅助两相电路的换流过程，相比于传统ARCP软开关逆变电路，实现了良好的负载适应性。
进一步地，本发明的软开关逆变电路可在功率因数成感性，且功率因数角在
Figure BDA0002510812380000061
的范围内变化时，在不增加电流传感器检测负载电流值的情况下，通过增加少量辅助的方法，可以实现全负载范围内的功率因数自适应软开关换流。
附图说明
图1为传统的ARCP软开关逆变器三相电路图；
图2为本发明实施例提供的一种谐振极型软开关逆变器三相电路图；
图3为本发明的谐振极型软开关逆变器的十二扇区分区示意图；
图4为本发明的谐振极型软开关逆变器十二扇区分区对应的调制策略图；
图5为本发明的谐振极型软开关逆变器在单位功率因数条件下的理想电流波形图；
图6为本发明的谐振极型软开关逆变器，在功率因数成感性，且功率因数角
Figure BDA0002510812380000062
时，十二扇区分区对应的调制策略图；
图7为本发明谐振极型软开关逆变器在功率因数成感性，且功率因数角
Figure BDA0002510812380000063
时的理想电流波形图；
图8为本发明谐振极型软开关逆变器在工作模态0的三相等效电路图；
图9为本发明谐振极型软开关逆变器在工作模态1的三相等效电路图；
图10为本发明谐振极型软开关逆变器在工作模态2的三相等效电路图；
图11为本发明谐振极型软开关逆变器在工作模态3的三相等效电路图；
图12为本发明谐振极型软开关逆变器在工作模态4的三相等效电路图；
图13为本发明谐振极型软开关逆变器在工作模态5的三相等效电路图；
图14为本发明谐振极型软开关逆变器在工作模态6的三相等效电路图；
图15为本发明谐振极型软开关逆变器在工作模态7的三相等效电路图；
图16为本发明谐振极型软开关逆变器在工作模态8的三相等效电路图；
图17为本发明谐振极型软开关逆变器在工作模态9的三相等效电路图；
图18为本发明谐振极型软开关逆变器在工作模态10的三相等效电路图；
图19为本发明谐振极型软开关逆变器在工作模态11的三相等效电路图；
图20为本发明谐振极型软开关逆变器在工作模态12的三相等效电路图；
图21为本发明谐振极型软开关逆变器在工作模态13的三相等效电路图；
图22为本发明谐振极型软开关逆变器中三相逆变桥的第一相换流过程的仿真波形图；
图23为本发明谐振极型软开关逆变器中三相逆变桥的第二相换流过程的仿真波形图；
图24为本发明谐振极型软开关逆变器在功率因数成感性，且功率因数角在
Figure BDA0002510812380000071
的范围内变化时，为三相逆变桥的第二相多增加的辅助换流过程的仿真波形图；
图25为本发明谐振极型软开关逆变器在功率因数成感性，且功率因数角在
Figure BDA0002510812380000072
的范围内变化时，为三相逆变桥的第二相多增加的辅助换流过程的仿真波形图的局部放大图。
具体实施方式
下面将结合附图和实施例来具体说明本发明的谐振极型软开关逆变器。需要说明的是，本实施例仅用于说明和解释本发明，并不用于限制本发明的保护范围。
如图2所示，本发明实施例的谐振极型软开关逆变器，包括直流侧电源Vdc、第一直流侧电容Cdc1、第二直流侧电容Cdc2、第一辅助换流电感Lr1和第二辅助换流电感Lr2、第一辅助开关管Sx1、第二辅助开关管Sx2、第三辅助开关管Sx3、第四辅助开关管Sx4、第五辅助开关管Sx5、第六辅助开关管Sx6、第一辅助二极管D1、第二辅助二极管D2、第三辅助二极管D3、第四辅助二极管D4、第五辅助二极管D5、第六辅助二极管D6、第一主开关管S1、第二主开关管S2、第三主开关管S3、第四主开关管S4、第五主开关管S5、第六主开关管S6以及三相交流负载Load；
其中，直流电源Vdc的正极与第一直流侧电容Cdc1的正极、与第一主开关管S1的漏极、与第三主开关管S3的漏极、与第五主开关管S5的漏极相连；直流侧电源Vdc的负极与第二直流侧电容Cdc2的负极、与第二主开关管S2的源极、与第四主开关管S4的源极、与第六主开关管S6的源极相连；第一直流侧电容的负极Cdc1与第二直流侧电容Cdc2的正极、与第一辅助换流电感Lr1的一端、与第二辅助换流电感Lr2的一端相连；第一辅助换流电感Lr1的另一端与第一辅助开关管Sx1的漏极、与第三辅助开关管Sx3的漏极、与第五辅助开关管Sx5的漏极相连；第一辅助开关管Sx1的源极与第一辅助二极管D1的正极相连；第一辅助二极管D1的负极与第一主开关管S1的源极、与第二主开关管S2的漏极、与第二辅助二极管D2的正极、与三相交流负载的第一相A相连；第二辅助换流电感Lr2的另一端与第二辅助开关管Sx2的源极、与第四辅助开关管Sx4的源极、与第六辅助开关管Sx6的源极相连；第二辅助开关管Sx2的漏极与第二辅助二极管D2的负极相连；第三辅助开关管Sx3的源极与第三辅助二极管D3的正极相连；第三辅助二极管的负极与第三主开关管S3的源极、与第四主开关管S4的漏极、与第四辅助二极管D4的正极、与三相交流负载的第二相B相相连；第四辅助二极管D4的负极与第四辅助开关管Sx4的漏极相连；第五辅助开关管Sx5的源极与第五辅助二极管D5的正极相连；第五辅助二极管D5的负极与第五主开关管S5的源极、与第六主开关管S6的漏极、与第六辅助二极管D6的正极、与三相交流负载的第三相C相相连；第六辅助二极管D6的负极与第六辅助开关管Sx6的漏极相连。
本实施例的谐振极型软开关逆变器仅使用两个辅助换流电感。其中，第一直流侧电容Cdc1用来给第二辅助换流电感Lr2供电，同时直流侧电源Vdc给第二直流侧电容Cdc2和第二辅助换流电感Lr2供电；第二直流侧电容Cdc2用来给第一辅助换流电感Lr1供电，同时直流电源Vdc给第一直流侧电容Cdc1和第一辅助换流电感Lr1供电。
第一辅助换流电感Lr1在辅助主开关管换流的过程中，其充电过程由第二直流侧电容Cdc2和直流侧电源Vdc完成，其放电过程由第一直流侧电容Cdc1和直流侧电源Vdc完成，其放电过程释放的能量部分为第一直流侧电容Cdc1充电，部分回馈给直流侧电源Vdc；第二辅助换流电感Lr2在辅助主开关管换流的过程中，其充电过程由第一直流侧电容Cdc1和直流侧电源Vdc完成，其放电过程由第二直流侧电容Cdc2和直流侧电源Vdc完成，其放电过程释放的能量部分为第二直流侧电容Cdc2充电，部分回馈给直流侧电源Vdc。
采用第一辅助换流电感Lr1为逆变电路上桥臂的三个主开关管提供零电压开通的条件；采用第二辅助换流电感Lr2为逆变电路下桥臂的三个主开关管提供零电压开通的条件。第一辅助换流电感Lr1用来为第一主开关管S1、第三主开关管S3、第五主开关管S5的零电压开通提供能量，并为第一辅助开关管Sx1、第三辅助开关管Sx3、第五辅助开关管Sx5的零电流开通和关断提供电流缓冲；第二辅助换流电感Lr2用来为第二主开关管S2、第四主开关管S4、第六主开关管S6的零电压开通提供能量，并为第二辅助开关管Sx2、第四辅助开关管Sx4、第六辅助开关管Sx6的零电流开通和关断提供电流缓冲。
第一辅助开关管Sx1、第三辅助开关管Sx3、第五辅助开关管Sx5用来控制第一辅助换流电感Lr1的充放电，第二辅助开关管Sx2、第四辅助开关管Sx4、第六辅助开关管Sx6用来控制第二辅助换流电感Lr2的充放电。
第一辅助二极管D1用来限制第一辅助开关管Sx1支路上的电流单向流动，并用来抑制换流过程中可能存在的相间短路问题；第二辅助二极管D2用来限制第二辅助开关管Sx2支路上的电流单向流动，并用来抑制换流过程中可能存在的相间短路问题；第三辅助二极管D3用来限制第三辅助开关管Sx3支路上的电流单向流动，并用来抑制换流过程中可能存在的相间短路问题；第四辅助二极管D4用来限制第四辅助开关管Sx4支路上的电流单向流动，并用来抑制换流过程中可能存在的相间短路问题；第五辅助二极管D5用来限制第五辅助开关管Sx5支路上的电流单向流动，并用来抑制换流过程中可能存在的相间短路问题；第六辅助二极管 D6用来限制第六辅助开关管Sx6支路上的电流单向流动，并用来抑制换流过程中可能存在的相间短路问题。
本实施例的谐振极型软开关逆变器在辅助换流过程中，为实现主开关管的零电压开关，利用辅助电感，为主开关管的寄生电容进行充放电。寄生电容的电容值相比于负载电流而言非常小，寄生电容的放电时间非常短，故电感的充放电过程可认为是线性的；
本实施例的谐振极型软开关逆变器在一次辅助换流的过程中，第一辅助电感同时负责辅助上桥臂的三个主开关管(第一、第三、第五主开关管)中的两个主开关管的开通过程；第二辅助电感同时负责辅助下桥臂的三个主开关管(第二、第四、第六主开关管)中的两个主开关管的开通过程。通过这种辅助换流的方式可以使本发明的谐振极型软开关逆变电路获得良好的负载适应性。
图2是本发明的谐振极型软开关逆变电路实例，采用一种十二扇区的SVPWM调制策略，十二扇区的划分方式如图3所示，在不同扇区内采用的开关矢量顺序如图4所示，该开关矢量顺序图里，“1”代表该桥臂上管开通下管关断，“0”代表该桥臂上管关断下管开通；“110”代表第一个和第二个桥臂上开关管开通、第三个桥臂下开关管开通。将一个PWM周期内三相电路的开关动作对齐为三次，在单位功率因数时，第一次开关动作为硬开关，第二次和第三次开关动作为自然软开关。
使用这种十二扇区调制策略，在单位功率因数条件下，可以在每个PWM周期内只需要对一个辅助换流电感充电一次，对应的两个辅助开关管也都只需要动作一次。其他时刻开关动作的换流，可以实现自然的软开关。
在功率因数为感性且
Figure BDA0002510812380000101
的条件下，将导致三相电路中的某一相相电流过零点滞后于相电压过零点，得到的理想电流波形效果如图7所示。那么只需在偶数扇区的每个PWM 周期内，对相电流过零点滞后于相电压过零点的这一相电路的换流过程多增加一次辅助，具体需要增加辅助的开关过程如图6所示：第一次开关动作依然是需要被辅助的硬开关，第二次开关动作在偶数扇区时为硬开关，在奇数扇区时为自然软开关，故而对偶数扇区的每个 PWM周期内，对相电流过零点滞后于相电压过零点的这一相电路的换流过程多增加一次辅助，就可以实现全负载范围的功率因数自适应软开关换流。
在本实施例所采用的调制策略中，由于通过空间矢量脉冲宽度调制对逆变器的控制，可以根据逆变器需要合成的空间矢量，计算出各个主开关管动作的时间，再根据对应相负载电流的大小和方向确定需要动作的辅助开关管和确定辅助开关管动作的时间。
在本实施例中，当功率因数为1时，如图4所示，以交流侧电压矢量处于第二扇区为例，需要辅助的开关动作切换过程为六个主开关管的开关动作从“000”切换到“110”时，需要使用第二直流侧电容Cdc2和直流侧电源Vdc对第一辅助换流电感Lr1进行充电，使用第一换流辅助换流电感Lr1通过第一辅助开关管Sx1和第一辅助二极管D1来充电，来转移第二主开关管 S2中的电流；在同一时间内使用第一换流辅助换流电感Lr1通过第三辅助开关管Sx3和第三辅助二极管D3来充电，来转移第四主开关管S4中的电流；
在本实施例中，使用第一换流辅助换流电感Lr1为第一主开关管S1的软开关过程储能，同时为第三主开关管S3的软开关过程储能。当第一辅助换流电感Lr1充电电流的值Ich充电到被同时辅助的A相和B相负载电流值之和Iload后，下桥臂中第二主开关管S2和第四主开关管 S4中的电流反向；当第一辅助换流电感Lr1的电流值Ich充电到等于被同时辅助的A相和B相负载电流值之和Iload加上过充电流值Iboost时，关断下桥臂的第二主开关管S2和第四主开关管 S4，使过充电流值Iboost换流到第一主开关管S1的寄生二极管和第三主开关管S3的寄生二极管，过充电流值Iboost应由上桥臂和下桥臂主开关管开通关断过程中的死区时间Td来设计；过充电流值Iboost的计算公式为：
Figure BDA0002510812380000111
其中辅助换流电感的充电电流值Ich的计算公式为：
Ich＝Iload+Iboost
为保证全负载范围内辅助换流过程能够正常进行，需按照第三扇区内A相和B相负载电流值之和Iload的最大值来设计辅助换流电感的充电电流值Ich：
Ich＝Iload+Iboost
由于在本发明所涉及的一种谐振极型软开关逆变器中，结合图5可知，同时被辅助的两相负载电流值之和Iload的变化范围如下：
Figure BDA0002510812380000112
在本发明所涉及的谐振极型软开关逆变器中，在一次辅助换流的过程中，同时被辅助的两相负载电流值之和的变化范围较小，且最大值等于单相负载电流的最大值，即过充电流值Iboost的变化范围小，故而本逆变电路可在不使用电流传感器检测负载电流的情况下，仅依靠电路拓扑结构和控制方法就实现良好的负载适应性。
需要指出的是，本说明书只给出了本发明的一种谐振极型软开关逆变器运行于十二扇区SVPWM调制策略下的第二扇区时的实现方法，对于运行于十二扇区SVPWM调制策略下的其他扇区时的实现方法，在本说明里不做赘述，但均可参照本说明书进行实现，以下若存在没有特别详细说明的过程或参数，均是本领域技术人员可参照现有技术理解和实现的。
下面对本发明的一种谐振极型软开关逆变器的各个工作模态进行具体分析，首先分析电路运行在单位功率因数条件下的情况：
模态0如图8所示，本模态维持时间为[t～t0]，本实例三相软开关逆变电路的开关状态为“000”，此时电路工作在稳态，第一主开关管S1和第三主开关管S3和第五主开关管S5为关闭状态，第二主开关管S2和第四主开关管S4和第六主开关管S6为导通状态，所有辅助开关管均为关闭状态；软开关逆变器所接的三相负载的第一相A相的电流ia方向为正，ia流过A相的下桥臂第二主开关管S2；软开关逆变器所接的三相负载的第二相B相的电流ib方向为正， ib流过B相的下桥臂第四主开关管S4；软开关逆变器所接的三相负载的第三相C相的电流ic方向为负，ic流过C相的下桥臂第六主开关管S6。
模态1如图9所示，本模态维持时间为[t0～t1]，t0时刻开始，第一辅助开关管Sx1和第三辅助开关管Sx3同时开通，直流侧电源Vdc和第二直流侧电容Cdc2放电为第一辅助换流电感Lr1充电。第一辅助换流电感Lr1的充电过程通过A相和B相两相的主电路和辅助电路来进行。由于第一辅助换流电感Lr1具有缓冲电流的作用，故而第一辅助开关管Sx1和第三辅助开关管 Sx3均能实现零电流开通；第一辅助换流电感Lr1的充电电流通过第一辅助开关管Sx1和第一辅助二极管D1，逐渐替代第二主开关管S2上的电流，同时第一辅助换流电感Lr1的充电电流也通过第三辅助开关管Sx3和第三辅助二极管D3，逐渐替代第四主开关管S4上的电流；此时第二主开关管S2和第四主开关管S4上的负向电流逐渐减小，当第一辅助换流电感Lr1的电流值Ich充电到等于A相和B相负载电流值之和Iload时，第二主开关管S2和第四主开关管S4上的负向电流减小到零，本模态结束。本模态的持续时间为：
Figure BDA0002510812380000121
Iload＝ia+ib
模态2如图10所示，本模态维持时间为[t1～t2]，t1时刻开始，第一辅助换流电感Lr1在第二直流侧电容Cdc2的充电下，使得第二主开关管S2和第四主开关管S4上的电流反向变为正向，并使得第二主开关管S2和第四主开关管S4上的电流值逐渐增大，直到第一辅助换流电感Lr1的充电电流值等于A相和B相的负载电流之和的值Iload加上过充电流值Iboost，本模态结束。过充电流值Iboost由所选主开关管开通关断过程中的死区时间Td决定，Iboost的计算公式为：
Figure BDA0002510812380000122
为确保全负载范围内的软开关换流均能完成，电感的充电电流应该按照A相和B相负载电流之和的最大值来设计，故而电感的充电时间的计算公式为：
Figure BDA0002510812380000131
Ich＝Imax+Iboost
模态3如图11所示，本模态维持时间为[t2～t3]，在t2时刻，同时关断第二主开关管S2和第四主开关管S4，使得第一辅助换流电感Lr1上的电流通过第一辅助开关管Sx1和第一辅助二极管D1为第一主开关管S1的寄生电容放电，为第二主开关管S2的寄生电容充电；同时使得第一辅助换流电感Lr1上的电流通过第三辅助开关管Sx3和第三辅助二极管D3为第三主开关管S3的寄生电容放电，为第四主开关管S4的寄生电容充电；当第一主开关管S1和第三主开关管S3上的寄生电容放电完毕，同时第二主开关管S2和第四主开关管S4上的寄生电容充电完毕时，第一主开关管S1和第三主开关管S3的寄生二极管导通，本模态结束。由于寄生电容的值很小，负载电流的电流值相对很大，所以本模态的持续时间在实际电感的充放电过程设计中可以不予考虑，不会影响本实例的软开关实现。
模态4如图12所示，本模态维持时间为[t3～t4]，当第一主开关管S1和第三主开关管S3的寄生二极管导通后，第一直流侧电容Cdc1为第一辅助换流电感Lr1进行放电，第一辅助换流电感Lr1的放电过程通过A相和B相两相的主电路和辅助电路来进行。第一辅助换流电感Lr1通过第一主开关管S1和第三主开关管S3上的寄生二极管进行放电，此时需要在第一辅助换流电感Lr1的电流值放电到等于三相交流负载A相和B相的负载电流之和前，同时开通第一主开关管S1和第三主开关管S3，否则会导致第一主开关管S1和第三主开关管S3无法进行零电压开通。第一主开关管S1和第三主开关管S3同时开通的时刻t4需要满足的条件是：
Figure BDA0002510812380000132
模态5如图13所示，本模态维持时间为[t4～t5]，t4时刻后，第一主开关管S1和第三主开关管S3开通，第一辅助换流电感Lr1继续通过A相和B相两相的主电路和辅助电路来放电，但第一辅助换流电感Lr1上的电流逐渐被第一主开关管S1和第三主开关管S3上的电流所取代，当第一辅助换流电感Lr1上的电流释放到零后，本模态结束，此后可在t5时刻零电流关断第一辅助开关管Sx1和第三辅助开关管Sx3。故[t2～t5]为电感的放电时间，电感放电时间的计算公式是：
Figure BDA0002510812380000141
Ich＝Imax+Iboost
模态6如图14所示，本模态维持时间为[t5～t6]，在t5时刻时，第一辅助开关管Sx1和第三辅助开关管Sx3零电流关断，本实例的三相软开关逆变电路的开关状态变为“110”，本模态为实例所在的PWM周期换流结束后的稳定状态；此时第一主开关管S1和第三主开关管S3和第六主开关管S6开通，第二主开关管S2和第四主开关管S4和第五主开关管S5关闭，所有辅助开关管均关闭；直流侧电源通过第一主开关管S1和第三主开关管S3和第六主开关管S6为三相交流负载供电。
接下来分析电路运行在感性功率因数条件下，且功率因数角
Figure BDA0002510812380000142
的情况。这将导致三相电路中的某一相相电流过零点滞后于相电压过零点，得到的理想电流波形效果如图7 所示，那么只需在偶数扇区的每个PWM周期内，对相电流过零点滞后于相电压过零点的这一相电路的换流过程多增加一次辅助，具体需要增加辅助的开关过程如图6所示，则可使软开关逆变电路在功率因数角
Figure BDA0002510812380000143
范围内实现功率因数自适应软开关换流。
下面以仍第二扇区为例，当功率因数角
Figure BDA0002510812380000144
时，需要在前文模态0～模态6的电路运行状态下，增加下文的模态7～模态13的电路运行状态。具体根据图6所示，逆变电路的开关状态由“110”变为“100”，对B相从上桥臂换流到下桥臂的过程增加一次辅助。下面对使软开关逆变电路实现功率因数自适应软开关换流，增加各个工作模态进行具体分析：
模态7如图15所示，本模态维持时间为[t6～t7]，此时三相软开关逆变电路的开关状态为“110”，电路工作在稳态。第二主开关管S2和第四主开关管S4和第五主开关管S5为关闭状态，第一主开关管S1和第三主开关管S3和第六主开关管S6为导通状态，所有辅助开关管均为关闭状态；由于功率因数角
Figure BDA0002510812380000145
软开关逆变器所接的三相负载的第一相A相的电流ia方向为正，ia流过A相的上桥臂第一主开关管S1；软开关逆变器所接的三相负载的第二相B相的电流ib方向为负，ib流过B相的上桥臂第三主开关管S3；软开关逆变器所接的三相负载的第三相C相的电流ic方向为负，ic流过C相的下桥臂第六主开关管S6。
模态8如图16所示，本模态维持时间为[t7～t8]，t7时刻开始，第四辅助开关管Sx4开通，第一直流侧电容Cdc1放电为第二辅助换流电感Lr2充电，由于第二辅助换流电感Lr2具有缓冲电流的作用，故第四辅助开关管Sx4能实现零电流开通；第二辅助换流电感Lr2的充电电流通过第四辅助开关管Sx4和第四辅助二极管D4，逐渐替代第三主开关管S3上的电流；第三主开关管S3上的负向电流逐渐减小，当第二辅助换流电感Lr2的电流值Ich充电到等于B相负载电流值ib时，第三主开关管S3上的负向电流减小到零，本模态结束。本模态的持续时间为：
Figure BDA0002510812380000151
为了增加软开关逆变电路的负载适应性，结合图7可知，在第二扇区内，功率因数角
Figure BDA0002510812380000152
时，B相负载电流值ib的最大值为整个输出基波周期内ib最大值的一半。则可近似认为，在第二扇区内的第k个PWM周期内的B相负载电流值ib为：
Figure BDA0002510812380000153
模态9如图17所示，本模态维持时间为[t8～t9]，t8时刻开始，第二辅助换流电感Lr2在第一直流侧电容Cdc1的充电下，使得第三主开关管S3上的电流反向变为正向，并使得第三主开关管S3上的电流值逐渐增大，直到第二辅助换流电感Lr2的充电电流值等于B相的负载电流值ib加上过充电流值Iboost，本模态结束。过充电流值Iboost由所选主开关管开通关断过程中的死区时间Td决定，Iboost的计算公式为：
Figure BDA0002510812380000154
结合模态8的过程描述，电感的充电时间的计算公式为：
Figure BDA0002510812380000155
Figure BDA0002510812380000156
模态10如图18所示，本模态维持时间为[t9～t10]，在t9时刻，关断第三主开关管S3，使得第二辅助换流电感Lr2上的电流通过第四辅助开关管Sx4和第四辅助二极管D4为第四主开关管S4的寄生电容放电，为第三主开关管S3的寄生电容充电；当第三主开关管S3和第四主开关管S4上的寄生电容充放电完毕时，第四主开关管S4的寄生二极管导通，本模态结束。由于寄生电容的值很小，负载电流的电流值相对很大，所以本部分的时间在实际电感的充放电过程设计中可以不予考虑，不会影响本实例的软开关实现。
模态11如图19所示，本模态维持时间为[t10～t11]，当第四主开关管S4的寄生二极管导通后，第二直流侧电容Cdc2为第二辅助换流电感Lr2进行放电，第二辅助换流电感Lr2通过第四主开关管S4上的寄生二极管进行放电，此时需要在第二辅助换流电感Lr2的电流值放电到等于B相的负载电流前，开通第四主开关管S4，否则会导致第四主开关管S4无法进行零电压开通。第四主开关管S4开通的时刻t11需要满足的条件是：
Figure BDA0002510812380000161
模态12如图20所示，本模态维持时间为[t11～t12]，t11时刻后，第四主开关管S4开通，第二辅助换流电感Lr2继续放电，但第二辅助换流电感Lr2上的电流逐渐被第四主开关管S4上的电流所取代，当第二辅助换流电感Lr2上的电流释放到零后，本模态结束，此后可在t12时刻零电流关断第四辅助开关管Sx4。故[t9～t12]为电感的放电时间，电感放电时间的计算公式是：
Figure BDA0002510812380000162
Figure BDA0002510812380000163
模态13如图21所示，本模态维持时间为[t12～t13]，在t12时刻时，第四辅助开关管Sx4零电流关断，本实例的三相软开关逆变电路的开关状态变为“100”，本模态为实例所在的PWM 周期换流结束后的稳定状态；此时第一主开关管S1和第四主开关管S4和第六主开关管S6开通，第二主开关管S2和第三主开关管S3和第五主开关管S5关闭，所有辅助开关管均关闭；直流侧电源通过第一主开关管S1和第四主开关管S4和第六主开关管S6为三相交流负载供电。
按照本实施实例的具体实施方法，搭建仿真模型得到仿真结果，当电路运行于单位功率因数条件下时，开关状态从“000”切换到“110”，本实施实例的软开关逆变电路的第一主开关管S1的控制信号和第二主开关管S2的控制信号和第一辅助开关管Sx1的控制信号和第一主开关管S1的电压电流和第二主开关管S2的电压电流和第一辅助开关管Sx1的电压电流和第一辅助换流电感Lr1的电流如图22所示，从图中可以看出第一主开关管S1和第二主开关管S2都实现了零电压开关，第一辅助开关管Sx1实现了零电流开关；
本实施实例的软开关逆变电路的第三主开关管S3的控制信号和第四主开关管S4的控制信号和第三辅助开关管Sx3的控制信号和第三主开关管S3的电压电流和第四主开关管S4的电压电流和第三辅助开关管Sx3的电压电流和第一辅助换流电感Lr1的电流如图23所示，从图中可以看出第三主开关管S3和第四主开关管S4都实现了零电压开关，第三辅助开关管Sx3实现了零电流开关；
当电路运行于感性功率因数条件下，且功率因数角
Figure BDA0002510812380000171
时，开关状态从“000”切换到“110”的过程辅助方式不变，在开关状态从“110”切换到“100”时，增加一次B相换流的辅助过程，得到的本实施实例的软开关逆变电路的第三主开关管S3的控制信号和第四主开关管S4的控制信号和第四辅助开关管Sx4的控制信号和第三主开关管S3的电压电流和第四主开关管S4的电压电流和第四辅助开关管Sx4的电压电流和第二辅助换流电感Lr2的电流如图24所示，图25是图24的局部放大图，从图中可以看出第三主开关管S3和第四主开关管S4都实现了零电压开关，第三辅助开关管Sx3实现了零电流开关，且第二辅助电感在第二扇区内第k个PWM周期的充电电流满足
Figure BDA0002510812380000172
综上，在应用本发明的一种谐振极型软开关逆变器的本实施实例中，不同于传统的 ARCP软开关逆变电路，本电路仅通过两个辅助换流电感就实现了所有主开关管的零电压开关和所有辅助开关管的零电流开关，相比于传统的ARCP电路，辅助电感的充放电次数减小了二分之一，大幅度降低了电感损耗，辅助开关管的导通损耗和直线母线电容的电容值；且本电路可在不使用电流传感器检测电流的情况下，仅依靠电路拓扑结构和控制方法，就可以实现软开关逆变电路良好的负载适应性，以及在感性负载条件下的功率因数自适应软开关换流。
上述实施例是本发明较佳的实施实例，并不用于限制本发明的思想，也不限制本发明的实施方式，其他的任何未背离本发明的精神实质与原理下所做的改变修饰、同等替代、组合简化、改进等，均应为等效的置换方式，都包含在本发明的保护范围之内。

Claims (7)

1.一种谐振极型软开关逆变器，其特征在于，包括：直流侧电源、第一直流侧电容、第二直流侧电容、第一辅助换流电感、第二辅助换流电感、第一辅助开关管、第二辅助开关管、第三辅助开关管、第四辅助开关管、第五辅助开关管、第六辅助开关管、第一辅助二极管、第二辅助二极管、第三辅助二极管、第四辅助二极管、第五辅助二极管、第六辅助二极管、第一主开关管、第二主开关管、第三主开关管、第四主开关管、第五主开关管、第六主开关管，三相交流负载或电网；
其中，所述直流侧电源的正极与所述第一直流侧电容的正极、与所述第一主开关管的漏极、与所述第三主开关管的漏极、与所述第五主开关管的漏极相连；所述直流侧电源的负极与所述第二直流侧电容的负极、与所述第二主开关管的源极、与所述第四主开关管的源极、与所述第六主开关管的源极相连；所述第一直流侧电容的负极与所述第二直流侧电容的正极、与所述第一辅助换流电感的一端、与所述第二辅助换流电感的一端相连；所述第一辅助换流电感的另一端与所述第一辅助开关管的漏极、与所述第三辅助开关管的漏极、与所述第五辅助开关管的漏极相连；所述第一辅助开关管的源极与所述第一辅助二极管的正极相连；所述第一辅助二极管的负极与所述第一主开关管的源极、与所述第二主开关管的漏极、与所述第二辅助二极管的正极、与所述三相交流负载的第一相相连；所述第二辅助换流电感的另一端与所述第二辅助开关管的源极、与所述第四辅助开关管的源极、与所述第六辅助开关管的源极相连；所述第二辅助开关管的漏极与所述第二辅助二极管的负极相连；所述第三辅助开关管的源极与所述第三辅助二极管的正极相连；所述第三辅助二极管的负极与所述第三主开关管的源极、与所述第四主开关管的漏极、与所述第四辅助二极管的正极、与所述三相交流负载的第二相相连；所述第四辅助二极管的负极与所述第四辅助开关管的漏极相连；所述第五辅助开关管的源极与所述第五辅助二极管的正极相连；所述第五辅助二极管的负极与所述第五主开关管的源极、与所述第六主开关管的漏极、与所述第六辅助二极管的正极、与所述三相交流负载的第三相相连；所述第六辅助二极管的负极与所述第六辅助开关管的漏极相连。
2.根据权利要求1所述的谐振极型软开关逆变器，其特征在于，所述第一辅助换流电感在辅助主开关管换流的过程中，其充电过程由所述第二直流侧电容和所述直流侧电源完成，放电过程由所述第一直流侧电容和所述直流侧电源完成；所述第二辅助换流电感在辅助主开关管换流的过程中，其充电过程由所述第一直流侧电容和所述直流侧电源完成，放电过程由所述第二直流侧电容和所述直流侧电源完成。
3.根据权利要求1所述的谐振极型软开关逆变器，其特征在于，所述第一辅助二极管限制第一辅助开关管支路上的电流单向流动，并抑制换流过程中的相间短路问题；所述第二辅助二极管限制第二辅助开关管支路上的电流单向流动，并抑制换流过程中的相间短路问题；所述第三辅助二极管限制第三辅助开关管支路上的电流单向流动，并抑制换流过程中的相间短路问题；所述第四辅助二极管限制第四辅助开关管支路上的电流单向流动，并抑制换流过程中的相间短路问题；所述第五辅助二极管限制第五辅助开关管支路上的电流单向流动，并抑制换流过程中的相间短路问题；所述第六辅助二极管限制第六辅助开关管支路上的电流单向流动，并抑制换流过程中的相间短路问题。
4.根据权利要求1所述的谐振极型软开关逆变器，其特征在于，所述第一辅助换流电感为所述第一主开关管、第三主开关管、第五主开关管的零电压开通提供能量，并为所述第一辅助开关管、第三辅助开关管、第五辅助开关管的零电流开通和关断提供电流缓冲；所述第二辅助换流电感为所述第二主开关管、第四主开关管、第六主开关的零电压开通提供能量，并为所述第二辅助开关管、第四辅助开关管、第六辅助开关管的零电流开通和关断提供电流缓冲。
5.根据权利要求1所述的谐振极型软开关逆变器，其特征在于，在一次辅助换流的过程中，所述第一辅助换流电感同时负责辅助上桥臂的三个主开关管中的两个主开关管的开通过程；所述第二辅助换流电感同时负责辅助下桥臂的三个主开关管中的两个主开关管的开通过程。
6.根据权利要求1所述的谐振极型软开关逆变器，其特征在于，提高负载适应性的具体方法为：
在所述第一辅助换流电感的充放电过程中，对第一辅助开关管的控制方法采用定时间控制，当所述第一辅助换流电感充电电流的值充电到被同时辅助的两相负载电流值之和后，下桥臂中所述被同时辅助的两个主开关管中的电流反向，应在所述第一辅助换流电感的电流值充电到等于单相负载电流的最大值加上过充电流值时，关断下桥臂的主开关管，使过充电流值换流到被同时辅助的两相各自同一桥臂的另一所述主开关管的寄生二极管；
在所述第二辅助换流电感的充放电过程中，对第二辅助开关管的控制方法采用定时间控制，当所述第二辅助换流电感充电电流的值充电到被同时辅助的两相负载电流值之和后，上桥臂中所述被同时辅助的两个主开关管中的电流反向，应在所述第二辅助换流电感的电流值充电到等于单相负载电流的最大值加上过充电流值时，关断上桥臂的主开关管，使过充电流值换流到被同时辅助的两相各自同一桥臂的另一所述主开关管的寄生二极管。
7.根据权利要求1所述的谐振极型软开关逆变器，其特征在于，在感性负载条件下实现功率因数自适应软开关换流的方法为：针对功率因数角
Figure FDA0002885109870000031
的范围内，采用十二扇区划分的SVPWM调制策略，在偶数扇区的每个PWM周期内增加一次辅助换流过程。
CN202010464653.0A 2020-05-26 2020-05-26 一种谐振极型软开关逆变器 Active CN111490692B (zh)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010464653.0A CN111490692B (zh) 2020-05-26 2020-05-26 一种谐振极型软开关逆变器

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CN202010464653.0A CN111490692B (zh) 2020-05-26 2020-05-26 一种谐振极型软开关逆变器

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN111490692A CN111490692A (zh) 2020-08-04
CN111490692B true CN111490692B (zh) 2021-04-20

Family

ID=71811355

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN202010464653.0A Active CN111490692B (zh) 2020-05-26 2020-05-26 一种谐振极型软开关逆变器

Country Status (1)

Country Link
CN (1) CN111490692B (zh)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN113541520B (zh) * 2021-07-20 2023-10-31 东北大学 基于svpwm的谐振直流环节三相逆变器的调制方法
TWI826234B (zh) * 2022-08-31 2023-12-11 立錡科技股份有限公司 諧振切換電容式電壓轉換器及其控制方法

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101478258A (zh) * 2009-01-21 2009-07-08 东北大学 一种谐振极型三相软开关逆变电路

Family Cites Families (7)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20040125618A1 (en) * 2002-12-26 2004-07-01 Michael De Rooij Multiple energy-source power converter system
US7126833B2 (en) * 2004-11-24 2006-10-24 Ut-Battelle, Llc Auxiliary quasi-resonant dc tank electrical power converter
JP5446539B2 (ja) * 2008-08-27 2014-03-19 サンケン電気株式会社 共振型インバータ装置
CN101662231B (zh) * 2009-09-09 2012-11-21 华东交通大学 一种二极管中点箝位逆变电路零电流开关的实现方法
US8830711B2 (en) * 2010-08-10 2014-09-09 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Hybrid switch for resonant power converters
JP5734609B2 (ja) * 2010-09-22 2015-06-17 株式会社ダイヘン インバータ装置、および、このインバータ装置を備えた系統連系インバータシステム
DE102014110490B4 (de) * 2014-07-24 2016-12-01 Sma Solar Technology Ag Schaltungsanordnung für einen Mehrpunktwechselrichter mit Entlastungsnetzwerk

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101478258A (zh) * 2009-01-21 2009-07-08 东北大学 一种谐振极型三相软开关逆变电路

Also Published As

Publication number Publication date
CN111490692A (zh) 2020-08-04

Similar Documents

Publication Publication Date Title
AU2012343352B2 (en) Inverter circuit and control method for inverter circuit
CN109560711B (zh) 一种隔离型双向dc-dc变换器及其调制方法
CN107493025B (zh) 一种谐振直流环节三相逆变器的负载自适应换流控制方法
CN110768549B (zh) 一种单相零电压软开关充电器拓扑及其调制方法
CN110504852B (zh) 一种带电压解耦的单相软开关充电器拓扑及其调制方法
WO2022134278A1 (zh) 一种电流源输入高频隔离矩阵变换器及其调控方法
CN111490692B (zh) 一种谐振极型软开关逆变器
CN108736756B (zh) 一种改进型双辅助谐振极型三相软开关逆变电路
CN109713929B (zh) 一种基于零电压软开关的三相三开关两电平整流器
Zhao et al. Efficiency improvement of an adaptive-energy-storage full-bridge converter by modifying turns ratio of a coupled inductor
CN108809137B (zh) 一种结构简单的辅助谐振极逆变电路
Gurudiwan et al. An 18 kW Battery Charger Module for Extreme Fast Charging Applications Using an Unfolding-Based AC-DC Topology
Tong et al. A three-level LLC converter with flexible variable-mode control for wide gain range application
CN105978372B (zh) 一种拓扑电路以及半桥拓扑电路以及三相全桥拓扑电路
Li et al. Soft-switching single stage isolated AC-DC converter for single-phase high power PFC applications
Zhang et al. Soft-switching single-stage current-fed full-bridge isolated converter for high power AC/DC applications
He et al. The regulation characteristics of bridge modular switched-capacitor AC-AC converter
Li et al. A parallel resonant DC link soft switching inverter with simple structure and its modulation strategy analysis
CN112953288B (zh) 用于谐振直流环节软开关逆变器的调制方法
Jo et al. Highly efficient full-bridge resonant AC/DC converter using T-type voltage doubler
Gong et al. A novel auxiliary resonant commutated pole soft-switching inverter
CN113541520B (zh) 基于svpwm的谐振直流环节三相逆变器的调制方法
CN113193763B (zh) 基于t型选择单元的混合多电平ac-dc变换器
CN110932583B (zh) 电流源型双三相永磁同步电机驱动系统的zvs实现方法
CN211481163U (zh) 一种三相软开关逆变器

Legal Events

Date Code Title Description
PB01 Publication
PB01 Publication
SE01 Entry into force of request for substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant