CN101662231B - 一种二极管中点箝位逆变电路零电流开关的实现方法 - Google Patents

Abstract

一种二极管中点箝位逆变电路零电流开关中的零电流开通的实现方法，由二极管中点箝位逆变电路实现，组成该电路的并联三端口单元M1、M2分别由N(≥2)个并联三端口单元M1或M2的基本单元并联构成，并联三端口单元M1(M2)的基本单元由功率管Q₁(Q₅)及反并联二极管D₁(D₅)，续流二极管D₇(D₉)，及换流电感L₁(L₃)组成。M1和M2的基本单元1～N中各功率管按照第1，第2，...，第N的顺序循环触发，各功率管的触发脉冲占空比小于1/N；主功率管Q₄(Q₃)的触发逻辑由M1(M2)的N个基本单元的N个功率管触发逻辑输入一个N路输入的或非门得到的输出逻辑信号确定。方法能实现各基本单元中各功率管的零电流开通。

Description

一种二极管中点箝位逆变电路零电流开关的实现方法

技术领域

本发明涉及一种二极管中点箝位逆变电路零电流开关中的零电流开通的实现方法，属高频逆变电路技术领域。

背景技术

相对于传统的半桥式逆变电路，二极管中点箝位逆变电路可以降低功率管额定电压等级降低功率管损耗，可以减小滤波电感的纹波电流，从而降低输出电压的失真度。所以，尽管二极管中点箝位逆变电路采用了较多的功率半导体器件，在中大功率逆变电源场合应用仍具备更多优势。

为了进一步降低中点箝位逆变电路的功率管开关损耗，一些软开关型的中点箝位逆变电路也被提出，典型的方案有辅助谐振换流极(ARCP)的方案，见附图1，此类电路的优势在于小的功率辅助电路和完全的PWM工作方式。缺点则是辅助换流时间与负荷电流的幅值呈正比关系，因此在ARCP逆变拓扑结构中往往需要安装额外的谐振电流或负荷电流检测电路并采用复杂的控制策略，使得主控制器不停地跟踪负荷电流变化而调整辅助换流时间，这将严重制约ARCP逆变电路开关频率的提高，并增加结构的复杂性。

改进的采用辅助变压器实现零电压开关的方案，见附图2，这种方案不再需要监测谐振电流，完全实现了主功率管的零电压开关。但在辅助变压器存在偏磁的可能。

上述的这些方案尽管能够实现主功率管的软开关工作，但仔细分析还存在以下缺点：(1)都需要再增加四个辅助功率管和四个辅助续流二极管；(2)辅助功率管的PWM信号与主功率管的PWM信号关系复杂，不容易产生；(3)换流过程复杂，流经支路多，也增加了额外的换流损耗。

发明内容

本发明的目的旨在提供一种简单有效的，能够实现二极管中点箝位逆变电路主功率管零电流开关中的零电流开通的技术方案，降低主功率管的开通损耗，提高电路效率及可靠性。

本发明二极管中点箝位逆变电路零电流开关方法是通过下述技术方案实现的：如附图3所示，电路由串联的直流电源u_s1和u_s2组成的输入电源、由并联三端口单元M1、功率管Q₃及其反并二极管D₃、功率管Q₄及其反并二极管D₄、并联三端口单元M2组成的逆变桥臂；由滤波电感L_f和滤波电容C_f组成的交流滤波电路；负载Z组成。其中，并联三端口单元M1的d端与输入电源u_s1的正极相连，其c端与功率管Q₃的集电极相连，另一端接地。主功率管Q₃的发射极与主功率管Q₄的集电极相连，主功率管Q₄的发射极与并联三端口单元M2的e端相连，并联三端口单元M2的f端口连接到直流电源u_s2的负极，另一端口接地。主功率管Q₃和二极管D₃反向并联，功率管Q₄和二极管D₄反向并联。主功率管Q₃的发射极和主功率管Q₄的集电极相连引出到滤波电感L_f和滤波电容C_f构成的交流滤波电路，最后输出到负载。

该并联三端口单元M1由N(≥2)个并联三端口单元M1的基本单元并联构成，见附图4。其中并联三端口单元M1的基本单元由功率管Q₁及其反并联二极管D₁，续流二极管D₇，及换流电感L₁组成，见附图5。并联三端口单元M1的基本单元的d端口连接到功率管Q₁的集电极，功率管Q₁的发射极同时连接到换流电感L₁的上端和续流二极管D₇的阴极，换流电感L₁的下端接到并联三端口单元M1的c端口，续流二极管D₇的阳极接到地。

该并联三端口单元M2由N(≥2)个并联三端口单元M2的基本单元并联构成，见附图6。其中并联三端口单元M2的基本单元由功率管Q₅及其反并联二极管D₅，续流二极管D₉，及换流电感L₃组成，见附图7。并联三端口单元M2的基本单元的e端口连接到换流电感L₃的上端，L₃的下端连接到功率管Q₅的集电极和续流二极管D₉的阳极，功率管Q₅的发射极连接到f端口，续流二极管D₉的阴极接地。

为了实现逆变电路各基本单元中各个功率管的零电流开关，应采用以下方法：

所述的并联三端口单元M1中各个并联三端口单元M1的基本单元1～N中的各个功率管的开关频率固定且一致为f_s，按照第1，第2，第3，...，第N的依次顺序循环触发，每个功率管的触发脉冲占空比不超过1/N。

所述的并联三端口单元M2中各个并联三端口单元M2的基本单元1～N中的各个功率管的开关频率固定且一致为f_s，按照第1，第2，第3，...，第N的依次顺序循环触发，每个功率管的触发脉冲占空比不超过1/N。

所述的主功率管Q₄的触发信号的逻辑由并联三端口单元M1的N个基本单元的N个功率管触发逻辑信号输入一个N路输入的或非门得到的输出逻辑信号确定。

所述的主功率管Q₃的触发信号的逻辑由并联三端口单元M2的N个基本单元的N个功率管触发逻辑信号输入一个N路输入的或非门得到的输出逻辑信号确定。

本发明提出了零电流软开关中点箝位逆变电路及方法，能够实现各基本单元中各功率管得零电流开通，降低电路开关损耗。与现有技术相比较，它还具有如下优点，(1)不再需要辅助功率管，降低了电路成本；(2)各主功率管的触发信号逻辑关系简单，易于分配；(3)换流电感的存在也降低了续流二极管的反向恢复电流；(4)同样的逆变滤波电感下，其纹波电流降低至原有值的1/N。

本发明所提出的零电流软开关中点箝位逆变电路及方法，普遍适用于中、大功率的直流/交流变换器，是目前实现中点箝位逆变电路的一种简单易行软开关方案，为整机的高频化、轻量化和小型化创造了条件。可以在不间断电源，交流稳压电源，逆变电源等系统中推广使用。

附图说明

图1辅助谐振换流极中点箝位逆变电路

图2辅助变压器零电压开关中点箝位逆变电路

图3零电流开关二极管中点箝位逆变电路

图4并联三端口单元(M1)结构框图

图5并联三端口单元(M1)基本单元电路图

图6并联三端口单元(M2)结构框图

图7并联三端口单元(M2)基本单元电路图

图8一个零电流开关二极管中点箝位逆变电路实施例

图9 SPWM信号产生方式

图10主要的开关波形示意

图11 t0-t1阶段工作等效电路图

图12 t1-t2阶段工作等效电路图

图13 t2-t3阶段工作等效电路图

图14 t3-t4阶段工作等效电路图

图15 t4-t5阶段工作等效电路图

图16 t5-t6阶段工作等效电路图

图17各驱动及滤波电感电流实验波形

图18功率管Q₁和Q₂的主要实验波形(Q₁和Q₂开关电压电流波形)

图19功率管Q₁和Q₂的主要实验波形(Q₁导通时刻)

图20功率管Q₁和Q₂的主要实验波形(Q₂导通时刻)

具体实施方式

下面结合附图8，它的并联三端口单元M1和并联三端口单元M2中各含两个基本单元，进一步说明本发明的特点及原理。

本发明所述的二极管中点箝位逆变电路零电流开关的方法是这样的，电路由串联的直流电源u_s1和u_s2组成的输入电源、由六个主功率管(Q₁-Q₆)、十个续流二极管(D₁～D₁₀)组成的逆变桥臂、由四个换流电感(L₁～L₄)组成的换流环节、由滤波电感L_f和滤波电容C_f组成的交流滤波电路、负载R组成。其中功率管Q₁及其反并二极管D₁，换流电感L₁和续流二极管D₇构成了并联三端口单元M1的基本单元1；其中功率管Q₂及其反并二极管D₂，换流电感L₂和续流二极管D₈构成了并联三端口单元M1的基本单元2；其中功率管Q₅及其反并二极管D₅，换流电感L₃和续流二极管D₉构成了并联三端口单元M2的基本单元1；其中功率管Q₆及其反并二极管D₆，换流电感L₄和续流二极管D₁₀构成了并联三端口单元M2的基本单元2。其中主功率管Q₁的集电极和主功率管Q₂的集电极与输入直流电源u_s1的正极相连，主功率管Q₁的发射极与二极管D₇的阴极和换流电感L₁的上端相连，主功率管Q₂的发射极与二极管D₈的阴极和换流电感L₂的上端相连，换流电感L₁的下端和换流电感L₂的下端及主功率管Q₃的集电极相连，主功率管Q₃的发射极与主功率管Q₄的集电极相连，主功率管Q₄的发射极与两个换流电感L₃和L₄的上端相连，换流电感L₃的下端与主功率管Q₅的集电极和续流二极管D₉的阳极相连，换流电感L₄的下端与主功率管Q₆的集电极和续流二极管D₁₀的阳极相连，主功率管Q₅和Q₆的发射极共同连接到直流电源u_s2的负极，二极管D₇和D₈的阳极及二极管D₉和D₁₀的阴极共同连接到串联的输入直流电源u_s1和u_s2的中点参考地上，主功率管Q₁～Q₆分别与续流二极管D₁～D₆反向并联；滤波电感L_f的左端连接在串联的主功率管Q₃的发射极和主功率管Q₄的集电极相连引出到滤波电感L_f和滤波电容C_f构成的交流滤波电路，最后输出到负载R。电感L₁和L₂构成了主功率管Q₁和Q₂的换流环节，电感L₃和L₄构成了功率管Q₅和Q₆的换流环节。应保证功率管Q₁、Q₂、Q₅、Q₆的触发信号为最大占空比小于0.5的PWM信号。使功率管Q₁和Q₂的控制PWM信号轮流触发，功率管Q₅和Q₆的控制PWM信号轮流触发，功率管Q₄的控制PWM信号由功率管Q₁和Q₂的控制PWM信号通过或非门的逻辑输出得到，功率管Q₃的控制PWM信号由功率管Q₅和Q₆的控制PWM信号通过或非门的逻辑输出得到。

根据所述发明及原理图，六个功率管的SPWM信号产生方式如附图9。u_r表示输出正弦电压调制波，u_t表示三角波载波。

在调制波u_r正半周：当调制波u_r幅值大于载波u_t幅值时，u_g1和u_g2信号轮流触发；当调制波u_r幅值小于载波u_t幅值时，u_g4触发；u_g3则始终触发；下管u_g5和u_g6始终关断。

在调制波u_r负半周：当载波u_t幅值大于调制波u_r幅值时，u_g5和u_g6轮流触发；当载波幅值小于调制波幅值时，u_g3触发；u_g4则始终触发；上管u_g1和u_g2始终关断。

当电路工作在输出电压正半周，滤波电感L_f电流i_Lf为正向时，电路各换流阶段的主要波形如附图10所示，各阶段工作电路如附图11～附图16所示。忽略各半导体器件导通压降，分析M1基本单元1和2中的功率管Q₁和Q₂实现零电流开通的工作原理，各阶段详细分析如下：

a)t0～t1阶段：如附图11所示，在t0时刻之前，滤波电感L_f经二极管D₈，电感L₂，功率管Q₃续流，电感L₂电流i_L2线性下降。节点b的电位则接近零。

在t0时刻，功率管Q₁被驱动导通，Q₁电压u_ce1迅速下降到零后，节点a电位上升至u_s1，导致节点a，b间电压u_ab＝u_s1，该电压作用在电感L₁和L₂上，使得电感L₂电流i_L2逐渐下降，电感L₁电流i_L1逐渐上升，可以表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{L1}=u_{s1}\·t/(2L+L_s)......\left(1\right)\\ i_{L2}=i_{L2\left(t0\right)}-u_{s1}\·t/(2L+L_s)...\left(2\right)\end{array}\right.$

受公式(1)的约束，电流i_L1从零逐渐上升，使得功率管Q₁实现了零电流开通。当电流i_L2在t1时刻下降至零时该阶段结束。

b)t1～t2阶段：如附图12所示，因为功率二极管的反向恢复特性，在t1时刻流过二极管D₈的电流i_L2到达零点后，电流i_L2反向增加，此反向电流i_L2流过电感L₁和功率管Q₁，增加了Q₁的通态损耗。电流i_L1可以表示为：

i_L1＝i_Lf+i_L2      (3)

因为换流电感L₂的存在，二极管D₈的反向恢复电流可以被削弱。当二极管D₈的反向电流在t2时刻达到最大值时本阶段结束。

c)t2～t3阶段：如附图13所示，t2时刻后，二极管D₈的反向电流由最大值逐渐恢复至零，其两端反压也开始上升，使b点电位随之上升到与c点相同电位。

在t3时刻，反向电流i_L2恢复到零，u_ce2可以表示为：

$u_{\mathrm{ce}2}=u_{s1}-\frac{L_f}{L+L_f}{u}_{s1}-\frac{L}{L+L_f}{u}_{\mathrm{out}}---\left(4\right)$

因为换流电感值L＜＜L_f，u_ce2近似等于0。

d)t3～t4阶段：如附图14所示，本阶段换流过程结束，功率管Q₁进入正常导通阶段，电流i_L1线性上升：

$i_{L1}=\frac{u_{s1}-u_o}{L+L_f}\·t+i_{L1\left(t3\right)}---\left(5\right)$

e)t4～t5阶段：如附图15所示，t4时刻，功率管Q₁驱动关断，电感L_f和L₁产生反电动势使得a点电位迅速下降，续流二极管D₇导通，电感L_f和L₁通过D₇，Q₃续流。电感电流i_L1表示为：

$i_{L1}=i_{L1\left(t4\right)}-\frac{u_{\mathrm{out}}}{L+L_f}\·t---\left(6\right)$

本阶段电感电流i_L1线性下降。

f)t5～t6阶段：如附图16所示，t5时刻功率管Q₂驱动导通，Q₂电压U_ce2下降到零后，使得u_ba＝u_s1，该电压作用在电感L₁和L₂上，使得电感L₁电流i_L1逐渐下降，电感L₂电流i_L2随之上升，两个换流电流表示为：

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{L2}=u_{s1}\·t/(2L+L_s)............\left(7\right)\\ i_{L1}=i_{L1\left(t5\right)}-u_{s1}\·t/(2L+L_s)...\left(8\right)\end{array}\right.$

本阶段同前面的t0～t1阶段工作原理一样，至此M1基本单元1和2中的功率管Q₁和Q₂实现零电流开通。

同理，当工作在输出电压负半周时，M2基本单元1和2中的功率管Q₅和Q₆实现零电流开通。

本方法实现各基本单元中各功率管零电流开通的原理就是利用了相邻触发的两个功率管之间需要通过换流电感实现两者换流，换流电感的存在使得功率管开通时电压迅速下降，电流缓慢上升，从而达到了功率管零电流开通的目的，降低了功率管的开关损耗。

以一台不间断电源双PFC电路的±360VDC输出作为输入源，制作了一台220VAC输出，2kVA/1.4kW额定负载的软开关交错式三电平逆变器样机。其中控制器采用DSP处理器TMS320 F2812为核心构建。主电路中交错并联的IGBT采用的是IRG4PC40UD，开关频率为20kHz。选择换流电感为5uH。滤波电感L_f和电容C_f分别为1.5mH和6.8uF。

附图17为几个功率管驱动及滤波电感L_f的电流波形，可见M1基本单元1和2中的功率管Q₁和Q₂的触发信号u_g1和u_g2相位相差180°，而主功率管Q₄的触发信号u_g4是u_g1和u_g2的或非输出关系。

附图18所示为电阻满载下接近输出电压峰值附近的功率管Q₁和Q₂的开关电压电流波形。图19为放大后Q₁管的开通波形，图20则为放大的Q₂管的开通波形。由图19可见，功率管Q₁开通瞬间电压u_ce1先下降到了零，电流i_ce1才上升，实现了零电流开通。而功率管Q₂的端电压u_ce2则在i_ce1达到最大值之后才开始下降到零。同样，由图20可见，功率管Q₂开通瞬间电压u_ce2先下降到了零，电流i_ce2才上升，实现了零电流开通。测试波形与理论分析一致。这证明了所提出的二极管中点箝位逆变电路零电流开关方法能够实现基本单元中各功率管的零电流开通。

Claims (5)

1.一种二极管中点箝位逆变电路零电流开关中的零电流开通的实现方法，由二极管中点箝位逆变电路实现，该电路由串联的直流电源u_S1和u_S2组成的输入电源，由并联三端口单元M1、功率管Q₃及其反并联二极管D₃、功率管Q₄及其反并联二极管D₄、并联三端口单元M2组成的逆变桥臂，由滤波电感L_f和滤波电容C_f组成的交流滤波电路，以及负载Z组成，其特征是，

所述并联三端口单元M1的d端与输入电源u_S1的正极相连，其c端与功率管Q₃的集电极相连，另一端接地；主功率管Q₃的发射极与主功率管Q₄的集电极相连，主功率管Q₄的发射极与并联三端口单元M2的e端相连，并联三端口单元M2的f端口连接到直流电源u_S2的负极，另一端口接地；主功率管Q₃和二极管D₃反向并联，功率管Q₄和二极管D₄反向并联；主功率管Q₃的发射极和主功率管Q₄的集电极相连引出到滤波电感L_f和滤波电容C_f构成的交流滤波电路，最后输出到负载；直流电源u_S1和u_S2的连接点接地；

所述并联三端口单元M1由N≥2个并联三端口单元M1的基本单元并联构成，并联三端口单元M1的基本单元由功率管Q₁及其反并联二极管D₁，续流二极管D₇，及换流电感L₁组成，并联三端口单元M1的基本单元的d端口连接到功率管Q₁的集电极，功率管Q₁的发射极同时连接到换流电感L₁的上端和续流二极管D₇的阴极，换流电感L₁的下端接到并联三端口单元M1的c端口，续流二极管D₇的阳极接到地；

所述并联三端口单元M2由N≥2个并联三端口单元M2的基本单元并联构成，并联三端口单元M2的基本单元由功率管Q₅及其反并联二极管D₅，续流二极管D₉，及换流电感L₃组成，并联三端口单元M2的基本单元的e端口连接到换流电感L₃的上端，L₃的下端连接到功率管Q₅的集电极和续流二极管D₉的阳极，功率管Q₅的发射极连接到f端口，续流二极管D₉的阴极接地。

2.根据权利要求1所述二极管中点箝位逆变电路零电流开关中的零电流开通的实现方法，其特征是，所述并联三端口单元M1中各个并联三端口单元M1的基本单元1～N中的各个功率管的开关频率固定且一致为f_s，按照第1，第2，第3，...，第N的依次顺序循环触发，每个功率管的触发脉冲占空比不超过1/N。

3.根据权利要求1所述二极管中点箝位逆变电路零电流开关中的零电流开通的实现方法，其特征是，所述并联三端口单元M2中各个并联三端口单元M2的基本单元1～N中的各个功率管的开关频率固定且一致为f_s，按照第1，第2，第3，...，第N的依次顺序循环触发，每个功率管的触发脉冲占空比不超过1/N。

4.根据权利要求1所述二极管中点箝位逆变电路零电流开关中的零电流开通的实现方法，其特征是，所述主功率管Q₄的触发信号的逻辑由并联三端口单元M1的N个基本单元的N个功率管触发逻辑信号输入一个N路输入的或非门得到的输出逻辑信号确定。

5.根据权利要求1所述二极管中点箝位逆变电路零电流开关中的零电流开通的实现方法，其特征是，所述主功率管Q₃的触发信号的逻辑由并联三端口单元M2的N个基本单元的N个功率管触发信号输入一个N路输入的或非门得到的输出逻辑信号确定。

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