CN110768549B - 一种单相零电压软开关充电器拓扑及其调制方法 - Google Patents

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Abstract

本发明公开一种单相零电压软开关充电器拓扑及其调制方法，其拓扑包括了电网侧全桥PWM整流电路、全桥移相控制DC/DC变换电路、以及为了实现整个充电器中所有开关管零电压开通的谐振支路，其调制方法包括PWM整流电路、DC/DC变换电路和谐振支路的零电压软开关调制方式，具体是把PWM整流电路的桥臂开关器件的控制信号上升沿与DC/DC变换桥臂开关器件的控制信号的上升沿进行同步，通过控制谐振支路，在每个开关周期内实现所有开关器件的零电压开通，提高拓扑的转换效率。

Description

一种单相零电压软开关充电器拓扑及其调制方法
技术领域
本发明涉及充电器拓扑的软开关技术，更具体地涉及一种利用谐振支路实现充电器拓扑中所有开关管零电压开通的充电器拓扑及其调制方法。
背景技术
单相PWM整流器和移相控制DC/DC变换器等拓扑的已被公开，但常规的单相PWM 整流器均工作为硬开关模式，整流器中的开关器件开关损耗大，工作频率较低，需要应用较大的滤波器，电路转换效率低。电动汽车充电器具有宽的工作电压范围和功率变化范围需求，常规的移相控制的全桥DC-DC隔离变换器会在部分工作区域滞后桥臂开关管无法实现零电压软开通，为了拓宽滞后桥臂的零电压开关范围，减小开通损耗，需要增大变压器漏感来提供足够的谐振能量，会引起原边环流大，副边占空比丢失现象严重，转换效率低。因此一般采用单相PWM整流器和移相控制DC/DC变换器的充电器拓扑存在硬开关工作区域，导致转化效率低、成本高等问题。
发明内容
本发明目的在于克服现有充电器拓扑中的缺点，提供一种单相零电压软开关充电器拓扑及其调制方式，实现单位功率因数PWM整流电路的开关管和移相控制DC/DC电路的开关管在全工作区域实现零电压开通，提高充电器的转换效率和功率密度。
本发明内容的一个方面，提供一种单相零电压软开关充电器拓扑，包括四组由两个串联的包含反并二极管的全控型开关构成的桥臂，其中：第一桥臂的上、下开关及其反并二极管分别为Sr1，Dr1和Sr3，Dr3，第二桥臂的上、下开关及其反并二极管分别为Sr2， Dr2和Sr4，Dr4，第三桥臂的上、下开关及其反并二极管分别为Si1，Di1和Si3，Di3，第四桥臂的上、下开关及其反并二极管分别为Si2，Di2和Si4，Di4，第一、二组桥臂实现电网电流的单位功率因数校正，第三、四组桥臂实现DC/DC变换；四组桥臂上开关的漏极以及下开关的源极分别连接到直流正母线和负母线上，负母线与直流电容Cdc的负极相连，正母线与直流电容Cdc的正极之间接入由包含并联二极管Daux的辅助开关Saux与箝位电容Cc构成的串联支路，在该串联支路的两端跨接谐振电感Lr，所有全控型主开关Sr1～Sr4、Si1～Si4、Saux的漏极与源极两端分别并联谐振电容Cr1～Cr4、Ci1～Ci4，Caux；所述第一桥臂、第二桥臂中点分别通过输入滤波支路与交流电网连接，所述第三桥臂、第四桥臂中点通过谐振漏感Lk与变压器一次侧绕组相连接；所述变压器二次侧绕组两个端点与不控二极管D1～D4整流全桥电路的两个桥臂中点相连，在二极管D1、D2的共阴极点和二极管D3、D4的共阳极点接有输出滤波电路，负载Ro并联在输出滤波支路两端。
本发明内容的另一个方面，提供一种单相零电压软开关充电器拓扑的调制方法，包括整流调制波计算模块、载波信号发生模块、移相角度计算模块、辅助开关管调制波计算模块、第一比较器、第一PWM调制模块、第二PWM调制模块、ZVS脉冲调制模块、脉冲上升沿同步控制模块、PWM脉冲叠加调制模块。以上模块对单相零电压软开关充电器电路的主开关Sr1～Sr4、Si1～Si4以及辅助开关Saux进行零电压开关调制。整流调制波计算模块和载波信号发生模块的输出信号进入第一PWM调制模块，所述第一PWM调制模块用于生成第一桥臂上下管原始驱动信号vsr1、vsr3和第二桥臂上下管原始驱动信号 vsr2、vsr4。移相角度计算模块和载波信号发生模块的输出信号进入第二PWM调制模块，第二PWM调制模块用于生成第三、第四桥臂开关管的原始控制信号vsi1、vsi3、vsi2、vsi4。脉冲上升沿同步控制模块根据经采样后的电网输入电流极性确定第一、第二桥臂的主开关脉冲上升沿与第三、第四桥臂的主开关脉冲上升沿对齐方式。
辅助开关管调制波计算模块和和载波信号发生模块的输出信号进入ZVS脉冲调制模块，ZVS脉冲调制模块的端口2的输出信号vsc与原始控制信号vsr1、vsr3、vsr2、vsr4、 vsi1、vsi3、vsi2、vsi4一起输入至PWM脉冲叠加调制模块分别产生Sr1～Sr4、Si1～Si4的控制 PWM信号vgs_Sr1～vgs_Sr4、vgs_Si1～vgs_Si3，实现对Sr1～Sr4、Si1～Si4以及Saux的零电压软开关调制。
与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
根据本发明，只需利用一个谐振支路能实现包括单位功率因数PWM整流电路和移相全桥DC/DC电路的所有开关管在全工作区域实现零电压开通，转换效率高。
并且，本发明另外的效果在于PWM整流电路和移相全桥DC/DC电路的开关频率固定，有利于拓扑中的无源器件的优化，提高充电器的功率密度。
附图说明
图1为单相零电压软开关充电器电路。
图2为单相零电压软开关充电器电路调制方法的产生方式。
图3为第一PWM调制模块内部结构。
图4为第二PWM调制模块内部结构。
图5为ZVS(零电压)脉冲模块内部结构。
图6为脉冲上升沿同步控制模块内部结构。
图7为PWM脉冲叠加调制模块内部结构。
图8为电网电流ig大于等于零(对应整流调制波vm(k)大于等于零)时，一个三角载波周期内调制信号波形。
图9为电网电流ig小于零(对应整流调制波vm(k)小于零)时，一个三角载波周期内各调制信号波形。
图10为电网电流ig大于等于零时一个三角载波周期内的主开关脉冲控制时序图。
图11～图23为整流调制波vm(k)大于等于零时，一个三角载波周期内单相零电压软开关充电器电路的阶段的工作等效电路。
图24为整流调制波vm(k)大于等于零时，一个三角载波周期内，单相零电压软开关充电器电路主要电压电流波形。
具体实施方式
下面结合附图对本发明进行详细说明。
参照图1，以一种单相零电压软开关车载充电器电路为例，其包括四组由两个串联的包含反并二极管的全控型开关构成的桥臂，其中：第一桥臂的上、下开关及其反并二极管分别为Sr1，Dr13和Sr3，Dr35，第二桥臂的上、下开关及其反并二极管分别为Sr2， Dr24和Sr4，Dr46，第三桥臂的上、下开关及其反并二极管分别为Si1，Di111和Si3，Di313，第四桥臂的上、下开关及其反并二极管分别为Si2，Di212和Si4，Di414，第一、二组桥臂实现AC/DC变换、对电网电流的单位功率因数校正，第三、四组桥臂实现DC/DC 变换。四组桥臂上开关的漏极以及下开关的源极分别并联形成桥臂正母线和负母线，负母线与直流电容Cdc10的负极相连，正母线与直流电容Cdc10的正极之间接入由包含并联二极管Daux的辅助开关Saux7与箝位电容Cc8构成的串联支路，在该串联支路的两端跨接谐振电感Lr9，所有全控型主开关Sr1～Sr43～6、Si1～Si411～14、Saux7的漏极与源极两端分别并联谐振电容Cr1～Cr4、Ci1～Ci4，Caux。所述第一桥臂、第二桥臂中点分别通过输入滤波支路与交流电网1连接，所述第三桥臂、第四桥臂中点通过谐振漏感Lk15与变压器一次侧绕组相连接。所述隔离变压器二次侧绕组两个端点与不控二极管 D1～D417～20整流全桥电路的两个桥臂中点相连，在二极管D117、D218的共阴极点和二极管D319、D420的共阳极点接有输出Lo21Co22滤波电路，负载Ro23并联在输出电容Co22两端。
参考图2，单相零电压软开关车载充电器电路的调制方法，包括整流调制波计算模块24、载波信号发生模块25、移相角度计算模块26、辅助开关管调制波计算模块27、第一比较器28、第一PWM调制模块29、第二PWM调制模块30、ZVS脉冲调制模块 31、脉冲上升沿同步控制模块32、PWM脉冲叠加调制模块33。以上模块对单相零电压软开关充电器电路的主开关Sr1～Sr4、Si1～Si4以及辅助开关Saux进行零电压开关调制。整流调制波计算模块24和载波信号发生模块25的输出信号进入第一PWM调制模块 29，所述第一PWM调制模块用于生成第一桥臂上下管原始驱动信号vsr1、vsr3和第二桥臂上下管原始驱动信号vsr2、vsr4。移相角度计算模块26和载波信号发生模块25的输出信号进入第二PWM调制模块30，第二PWM调制模块用于生成第三、第四桥臂的脉冲控制信号。脉冲上升沿同步控制模块32根据经采样后的电网输入电流极性确定第一、第二桥臂的主开关脉冲上升沿与第三、第四桥臂的主开关脉冲上升沿对齐方式。
参考图3，第一PWM调制模块29包括第一反相器43、第二比较器44、第三比较器45、第二反相器46、第三反相器47、第一上升沿延时模块48、第二上升沿延时模块 49、第三上升沿延时模块50、第四上升沿延时模块51。载波信号发生模块25生成的三角载波与整流调制波计算模块24生成的整流调制波经过第二比较器和第一上升延时模块生成第一桥臂上管原始驱动信号vsr1，第二比较器输出经过第二反相器和第二上升沿延时模块生成第一桥臂下管原始驱动信号vsr3。整流调制波经过第一反相器的输出与三角载波经过第三比较器和第三上升沿延时模块生成第二桥臂上管原始驱动信号vsr2，第三比较器的输出经过第三反相器和第四上升沿延时模块生成第二桥臂下管原始驱动信号vsr4。
参考图4，第二PWM调制模块30包括第四比较器53、第五比较器54、第四反相器55、第五反相器56、第五上升沿延时模块57、第六上升沿延时模块58、第一上升沿左平移模块59、第二上升沿左平移模块60。载波信号发生模块25生成的第一锯齿载波与移相调制波v1经过第四比较器、第五上升沿延时模块的输出，经过第一上升沿左平移模块平移0.5δTs宽度生成第三桥臂的上管脉冲控制信号vsi1。第四比较器的输出经过第四反相器和第六上升沿延时模块后，经过第二上升沿左平移模块平移0.5δTs宽度生成第三桥臂的下管脉冲控制信号vsi3。
参考图5，ZVS脉冲调制模块31包括第六比较器62、第七比较器63、第一与门 64、第六反相器65、第七上升沿延时模块66、第一下降沿提前模块67。载波信号发生模块25生成的第二锯齿载波与ZVS调制波v1经过第六比较器的输出和第七比较器的输出，经第一与门，生成短路脉冲叠加信号vsc，第一与门的输出经过第六反相器、第七上升沿延时模块和第一下降沿提前模块生成辅助开关管驱动信号vgs_saux。
参考图6，脉冲上升沿同步控制模块32包括第三上升沿同步左平移模块68和第四上升沿同步左平移模块69。由输入电网电流ig的极性决定采用第三或第四上升沿对齐方式。当输入电流ig大于零时，第一第二桥臂的原始驱动脉冲vsr1、vsr3、vsr2、vsr4经由第三上升沿同步左平移模块输出，将四个开关周期原始驱动脉冲同时左平移相同宽度，平移后vsr3上升沿对齐0.25Ts时刻。当输入电流ig小于零时，第一第二桥臂的原始驱动脉冲vsr1、vsr3、vsr2、vsr4经由第四上升沿同步左平移模块输出，平移后vsr1上升沿对齐 0.75Ts时刻。
参考图7，PWM脉冲叠加调制模块33包括第一至第八或门70～77。经过脉冲上升沿同步控制模块调制的第一、二桥臂驱动脉冲与第三、四桥臂的驱动脉冲与ZVS脉冲调制模块31生成的短路脉冲叠加信号vsc经过或门叠加生成最终的第一、第二、第三、第四桥臂的主开关驱动脉冲信号vgs_Sr1～vgs_Sr4、vgs_Si1～vgs_Si4。
第一PWM调制模块采用的三角载波频率为fs，载波周期为Ts。电网电压输入交流基波频率为fg，交流基波周期为Tg。载波频率是基波频率的整数倍，在一个交流基波周期内，共有N个载波周期：
Figure BDA0002201777800000051
第二PWM调制模块和ZVS脉冲调制模块采用的锯齿载波幅值0和Vc1,频率为2fs，周期为Ts/2。在一个交流基波周期内，共有N1个载波周期：
Figure BDA0002201777800000052
移相角度计算模块26的输出移相角δ(以弧度单位计，180°进行归一化)为
Figure BDA0002201777800000053
上式中Vbus为主开关桥臂正负母线间电压，n为移相全桥双绕组变压器二次侧与一次侧的匝数之比，Vo为输出负载Ro23两端的平均电压，Io为输出负载Ro23流过的平均电流，其他符号定义同图1。
参考图5，ZVS脉冲调制模块31的调制波v1＝0.5Vc1，在第k个锯齿载波周期内，调制波v2(k)的表达式为
Figure BDA0002201777800000061
上式中Lr为谐振电感9的电感值，m为整流器调制比。Zr为谐振特征阻抗，其值满足下式：
Figure BDA0002201777800000062
同时，根据辅助支路谐振电感Lr 9的开关周期伏秒平衡，辅助支路开关管高电平的占空比Daux与箝位电容Cc两端电压Vcc以及直流电容Cdc两端的电压Vdc近似满足以下关系：
Daux＝1-Do＝Vdc/(Vdc+VCc)
上述的上升沿延时模块的功能为将模块输入信号的上升沿延时输出，其余时刻输出信号与输入信号相等。所述的第一下降沿提前模块的功能为将模块输入信号的下降沿提前输出，其余时刻输出信号与输入信号相等。所述的所有上升沿延时模块的上升沿延时为td1，第一下降沿提前模块的下降沿提前为td2。且上述延时时间满足Tr≤td1＜0.05Ts， Tr≤td2＜0.05Ts，其中Tr为第一次谐振时间，表达式为
Figure BDA0002201777800000063
上式中Cres为第一、二、三、四桥臂的主开关管上并联电容的容值，Caux为辅助开关管上并联电容的容值。
参照图8，vsr1、vsr3、vsr2、vsr4分别为第一PWM调制模块端口2、端口3、端口4、端口5在一个三角载波周期的输出信号波形。vgs_Sc、vgs_Saux为ZVS脉冲调制模块端口2、端口3的输出信号波形。vgs_Sr1～vgs_Sr4，vgs_Si1～vgs_Si4分别为主开关管Sr1～Sr4，Si1～Si4的调制波形。图示为整流调制波vm(k)大于等于零的情形。
参照图9，vsr1、vsr3、vsr2、vsr4分别为第一PWM调制模块端口2、端口3、端口4、端口5在一个三角载波周期的输出信号波形。vgs_Sc、vgs_Saux为ZVS脉冲调制模块端口2、端口3的输出信号波形。vgs_Sr1～vgs_Sr4，vgs_Si1～vgs_Si4分别为主开关管Sr1～Sr4，Si1～Si4的调制波形。图示为整流调制波vm(k)小于零的情形。
参照图10,vgs_Sr1～vgs_Sr4，vgs_Si1～vgs_Si4分别为主开关管Sr1～Sr4，Si1～Si4在整流调制波 vm(k)大于等于零时，一个三角载波周期的驱动信号波形。
参照图10和图11～图23，对采用本发明提出的单相零电压软开关充电器电路，以整流器输入电流ig大于等于零为例，对电路工作在一个开关周期内的工作过程进行分析说明，在该开关周期内，主开关管的脉冲控制时序如图10所示，在一个开关周期内，电路共有13个工作状态。图11～图23是一个开关周期的工作等效电路，工作时的主要电压和电流波形如图24所示，电路的电压电流参考方向如图1所示。电路工作在输入电流ig小于零时的工作过程与此类似。具体阶段分析如下：
阶段一(t0～t1)：
如图11所示，在t0时刻辅助开关Saux零电压关断，谐振电感Lr与主开关的并联电容发生串联谐振，使主开关管Sr2、Sr3、Si1、Si2的并联电容Cr2、Cr3、Ci1、Ci2放电，同时使辅助开关管Saux的并联电容Caux充电，变压器一次侧电流ip通过开关管Si3和Si4形成回路，在输出电压-Vo/n的作用下，ip线性下降，变压器二次侧二极管D1和D4导通，输出滤波电感电流iLo以Vo/Lo的斜率线性下降。移相全桥电路处于环流状态，变压器一次侧不向二次侧传输能量。在t1时刻，主开关管Sr2、Sr3、Si1、Si2的并联电容Cr2、Cr3、 Ci1、Ci2电压谐振至零，该阶段结束。
阶段二(t1～t2)：
如图12所示，在t1时刻以后二极管Dr2、Dr3、Di1、Di2会导通，将并联电容Cr2、 Cr3、Ci1、Ci2上的电压箝位为零，谐振电感Lr两端电压箝位在Vbus，谐振电感电流iLr线性上升。移相全桥电路工作状态同阶段一(t0～t1)一致。在t2时刻，主开关Sr1、Sr2、 Sr3、Si1、Si2零电压开通，该阶段结束。
阶段三(t2～t3)：
如图13所示，在t2时刻之后，四个主开关桥臂的所有开关管Sr1～Sr4、Si1～Si4开通，电路进入直通阶段，中间直流母线电压Vdc使谐振电感电流iLr继续以Vdc/Lr速率线性上升，为谐振电感Lr储存谐振能量。移相全桥电路工作状态同阶段一(t0～t1)一致。
阶段四(t3～t4)：
如图14所示，在t3时刻，主开关管Sr1、Sr2、Si1、Si4关断，谐振电感Lr与主开关的并联电容发生串联谐振，使辅助开关管Saux的并联电容Caux放电，同时使主开关管Sr1、Sr2、Si1、Si4的并联电容Cr1、Cr2、Ci1、Ci4充电，在t4时刻，辅助开关管Saux的并联电容Caux电压谐振至零。由于主开关管Si4关断，加在移相全桥双绕组变压器一次侧的的电压极性反转，变压器一次侧和二次侧电流都减小，并使得变压器二次侧电流is小于输出滤波电感电流iLo，由于iLo不能突变，则二极管D1～D4同时导通，变压器二次侧被短路，开始了输出电流由D1&D4向D2&D3的换流过程，D1&D4的电流减小，D2&D3的电流增大。
阶段五(t4～t5)：
如图15所示，在t4时刻以后二极管Daux会导通，将Caux的电压箝位为零，谐振电感Lr两端电压箝位在-Vcc通过由箝位电容Cc、Saux并联二极管组成的回路放磁，谐振电感Lr电流以斜率Vcc/Lr线性下降；在t5时刻，辅助开关管Saux零电压开通，该阶段结束。移相全桥原副边电流工程状态同阶段四(t3～t4)。
阶段六(t5～t6)：
如图16所示，在t5时刻，辅助开关Saux零电压开通，谐振电感Lr两端电压箝位在-Vcc，通过由箝位电容Cc、Sa组成的回路放磁，谐振电感Lr电流继续以斜率Vcc/Lr线性下降，移相全桥原副边电流工程状态同阶段四(t3～t4)，在阶段五和六的过程中，变压器一次侧电流线性下降并改变方向，t6时刻ip(t6)＝-I1时，D2&D3的电流上升到等于此时的输出滤波电感电流iLo，二极管D1&D4的电流下降到零而关断，本阶段结束。
阶段七(t6～t7)：
如图17所示，t6时刻之后，变压器一次侧电流ip大于由变压器二次侧电流折合到一次侧的输出滤波电感电流niLo，一次侧电流和二次侧电流反向线性增大，输出滤波电感电流以斜率(nVbus-Vo)/Lo线性上升。移相全桥电路功率开始由变压器一次侧传递到二次侧。谐振电感Lr两端电压箝位在-Vcc，Lr电流继续以斜率Vcc/Lr线性下降。
阶段八(t7～t8)：
如图18所示，主开关Sr3零电压关断，电网输入电流ig给主开关Sr1的并联电容Cr1放电，给主开关Sr3的并联电容Cr3充电。谐振电感Lr两端电压箝位在-Vcc，Lr电流继续以斜率Vcc/Lr线性下降，移相全桥电路工作状态同阶段七(t6～t7)。
阶段九(t8～t9)：
如图19所示，到t8时刻，主开关管Sr1的并联电容Cr1放电至零，主开关Sr1反并联二极管Dr1开始导通，主开关Sr1管压被箝位至零，主开关Sr3管压被箝位至Vdc+Vcc，Lr电流继续以斜率Vcc/Lr线性下降，移相全桥电路工作状态同阶段七(t6～t7)。
阶段十(t9～t10)：
如图20所示，主开关管Sr1零电压开通，第一桥臂完成换流，Lr电流继续以斜率Vcc/Lr线性下降，移相全桥电路工作状态同阶段七(t6～t7)。
阶段十一(t10～t11)：
如图21所示，在t10时刻，主开关管Si3关断，此时变压器一次侧电流ip负向上升到最大值ip(t10)＝-Ip。移相全桥电路的电感L (由变压器一次侧的等效漏感Lk和折合到原边的输出滤波电感Lo/n2串联构成)主开关管Si1、Si3的并联电容Ci1、Ci3发生谐振， Ci1放电，Ci3充电，在t11时刻，并联电容Ci3上的电压上升到VCc+Vdc，而Ci1上的电压下降到零，该阶段结束。
阶段十二(t11～t12)：
如图22所示，在t11时刻，二极管Di1导通。变压器一次侧电流ip通过二极管Di1和开关管Si2形成回路，在输出电压-Vo/n的作用下，ip反向线性减小，变压器二次侧二极管D2和D3导通，输出滤波电感电流iLo以Vo/Lo的斜率线性下降。移相全桥电路处于环流状态，变压器一次侧不向二次侧传输能量。
阶段十三(t12～t0’)：
如图23所示，在t12时刻，主开关管Si1零电压开通二极管Di1导通，变压器一次侧电流ip通过开关管Si1和Si2形成回路，在输出电压-Vo/n的作用下，ip线性下降，二极管 D2和D3导通，输出滤波电感电流iLo以Vo/Lo的斜率线性下降。移相全桥电路处于原边环流状态，变压器一次侧不向二次侧传输能量。之后电路工作状态与阶段一相同。

Claims (8)

1.一种单相零电压软开关充电器的调制方法，其特征在于：所述单相零电压软开关充电器的拓扑结构包括四组由两个串联的包含反并二极管的全控型开关构成的桥臂，其中：第一桥臂的上、下开关及其反并二极管分别为Sr1，Dr1和Sr3，Dr3，第二桥臂的上、下开关及其反并二极管分别为Sr2，Dr2和Sr4，Dr4，第三桥臂的上、下开关及其反并二极管分别为Si1，Di1和Si3，Di3，第四桥臂的上、下开关及其反并二极管分别为Si2，Di2和Si4，Di4，四组桥臂上开关的漏极以及下开关的源极分别连接到直流正母线和负母线上，负母线与直流电容Cdc的负极相连，正母线与直流电容Cdc的正极之间接入由包含并联二极管Daux的辅助开关Saux与箝位电容Cc构成的串联支路，在该串联支路的两端跨接谐振电感Lr，所有全控型主开关Sr1～Sr4、Si1～Si4、Saux的漏极与源极两端分别并联谐振电容Cr1～Cr4、Ci1～Ci4，Caux；所述第一桥臂、第二桥臂中点分别通过输入滤波支路与交流电网连接，所述第三桥臂、第四桥臂中点通过谐振漏感Lk与变压器一次侧绕组相连接；所述变压器二次侧绕组两个端点与不控二极管D1～D4整流全桥电路的两个桥臂中点相连，在二极管D1、D2的共阴极点和二极管D3、D4的共阳极点接有输出滤波电路，负载Ro并联在输出滤波支路两端；第一、二组桥臂结合输入滤波支路实现电网电流的单位功率因数校正，第三、四组桥臂结合变压器及二次侧整流全桥电路、输出滤波电路实现DC/DC变换；
其调制方法是将功率因数校正控制的PWM信号、DC/DC变换控制的PWM信号频率固定并采用移相控制，在每个开关周期内，将功率因数校正控制的PWM信号上升沿与DC/DC变换控制的PWM信号上升沿进行同步，实现对开关Sr1～Sr4、Si1～Si4以及辅助开关Saux的零电压开关调制。
2.根据权利要求1所述的单相零电压软开关充电器的调制方法，其特征在于：该方法基于如下模块实现：包括整流调制波计算模块(24)、载波信号发生模块(25)、移相角度计算模块(26)、辅助开关管调制波计算模块(27)、第一比较器(28)、第一PWM调制模块(29)、第二PWM调制模块(30)、ZVS脉冲调制模块(31)、脉冲上升沿同步控制模块(32)、PWM脉冲叠加调制模块(33)；具体是将整流调制波计算模块和载波信号发生模块的输出信号进入第一PWM调制模块，生成第一、第二桥臂开关管的原始控制信号vsr1、vsr3、vsr2、vsr4；将移相角度计算模块和载波信号发生模块的输出信号进入第二PWM调制模块，生成第三、第四桥臂开关管的原始控制信号信号vsi1、vsi3、vsi2、vsi4；将辅助开关管调制波计算模块和和载波信号发生模块的输出信号输入ZVS脉冲调制模块后生成调制信号vsc和辅助开关管控制信号vgs_Saux；将原始控制信号vsr1、vsr3、vsr2、vsr4、vsi1、vsi3、vsi2、vsi4输入脉冲上升沿同步控制模块实现第一、二桥臂的主开关控制PWM信号上升沿与第三、四桥臂的主开关控制PWM信号上升沿同步；将输出的PWM信号与vsc一起输入至PWM脉冲叠加调制模块分别产生Sr1～Sr4、Si1～Si4的控制PWM信号vgs_Sr1～vgs_Sr4、vgs_Si1～vgs_Si3，实现对Sr1～Sr4、Si1～Si4以及Saux的零电压软开关调制。
3.根据权利要求2所述的单相零电压软开关充电器的调制方法，其特征在于：所述的第一PWM调制模块(29)包括第一反相器(43)、第二比较器(44)、第三比较器(45)、第二反相器(46)、第三反相器(47)、第一上升沿延时模块(48)、第二上升沿延时模块(49)、第三上升沿延时模块(50)、第四上升沿延时模块(51)；载波信号发生模块(25)生成的三角载波与整流调制波计算模块(24)生成的整流调制波经过第二比较器和第一上升延时模块生成第一桥臂上管原始驱动信号vsr1，第二比较器输出经过第二反相器和第二上升沿延时模块生成第一桥臂下管原始驱动信号vsr3，整流调制波经过第一反相器的输出与三角载波经过第三比较器和第三上升沿延时模块生成第二桥臂上管原始驱动信号vsr2，第三比较器的输出经过第三反相器和第四上升沿延时模块生成第二桥臂下管原始驱动信号vsr4。
4.根据权利要求2所述的单相零电压软开关充电器的调制方法，其特征在于：所述的第二PWM调制模块(30)包括第四比较器(53)、第五比较器(54)、第四反相器(55)、第五反相器(56)、第五上升沿延时模块(57)、第六上升沿延时模块(58)、第一上升沿左平移模块(59)、第二上升沿左平移模块(60)；载波信号发生模块(25)生成的第一锯齿载波与移相调制波v1经过第四比较器、第五上升沿延时模块的输出，经过第一上升沿左平移模块平移0.5δTs宽度生成第三桥臂的上管脉冲控制信号vsi1，第四比较器的输出经过第四反相器和第六上升沿延时模块后，经过第二上升沿左平移模块平移0.5δTs宽度生成第三桥臂的下管脉冲控制信号vsi3；载波信号发生模块(25)生成的第一锯齿载波与移相调制波v1经过第五比较器生成第四桥臂的下管脉冲控制信号vsi4，第五比较器的输出经第五反相器生成第四桥臂的上管脉冲控制信号vsi2，δ为移相角度计算模块(26)的输出移相角，Ts为第一PWM调制模块采用的三角载波的周期。
5.根据权利要求2所述的单相零电压软开关充电器的调制方法，其特征在于：所述的ZVS脉冲调制模块(31)包括第六比较器(62)、第七比较器(63)、第一与门(64)、第六反相器(65)、第七上升沿延时模块(66)、第一下降沿提前模块(67)；载波信号发生模块(25)生成的第二锯齿载波与ZVS调制波v1经过第六比较器的输出、和载波信号发生模块(25)生成的第二锯齿载波与ZVS调制波v2经过第七比较器的输出，经第一与门，生成短路脉冲叠加信号vsc，第一与门的输出再经过第六反相器、第七上升沿延时模块和第一下降沿提前模块生成辅助开关管驱动信号vgs_saux，ZVS脉冲调制模块(31)的ZVS调制波v1＝0.5Vc1，在第k个锯齿载波周期内，ZVS调制波v2(k)的表达式为：
Figure FDA0002670661990000031
上式中Vc1为锯齿载波的幅值，Lr为谐振电感(9)的电感值，Vdc为直流电容Cdc两端的电压，n为移相全桥双绕组变压器二次侧与一次侧的匝数之比，Io为输出负载Ro(23)流过的平均电流，Ig为输入电网电流，m为整流器调制比；N1为在一个交流基波周期内共有载波周期的个数，Ts为第一PWM调制模块采用的三角载波的周期，Zr为谐振特征阻抗，其值满足下式：
Figure FDA0002670661990000032
移相角度计算模块(26)的输出移相角δ
Figure FDA0002670661990000033
上式中Vbus为主开关桥臂正负母线间电压，n为移相全桥双绕组变压器二次侧与一次侧的匝数之比，Cres为第一、二、三、四桥臂的主开关管上并联电容的容值，Lk为谐振漏感，Vo为输出负载Ro两端的平均电压，Lo为输出滤波电路中电感值。
6.根据权利要求2所述的单相零电压软开关充电器的调制方法，其特征在于：所述的脉冲上升沿同步控制模块(32)包括第三上升沿同步左平移模块(68)和第四上升沿同步左平移模块(69)，由输入电网电流ig的极性决定采用第三或第四上升沿对齐方式：当输入电流ig大于零时，第一第二桥臂的原始驱动脉冲vsr1、vsr3、vsr2、vsr4经由第三上升沿同步左平移模块输出，将四个开关周期原始驱动脉冲同时左平移相同宽度，平移后vsr3上升沿对齐0.25Ts时刻，当输入电流ig小于零时，第一第二桥臂的原始驱动脉冲vsr1、vsr3、vsr2、vsr4经由第四上升沿同步左平移模块输出，平移后vsr1上升沿对齐0.75Ts时刻，Ts为第一PWM调制模块采用的三角载波的周期。
7.根据权利要求2所述的单相零电压软开关充电器的调制方法，其特征在于：所述的PWM脉冲叠加调制模块(33)包括第一至第八或门(70～77)，经过脉冲上升沿同步控制模块调制的第一、二桥臂驱动脉冲与第三、四桥臂的驱动脉冲分别与ZVS脉冲调制模块(31)生成的短路脉冲叠加信号vsc各自经过或门叠加依次生成最终的第一、第二、第三、第四桥臂的主开关驱动脉冲信号vgs_Sr1～vgs_Sr4、vgs_Si1～vgs_Si4。
8.根据权利要求1所述的单相零电压软开关充电器的调制方法，其特征在于：全控型主开关为：MOSFET、IGBT或GTR，变压器二次侧全桥整流电路为二极管不控整流或同步整流。
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