CN103001484B - 低附加电压零电压开关无桥功率因数校正器的调制方法 - Google Patents

低附加电压零电压开关无桥功率因数校正器的调制方法 Download PDF

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Abstract

本发明提供了一种低附加电压零电压开关无桥功率因数校正器及调制方法，包括功率因数校正器直流侧负载，直流侧电容，交流滤波电感，由两个有反并联二极管的全控主开关构成的一个桥臂，和一个由两个二极管串联构成的另一个桥臂，在直流侧电容和由二极管构成的桥臂侧直流母线之间接入由反并联二极管的辅助开关，主开关和辅助开关两端并联电容，桥臂上的二极管两端并联电容，辅助开关两端跨接谐振电感，谐振电感与跟辅助开关串联的箝位电容共同组成谐振支路。本发明结构简单，开关损耗小，电路效率高，有利于提高工作频率，进而提高功率密度。

Description

低附加电压零电压开关无桥功率因数校正器的调制方法
技术领域
本发明涉及无桥功率因数校正器，具体地，涉及一种低附加电压应力零电压开关无桥功率因数校正器电路拓扑和调制方法。
背景技术
目前通用的单相功率因数校正器，其电路如图1所示，它包括由四个二极管D1～D4构成的单相全桥桥臂，接在桥臂中点与交流电网之间的输入滤波电感L。这种单相功率因数校正器能够实现用作通信电源等功能，但该电路的环路通道中二极管较多，导通损耗较大。为了减小二极管导通损耗，无桥功率因数校正器被提出，其电路如图2所示，它包括由两个有反并联二极管的全控主开关S1～S2构成的一个桥臂，由两个二极管D3～D4构成另一个桥臂，接在桥臂中点与交流电网之间的输入滤波电感L，其特征是两个主开关S1～S2分别并联电容C1～C2，两个二极管D3～D4分别并联电容C3～C4，采用这种结构，消除了线路电流通道中一个二极管的压降，提升了能效。但电路工作在硬开关状态，存在着二极管的反向恢复问题，器件开关损耗大，限制了工作频率的提高，降低了电路效率并且存在较大的电磁干扰。
经检索，公开号为101599695A的中国专利，该发明“提供了一种无桥功率因数校正电路及其控制方法,电路包括:第一电感器、第二电感器、第一二极管、第二二极管、负载与电容的并联支路,、第一可控开关器件、第二可控开关器件、第三可控开关器件、第四可控开关器件以及控制单元,所述控制单元控制所述第三可控开关器件和所述第四可控开关器件的关断与导通,以实现其与市电工频正负半周的切换同步。本发明提供的技术方案可进一步提高无桥功率因数校正电路的效率、改善了无桥无桥功率因数校正电路的电磁干扰共模噪声。”
与公开号为101599695A的中国专利申请相比，首先：本发明提出的拓扑结构和相应的控制策略更加简单，使用的开关器件更少，而且滤波电感体积和重量更小；其次，101599695A中提出的拓扑结构和控制策略主要目的在于通过增加一条并联功率电流支路，使得并联功率电流支路的阻抗值减小，从而减小此支路上的导通损耗，但该电路的 所有开关管都是硬开关，在高频工作条件下，功率因数校正器电路的开关损耗更为严重，因此101599695A提出的拓扑结构和控制策略在高频工作时实际提升效率并不明显，而本发明是通过增加一个辅助支路，实现所有开关的零电压开通，有效抑制二极管反向恢复，从而减小开关损耗，在高频工作时能有效提高了功率因数校正器效率，同时还可以有效降低EMI。
发明内容
针对现有技术中的缺陷，本发明的目的是提供一种可以抑制二极管的反向恢复电流，减小开关损耗，提高电路效率，减少电磁干扰并实现开关管零电压开通的低附加电压应力零电压开关功率因数校正器及调制方法。
根据本发明的一个方面，提供一种低附加电压应力零电压开关功率因数校正器，包括直流侧负载R，与直流侧负载R并联的直流侧电容C，由两个有反并联二极管的全控主开关S1、S2构成的一个桥臂，由两个二极管D3、D4构成另一个桥臂，接在桥臂中点与交流电网之间的输入滤波电感L，其中：两个主开关S1、S2分别并联第一电容C1、第二电容C2，两个二极管D3、D4分别并联第三电容C3、第四电容C4，直流侧电容C和二极管串联而成的桥臂侧直流母线之间接入由反并联二极管的辅助开关S5与箝位电容Cc构成的串联支路，在该串联支路的两端跨接谐振电感Lr，辅助开关S5的两端并联第五电容C5，谐振电感Lr与箝位电容Cc共同组成谐振支路。
根据本发明的另一个方面，提供一种低附加电压零电压开关无桥功率因数校正器的调制方法，其中：主开关采用正弦波脉宽调制方法，辅助开关调制信号与主开关调制信号同步；辅助开关在主开关从二极管换流到全控开关之前关断，为主开关创造零电压开通条件；在辅助开关关断的短暂时间内，通过谐振支路的作用，使谐振电感存储足以实现功率因数校正器零电压开关的能量。
与现有技术相比，本发明具有如下的有益效果：
本发明的低附加电压应力零电压开关功率因数校正器结构简单，功率因数校正器中全控开关的反并联二极管的反向恢复得到抑制，减少了电磁干扰。电路中所有功率开关器件实现零电压开通，从而减小开关损耗，提高电路效率，有利于提高工作频率，进而提高功率密度。该功率因数校正器的电路能够实现对输出直流电压功率的控制和稳定，可用作通信直流电源。
附图说明
通过阅读参照以下附图对非限制性实施例所作的详细描述，本发明的其它特征、目的和优点将会变得更明显：
图1是硬开关单相功率因数校正器；
图2是硬开关无桥单相功率因数校正器；
图3是本发明的第一种具体电路图；
图4是本发明的第二种具体电路图；
图5是本发明的第三种具体电路图；
图6是本发明的第四种具体电路图；
图7是本发明在正半周工况下的脉冲控制时序图；
图8~图15是本发明在正半周工况下一个开关周期的工作等效电路；
图16是本发明在正半周工况下一个开关周期的主要电压和电流波形；
图17是本发明在负半周工况下的脉冲控制时序图；
图18~图25是本发明在负半周工况下一个开关周期的工作等效电路；
图26是本发明在负半周工况下一个开关周期的主要电压和电流波形。
具体实施方式
下面结合具体实施例对本发明进行详细说明。以下实施例将有助于本领域的技术人员进一步理解本发明，但不以任何形式限制本发明。应当指出的是，对本领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干变形和改进。这些都属于本发明的保护范围。
参照图3，本发明的低附加电压应力零电压开关功率因数校正器，包括直流侧负载R，直流侧电容C，由两个有反并联二极管D1～D2的全控主开关S1～S2构成的一个桥臂，由两个二极管D3～D4构成另一个桥臂，接在桥臂中点与交流电网之间的输入滤波电感L，其中：两个主开关S1～S2分别并联一个电容即第一电容C1、第二电容C2，两个二极管D3～D4分别并联一个电容即第三电容C3、第四电容C4，直流侧电容C和二极管串联而成的桥臂侧直流母线之间接入由反并联二极管的辅助开关S5与箝位电容Cc构成的串联支路，在该串联支路的两端跨接谐振电感Lr，辅助开关S5的两端并联第五电容C5，谐振电感Lr与箝位电容Cc共同组成谐振支路。
图3所示具体实施例中，辅助开关S5发射极与箝位电容Cc一端相联，箝位电容Cc另一端与功率因数校正器直流侧电容C正端相联，集电极与二极管桥臂正母线相联，谐振电感Lr一端与二极管桥臂正母线相联，另一端与功率因数校正器直流侧电容C正端相联。
图4所示另一实施例中，辅助开关S5发射极与功率因数校正器直流侧电容C正端相联，集电极与箝位电容Cc一端相连，箝位电容Cc另一端与二极管桥臂正母线相联，谐振电感Lr一端与二极管桥臂正母线相联，另一端与功率因数校正器直流侧电容C正端相联。
图5所示另一实施例中，辅助开关S5集电极与功率因数校正器直流侧电容C负端相联，发射极与箝位电容Cc一端相连，箝位电容Cc另一端与二极管桥臂负母线相联，谐振电感Lr一端与功率因数校正器直流侧电容C负端相联，另一端与二极管桥臂负母线相联。
图6所示另一实施例中，辅助开关S5集电极与箝位电容Cc一端相联，发射极与二极管桥臂负母线相联，箝位电容Cc另一端与功率因数校正器直流侧电容C负端相联，谐振电感Lr一端与单相桥臂负母线相联，另一端与功率因数校正器直流侧电容C负端相联。
低附加电压零电压开关功率因数校正器采用正弦波脉宽调制SPWM。在整个调制波周期内，S1与S2互补导通。
设正弦调制电压为uref=msin(ωt)，当采用双极性调制时，开关S1占空比D=msin(ωt)，开关S2占空比D=1-msin(ωt)。
对于低附加电压应力零电压开关功率因数校正器，功率因数校正器工作状态分成正负两个半周期。这里先以图3所示的低附加电压应力零电压开关功率因数校正器在正半周的一个开关周期为例进行分析，功率因数校正器的开关脉冲控制时序如图7所示。在一个开关工作周期内，变换器共有8个工作状态。图8~图15是在正半周工况下一个开关周期的工作等效电路。工作时的主要电压和电流波形如图16所示。
正半周具体阶段分析如下：
阶段1(t0-t1):
如图8所示，主开关S1和辅助开关S5处于导通状态。由主开关S1的反并联二极管D1，和由辅助开关S5和谐振电感Lr及箝位电容Cc组成的辅助箝位支路，和二极管D4组成环路，谐振电感Lr的电流逐渐增大。
阶段2(t1-t2):
如图9所示，t1时刻，辅助开关S5关断，谐振电感Lr给主开关S2的并联电容C2和二极管D3的并联电容C3放电，给辅助开关S5的并联电容C5充电，S5零电压关断。到t2时刻，主开关S2的并联电容C2和二极管D3的并联电容C3两端电压谐振到零，主开关S2的反并联二极管D2开始导通，谐振电感Lr电压被箝位为功率因数校正器直流侧电压Vdc加上箝位电容Cc两端的电压VCc。到t2时刻，谐振电感Lr和主开关S2的并联电容C2、二极管D3的并联电容C3、辅助开关S5的并联电容C5谐振完成，主开关S2可以实现零电压开通。
阶段3(t2-t3):
如图10所示，t2时刻，主开关S1驱动信号关断，S1的反并联二极管D1仍然处于导通状态。谐振电感Lr端电压被箝位为功率因数校正器直流侧电压Vdc加上箝位电容Cc两端的电压VCc，谐振电感Lr电流线性减小。
阶段4(t3-t4):
如图11所示，t3时刻，驱动主开关S2实现零电压开通。主开关S2与主开关S1的反并联二极管D1换流，主开关S1的反并二极管D1经历反向恢复过程，由于谐振电感Lr的存在，主开关S1的反并二极管D1反向恢复电流被抑制。谐振电感Lr端电压被箝位为功率因数校正器直流侧电压Vdc加上箝位电容Cc两端的电压VCc，谐振电感Lr电流线性减小。
阶段5(t4-t5):
如图12所示，到t4时刻，主开关S2导通。从t4时刻，谐振电感Lr开始和主开关S1的并联电容C1、二极管D3的并联电容C3、辅助开关S5的并联电容C5谐振，主开关S1两端电容C1和二极管D3的并联电容C3电压开始增加，辅助开关S5两端并联电容C5电压减小，到t5时刻，S5两端并联电容C5电压减小到零，S5反并二极管D5导通，S5可以实现零电压开通。
阶段6(t5-t6):
如图13所示，到t5时刻，谐振电感Lr和主开关S1的并联电容C1、二极管D3的并联电容C3、辅助开关S5的并联电容C5谐振停止，主开关侧母线电压为Vdc。交流电网与主开关S2、二极管D4形成电流环路。
阶段7(t6-t7):
如图14所示，到t6时刻，主开关S2关断，滤波电感L中的电流给主开关S2的并联 电容C2充电，给主开关S1的并联电容C1放电，由于S2的并联电容的存在，S2实现零电压关断。到t7时刻，主开关S1的反并联二极管D1箝位，S1可以在零电压条件下开通。
阶段8(t7-t8):
如图15所示，到t7时刻，主开关S1驱动信号开通，主开关S1的体内二极管D1导通，t8时刻与t0时刻电路状态相同，重复下一个周期。
当图3所示的低附加电压应力零电压开关功率因数校正器在负半周时只是辅助开关在开关管S2向S1换流前关断即可，其具体的电路图如图17~26所示。这样，图3所示的低附加电压应力零电压开关功率因数校正器整个工频周期的工况全部分析。
负半周具体阶段分析如下：
阶段1(t0-t1):
如图18所示，主开关S2和辅助开关S5处于导通状态。由主开关S2的反并联二极管D2，和由辅助开关S5和谐振电感Lr及箝位电容Cc组成的辅助箝位支路，和二极管D3组成环路，谐振电感Lr的电流逐渐增大。
阶段2(t1-t2):
如图19所示，t1时刻，辅助开关S5关断，谐振电感Lr给主开关S1的并联电容C1和二极管D4的并联电容C4放电，给辅助开关S5的并联电容C5充电，S5零电压关断。到t2时刻，主开关S1的并联电容C1和二极管D4的并联电容C4两端电压谐振到零，主开关S1的反并联二极管D1开始导通，谐振电感Lr电压被箝位为功率因数校正器直流侧电压Vdc加上箝位电容Cc两端的电压VCc。到t2时刻，谐振电感Lr和主开关S1的并联电容C1、二极管D4的并联电容C4、辅助开关S5的并联电容C5谐振完成，主开关S1可以实现零电压开通。
阶段3(t2-t3):
如图20所示，t2时刻，主开关S2驱动信号关断，S2的反并联二极管D2仍然处于导通状态。谐振电感Lr端电压被箝位为功率因数校正器直流侧电压Vdc加上箝位电容Cc两端的电压VCc，谐振电感Lr电流线性减小。
阶段4(t3-t4):
如图21所示，t3时刻，驱动主开关S1实现零电压开通。主开关S1与主开关S2的反并联二极管D2换流，主开关S2的反并二极管D2经历反向恢复过程，由于谐振电感Lr的存在，主开关S2的反并二极管D2反向恢复电流被抑制。谐振电感Lr端电压被箝位为 功率因数校正器直流侧电压Vdc加上箝位电容Cc两端的电压VCc，谐振电感Lr电流线性减小。
阶段5(t4-t5):
如图22所示，到t4时刻，主开关S1导通。从t4时刻，谐振电感Lr开始和主开关S2的并联电容C2、二极管D4的并联电容C4、辅助开关S5的并联电容C5谐振，主开关S2两端电容C2和二极管D4的并联电容C4电压开始增加，辅助开关S5两端并联电容C5电压减小，到t5时刻，S5两端并联电容C5电压减小到零，S5反并二极管D5导通，S5可以实现零电压开通。
阶段6(t5-t6):
如图23所示，到t5时刻，谐振电感Lr和主开关S2的并联电容C2、二极管D4的并联电容C4、辅助开关S5的并联电容C5谐振停止，主开关侧母线电压为Vdc。交流电网与主开关S1、二极管D3形成电流环路。
阶段7(t6-t7):
如图24所示，到t6时刻，主开关S1关断，滤波电感L中的电流给主开关S1的并联电容C1充电，给主开关S2的并联电容C2放电，由于S1的并联电容的存在，S1实现零电压关断。到t7时刻，主开关S2的反并联二极管D2箝位，S2可以在零电压条件下开通。
阶段8(t7-t8):
如图25所示，到t7时刻，主开关S2驱动信号开通，主开关S2的体内二极管D2导通，t8时刻与t0时刻电路状态相同，重复下一个周期。
以上为本发明图2、图3所示实施例的详细描述，图4和图5所示实施例与上述实现过程类似，不再详述。由以上实施例可以看出，本发明结构简单，实现所有开关的零电压开通，有效抑制二极管反向恢复，从而减小开关损耗，在高频工作时能有效提高了功率因数校正器效率，同时还可以有效降低EMI，有利于提高工作频率，进而提高功率密度。
以上对本发明的具体实施例进行了描述。需要理解的是，本发明并不局限于上述特定实施方式，本领域技术人员可以在权利要求的范围内做出各种变形或修改，这并不影响本发明的实质内容。

Claims (1)

1.一种低附加电压零电压开关无桥功率因数校正器的调制方法，其特征在于：所述低附加电压零电压开关无桥功率因数校正器包括功率因数校正器直流侧负载R，直流侧电容C，由两个主开关S1、S2构成的一个桥臂，由两个二极管D3、D4构成另一个桥臂，接在所述一个桥臂中点与交流电网之间的输入滤波电感L，其中：两个主开关S1、S2分别有反并联二极管D1、D2，两个主开关S1、S2分别并联第一电容C1、第二电容C2，两个二极管D3、D4分别并联第三电容C3、第四电容C4，直流侧电容C和二极管串联而成的桥臂侧直流母线之间接入有反并联二极管D5的辅助开关S5与箝位电容Cc构成的串联支路，在该串联支路的两端跨接谐振电感Lr，辅助开关S5的两端并联第五电容C5，谐振电感Lr与箝位电容Cc共同组成谐振支路；所述辅助开关S5集电极与箝位电容Cc一端相连，箝位电容Cc另一端与直流侧电容C正端相连，发射极与二极管桥臂正母线相连，谐振电感Lr一端与二极管桥臂正母线相连，另一端与直流侧电容C正端相连；
所述主开关S1、S2采用正弦波脉宽调制方法，辅助开关S5调制信号与主开关S1、S2调制信号同步；辅助开关S5在主开关S1、S2从二极管换流到主开关S1、S2之前关断，为主开关S1、S2创造零电压开通条件；在辅助开关S5关断的短暂时间内，通过谐振支路的作用，使谐振电感存储足以实现功率因数校正器零电压开关的能量；
功率因数校正器工作状态分成正负两个半周期：在正半周的一个开关周期内，共有8个工作状态：
阶段1(t0-t1):
t0时刻，主开关S1和辅助开关S5处于导通状态；由主开关S1的反并联二极管D1、由辅助开关S5和谐振电感Lr及箝位电容Cc组成的辅助箝位支路、和二极管D4组成环路，谐振电感Lr的电流逐渐增大；
阶段2(t1-t2):
t1时刻，辅助开关S5关断，谐振电感Lr给主开关S2的并联电容C2和二极管D3的并联电容C3放电，给辅助开关S5的并联电容C5充电，辅助开关S5零电压关断；到t2时刻，主开关S2的并联电容C2和二极管D3的并联电容C3两端电压谐振到零，主开关S2的反并联二极管D2开始导通，谐振电感Lr端电压被箝位为功率因数校正器直流侧电压Vdc加上箝位电容Cc两端的电压VCc；到t2时刻，谐振电感Lr和主开关S2的并联电容C2、二极管D3的并联电容C3、辅助开关S5的并联电容C5谐振完成，主开关S2能够实现零电压开通；
阶段3(t2-t3):
t2时刻，主开关S1驱动信号关断，主开关S1的反并联二极管D1仍然处于导通状态；谐振电感Lr端电压被箝位为功率因数校正器直流侧电压Vdc加上箝位电容Cc两端的电压VCc，谐振电感Lr电流线性减小；
阶段4(t3-t4):
t3时刻，驱动主开关S2实现零电压开通；主开关S2与主开关S1的反并联二极管D1换流，主开关S1的反并联二极管D1经历反向恢复过程，由于谐振电感Lr的存在，主开关S1的反并联二极管D1反向恢复电流被抑制；谐振电感Lr端电压被箝位为功率因数校正器直流侧电压Vdc加上箝位电容Cc两端的电压VCc，谐振电感Lr电流线性减小；
阶段5(t4-t5):
到t4时刻，主开关S2导通；从t4时刻，谐振电感Lr开始和主开关S1的并联电容C1、二极管D3的并联电容C3、辅助开关S5的并联电容C5谐振，主开关S1并联电容C1和二极管D3的并联电容C3电压开始增加，辅助开关S5的并联电容C5电压减小，到t5时刻，辅助开关S5的并联电容C5电压减小到零，辅助开关S5的反并联二极管D5导通，辅助开关S5能够实现零电压开通；
阶段6(t5-t6):
到t5时刻，谐振电感Lr和主开关S1的并联电容C1、二极管D3的并联电容C3、辅助开关S5的并联电容C5谐振停止，主开关侧母线电压为Vdc；交流电网与主开关S2、二极管D4形成电流环路；
阶段7(t6-t7):
到t6时刻，主开关S2关断，滤波电感L中的电流给主开关S2的并联电容C2充电，给主开关S1的并联电容C1放电，由于主开关S2的并联电容的存在，主开关S2实现零电压关断；到t7时刻，主开关S1的反并联二极管D1箝位，主开关S1能够在零电压条件下开通；
阶段8(t7-t8):
到t7时刻，主开关S1驱动信号开通，主开关S1的反并联二极管D1导通，t8时刻与t0时刻电路状态相同，重复下一个周期；
在负半周的一个开关周期内，共有8个工作状态：
阶段1(t0-t1):
t0时刻，主开关S2和辅助开关S5处于导通状态；由主开关S2的反并联二极管D2、由辅助开关S5和谐振电感Lr及箝位电容Cc组成的辅助箝位支路、和二极管D3组成环路，谐振电感Lr的电流逐渐增大；
阶段2(t1-t2):
t1时刻，辅助开关S5关断，谐振电感Lr给主开关S1的并联电容C1和二极管D4的并联电容C4放电，给辅助开关S5的并联电容C5充电，S5零电压关断；到t2时刻，主开关S1的并联电容C1和二极管D4的并联电容C4两端电压谐振到零，主开关S1的反并联二极管D1开始导通，谐振电感Lr端电压被箝位为功率因数校正器直流侧电压Vdc加上箝位电容Cc两端的电压VCc；到t2时刻，谐振电感Lr和主开关S1的并联电容C1、二极管D4的并联电容C4、辅助开关S5的并联电容C5谐振完成，主开关S1能够实现零电压开通；
阶段3(t2-t3):
t2时刻，主开关S2驱动信号关断，主开关S2的反并联二极管D2仍然处于导通状态；谐振电感Lr端电压被箝位为功率因数校正器直流侧电压Vdc加上箝位电容Cc两端的电压VCc，谐振电感Lr电流线性减小；
阶段4(t3-t4):
t3时刻，驱动主开关S1实现零电压开通；主开关S1与主开关S2的反并联二极管D2换流，主开关S2的反并联二极管D2经历反向恢复过程，由于谐振电感Lr的存在，主开关S2的反并联二极管D2反向恢复电流被抑制；谐振电感Lr端电压被箝位为功率因数校正器直流侧电压Vdc加上箝位电容Cc两端的电压VCc，谐振电感Lr电流线性减小；
阶段5(t4-t5):
到t4时刻，主开关S1导通；从t4时刻，谐振电感Lr开始和主开关S2的并联电容C2、二极管D4的并联电容C4、辅助开关S5的并联电容C5谐振，主开关S2的并联电容C2和二极管D4的并联电容C4电压开始增加，辅助开关S5的并联电容C5电压减小，到t5时刻，辅助开关S5的并联电容C5电压减小到零，辅助开关S5的反并联二极管D5导通，辅助开关S5能够实现零电压开通；
阶段6(t5-t6):
到t5时刻，谐振电感Lr和主开关S2的并联电容C2、二极管D4的并联电容C4、辅助开关S5的并联电容C5谐振停止，主开关侧母线电压为Vdc；交流电网与主开关S1、二极管D3形成电流环路；
阶段7(t6-t7):
到t6时刻，主开关S1关断，滤波电感L中的电流给主开关S1的并联电容C1充电，给主开关S2的并联电容C2放电，由于主开关S1的并联电容的存在，主开关S1实现零电压关断；到t7时刻，主开关S2的反并联二极管D2箝位，主开关S2能够在零电压条件下开通；
阶段8(t7-t8):
到t7时刻，主开关S2驱动信号开通，主开关S2的反并联二极管D2导通，t8时刻与t0时刻电路状态相同，重复下一个周期。
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