TWI832074B - 交錯式高升壓直流轉換器 - Google Patents

Abstract

本發明係有關於一種交錯式高升壓直流轉換器，其主要係由兩組升壓型轉換器以輸入並聯輸出串聯連接，並且利用電壓倍增模組串接在輸出端，以提升電壓增益，電壓倍增模組由兩個耦合電感的次級側串聯連接及兩個提升電容和提升二極體組成，兩個功率開關採用相差半切換週期的交錯式操作，使得耦合電感初級側繞組的電流漣波能部份相消，降低輸入電流漣波大小；藉此，具有高升壓特性，但是不必操作在極大導通比，高輸出電壓時，功率開關具有遠低於輸出電壓的低電壓應力，可使用導通電阻較低的功率開關，以降低功率開關的導通損失，高輸入電流應用時，具有低輸入電流漣波，而且轉換器的漏電感能改善二極體的反向恢復損失，因此嶄新轉換器適合高升壓、高效率和高功率之應用，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。

Description

交錯式高升壓直流轉換器

本發明係有關於一種交錯式高升壓直流轉換器，尤其是指一種具有高升壓特性，但是不必操作在極大導通比，高輸出電壓時，功率開關具有遠低於輸出電壓的低電壓應力，可使用導通電阻較低的功率開關，以降低功率開關的導通損失，高輸入電流應用時，具有低輸入電流漣波，而且轉換器的漏電感能改善二極體的反向恢復損失，因此嶄新轉換器適合高升壓、高效率和高功率之應用，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。

按，《巴黎協定》希望各國透過再生能源，用更經濟、有效的方式達成減排目標，追求經濟的「綠色成長」。爰此，再生能源的利用必定是各國產業發展的重點方向，包含太陽能、風力能、水力能、地熱能、潮汐能、生質能及燃料電池等。例如在歐洲、日本與美國裝設於屋頂的住宅型太陽能併網電力系統，最近成為成長快速的市場。在再生能源電力系統應用中，太陽能發電系統及燃料電池發電系統的技術發展越來越成熟，常常在分散式發電系統［distributed generation system］扮演重要的角色。

由於住宅型應用［residential applications］的安全性與可靠性的問題，太陽能電池模組與燃料電池所產生的輸出電壓是屬於低電壓，一般不超過 ，為了達到併網發電系統或直流微電網的需求，必須先將此低電壓利用高升壓DC-DC轉換器，升壓至一個高直流排電壓。例如：對於一個單相 的電網系統而言，此高直流排電壓常為 ，以利全橋換流器［inverter］的DC-AC轉換。理論上，操作在極高導通比的傳統升壓型［boost］轉換器能夠得到高電壓增益，但是實務上受到寄生元件的影響，電壓轉換比受限在約5倍以下，因此當電壓增益超過5倍的需求時，研發嶄新的高升壓轉換器拓樸是必要的。因此近幾年高升壓DC-DC轉換器是電力電子工程領域中常見的研究主題之一。

請參閱第二十三圖現有之傳統升壓型轉換器電路圖所示，該升壓型轉換器(2)電路中 為電感的等效串聯電阻，當考慮理想元件［ ］且操作在連續導通模式［CCM］模式時，其輸出電壓增益

電壓增益完全決定於開關導通比［duty ratio］ 。理論上要得到高電壓增益，轉換器必須操作在極大導通比；但是實務上，由於寄生元件的存在，例如 ，則電壓增益 與效率 對導通比的表示式分別為

請再參閱第二十四圖現有之傳統升壓型轉換器的輸出電壓增益對開關導通比的關係曲線圖及第二十五圖現有之傳統升壓型轉換器的效率對開關導通比的關係曲線圖所示，可知操作在極大導通比的轉換器電壓增益是有所限制，而且轉換效率不佳，另外操作在極大導通比的升壓型轉換器衍生了以下問題：容易產生很大的輸入電流漣波，使得太陽能電池模組輸出端的電解電容數量必須增加，減少燃料電池的使用壽命；此外，輸出二極體的反向恢復損失相當大。

使得為了適合高功率應用及降低輸入電流漣波的特性，請參閱第二十六圖現有之交錯式升壓型轉換器電路圖所示，即有業者發展出交錯式升壓型轉換器(3)，然而該交錯式升壓型轉換器(3)之功率開關仍需承受高電壓應力，其導通損失會隨開關導通比增大而增加；因此研發交錯式DC-DC轉換器拓樸具有高升壓特性，但是不必操作在極大開關導通比，改善二極體的反向恢復損失問題，是重要的考量。

而傳統升壓型轉換器之功率開關與輸出二極體之電壓應力均為高壓的輸出電壓。由於高額定耐壓的MOSFETs，一般都具有高導通電阻 R _{DS (ON)}的特性，導致較高的導通損失。另外，高耐壓的功率二極體一般也都具有較高的順向壓降V _F，導致較高導通損失。因此在開關成本、導通電阻、二極體順向壓降、耐壓限制與轉換效率的考量之下，研發高升壓DC-DC轉換器拓樸，功率開關具有柔性切換性能；功率開關及功率二極體具有低電壓應力，也是重要的考量，以達到高效率DC-DC轉換器，滿足日趨嚴苛的轉換效率規範。

另，請參閱公告第I569565號「交錯式高升壓直流轉換器」，包含第一及第二耦合電感、第一及第二開關、第一至第三二極體、一儲能元件、一次級側電容，及一整流輸出級。由串接的第一及第二電容配合第一及第二耦合電感的次級側繞組串聯第三電容的電路架構，達到高電壓增益。具有低電壓應力的第一及第二開關能降低導通損失，且具有零電流切換的柔切性能，而能降低切換損失。整流輸出級根據來自該第二耦合電感的次級側繞組的放電、該儲能元件的放電與該次級側電容的放電產生一呈直流的輸出電壓。該「交錯式高升壓直流轉換器」於其說明書內清楚揭露，若耦合係數 ，則電壓增益係為 ，且其開關電壓應力係為輸出電壓 的 倍，其中，參數 係為第一及第二開關的導通比、參數 係為次級側繞組與初級側繞組的匝數比。

今，發明人有鑑於此，秉持多年該相關行業之豐富設計開發及實際製作經驗，再予以研究改良，提供一種交錯式高升壓直流轉換器，以期達到更佳實用價值性之目的者。

本發明之主要目的在於提供一種交錯式高升壓直流轉換器，主要係具有高升壓特性，但是不必操作在極大導通比，高輸出電壓時，功率開關具有遠低於輸出電壓的低電壓應力，可使用導通電阻較低的功率開關，以降低功率開關的導通損失，高輸入電流應用時，具有低輸入電流漣波，而且轉換器的漏電感能改善二極體的反向恢復損失，因此嶄新轉換器適合高升壓、高效率和高功率之應用，而在其整體施行使用上更增實用功效特性者。

為令本發明所運用之技術內容、發明目的及其達成之功效有更完整且清楚的揭露，茲於下詳細說明之，並請一併參閱所揭之圖式及圖號：

首先，請參閱第一圖本發明之電路圖及第二圖本發明之等效電路圖所示，本發明之轉換器(1)主要係於輸入電壓 之正極分別連接第一耦合電感初級側 之第一端及第二耦合電感初級側 之第一端，該第一耦合電感初級側 形成有第一磁化電感 ，該第二耦合電感初級側 形成有第二磁化電感 ，於該第一耦合電感初級側 之第二端分別連接有第一功率開關 之第一端、第一輸出電容 之第一端及第二輸出電容 之第二端，且於該第一耦合電感初級側 之第二端與該第一功率開關 之第一端、該第一輸出電容 之第一端及該第二輸出電容 之第二端之間形成有第一漏電感 ，而該第二耦合電感初級側 之第二端分別連接有第二功率開關 之第一端及第二輸出二極體 之正極，並於該第二耦合電感初級側 之第二端與該第二功率開關 之第一端及第二輸出二極體 之正極之間形成有第二漏電感 ，該輸入電壓 之負極分別連接該第二功率開關 之第二端、該第一功率開關 之第二端及第一輸出二極體 之負極，該第二輸出二極體 之負極分別連接該第二輸出電容 之第一端、第一電壓提升電容 之第一端及第一提升二極體 之正極，該第一電壓提升電容 之第二端分別連接第二耦合電感次級側 之第一端及第二提升二極體 之正極，該第二耦合電感次級側 之第二端連接第一耦合電感次級側 之第二端，該第一耦合電感次級側 之第一端分別連接該第一提升二極體 之負極及第二電壓提升電容 之第一端，該第二電壓提升電容 之第二端分別連接該第二提升二極體 之負極及輸出二極體 之正極，該輸出二極體 之負極分別連接輸出電容 之第一端及負載 之第一端，該第一輸出二極體 之正極則分別連接該第一輸出電容 之第二端、該輸出電容 之第二端及該負載 之第二端。

使得該轉換器(1)利用該第一耦合電感初級側 、該第一功率開關 、該第一輸出電容 、該第一輸出二極體 及第二耦合電感初級側 、該第二功率開關 、該第二輸出電容 、該第二輸出二極體 以輸入並聯輸出串聯連接形成升壓型轉換模組(11)，且利用該第一提升二極體 、該第二提升二極體 、該第一電壓提升電容 、該第二電壓提升電容 、該第一耦合電感次級側 、該第二耦合電感次級側 形成電壓倍增模組(12)。

而該轉換器(1)在連續導通模式［CCM］中，為了達到高升壓性能，導通比大於0.5，而且該第一功率開關 和該第二功率開關 以工作相位相差半切換週期的交錯式操作。穩態分析時，根據該轉換器(1)各功率開關及各二極體的ON/OFF狀態，該轉換器(1)在一個切換週期內可分成8個線性操作階段，假設：

1.所有功率半導體元件［各開關及各二極體］均為理想，即導通壓降為零。

2.各電容 、 、 與 與 夠大，各電容電壓 、 、 、 和 可視為定電壓，因此輸出電壓 可視為常數。

3.兩個耦合電感的匝數比相等［ ］且磁化電感值相等［ ］，漏電感值相等［ ］，磁化電感遠大於漏電感，耦合電感的耦合係數 。

4.耦合電感的磁化電感電流操作在連續導通模式［Continuous Conduction Mode，CCM］。

其各線性階段線性等效電路以及主要元件波形如下所示，請再一併參閱第三圖本發明之主要元件時序波形圖所示：

第一階段［ ］：［第一功率開關 ：OFF→ON、第二功率開關 ：ON、第一輸出二極體 ：OFF、第二輸出二極體 ：OFF、第一提升二極體 ：ON、第二提升二極體 ：ON、輸出二極體 ：OFF］：請再一併參閱第四圖本發明之第一操作階段等效電路圖所示，第一階段開始於 ，第一功率開關 切換成ON，且第二功率開關 保持ON，第一輸出二極體 、第二輸出二極體 、輸出二極體 均為逆向偏壓。由於第一漏電感 的存在，且第一漏電感 的初始電流為0，因此第一功率開關 具有零電流切換的性能，降低切換損失。第一漏電感電流 快速上升，當 時，第一磁化電感 所儲存的能量仍然藉由耦合電感傳送至次級側，使得第一提升二極體 、第二提升二極體 保持導通狀態。當第一漏電感電流 上升時，耦合電感次級側的感應電流會下降，因此通過第一提升二極體 及第二提升二極體 的電流下降，下降速率受到第一漏電感 的控制，因此緩和第一提升二極體 及第二提升二極體 的反向恢復問題。本階段輸出電容 對負載 釋放能量。當 ，第一提升二極體電流 及第二提升二極體電流 下降至0，第一提升二極體 及第二提升二極體 自然轉態成OFF，本階段結束。

第二階段［ ］：［第一功率開關 ：ON、第二功率開關 ：ON、第一輸出二極體 ：OFF、第二輸出二極體 ：OFF、第一提升二極體 ：ON→OFF、第二提升二極體 ：ON→OFF、輸出二極體 ：ON］：請再一併參閱第五圖本發明之第二操作階段等效電路圖所示，第二階段開始於 ，第一功率開關 與第二功率開關 皆保持為ON，所有二極體皆為逆向偏壓。輸入電壓 跨於兩個耦合電感的初級側，第一磁化電感 和第一漏電感 以及第二磁化電感 和第二漏電感 都受到輸入電壓 充電而儲存能量，第一漏電感電流 和第二漏電感電流 呈線性上升。從能量觀點而言，兩個耦合電感的初級側在本階段作儲存能量。本階段輸出電容 持續對負載 釋放能量。當 ，第二功率開關 切換為OFF，本階段結束。

第三階段［ ］：［第一功率開關 ：ON、第二功率開關 ：ON→OFF、第一輸出二極體 ：OFF、第二輸出二極體 ：ON、第一提升二極體 ：OFF、第二提升二極體 ：OFF、輸出二極體 ：ON］：請再一併參閱第六圖本發明之第三操作階段等效電路圖所示，第三階段開始於 ，第二功率開關 切換為OFF，第一功率開關 保持為ON，第二漏電感電流 的連續性使得第二輸出二極體 轉態為ON，第二漏電感電流 呈線性下降，耦合電感之第二磁化電感 以返馳式模式傳送能量至次級側，使得輸出二極體 轉態為ON。第二漏電感電流 一部分流經第二輸出二極體 、第二輸出電容 和第一功率開關 ，對第二輸出電容 充電。一部分流經第一電壓提升電容 、耦合電感次級側、第二電壓提升電容 和輸出二極體 ，對負載 釋放能量。當 ，第二漏電感電流 下降至0，第二輸出二極體 自然轉態成OFF時，本階段結束。

第四階段［ ］：［第一功率開關 ：ON、第二功率開關 ：OFF、第一輸出二極體 ：OFF、第二輸出二極體 ：ON→OFF、第一提升二極體 ：OFF、第二提升二極體 ：OFF、輸出二極體 ：ON］：請再一併參閱第七圖本發明之第四操作階段等效電路圖所示，第四階段開始於 ，第二漏電感電流 的能量完全釋放完畢，即 ，第二輸出二極體 轉態成OFF。第二磁化電感電流 完全由耦合電感之初級側反射到次級側，此時第一功率開關 的電流等於第一磁化電感 和第二磁化電感 的電流總和，即 。第一輸出電容 、第二輸出電容 、第一電壓提升電容 和第二電壓提升電容 經由耦合電感次級側和輸出二極體 對負載 釋放能量。當 ，第二功率開關 切換為ON時，本階段結束。

第五階段［ ］：［第一功率開關 ：ON、第二功率開關 ：OFF→ON、第一輸出二極體 ：OFF、第二輸出二極體 ：OFF、第一提升二極體 ：OFF、第二提升二極體 ：OFF、輸出二極體 ：ON］：請再一併參閱第八圖本發明之第五操作階段等效電路圖所示，第五階段開始於 ，第二功率開關 切換成ON，且第一功率開關 保持ON，第一輸出二極體 、第二輸出二極體 、第一提升二極體 和第二提升二極體 為逆向偏壓。由於第二漏電感 的存在，且第二漏電感 的初始電流為0，因此第二功率開關 具有零電流切換的性能，降低切換損失。第二漏電感電流 快速上升，當 時，第二磁化電感 所儲存的能量仍然藉由耦合電感傳送至次級側，輸出二極體 仍保持導通狀態。當第二漏電感電流 上升時，耦合電感次級側的感應電流會下降，因此輸出二極體電流 下降。第二漏電感 控制了輸出二極體電流 下降速率，因此可緩和輸出二極體 反向恢復問題。當 ，輸出二極體電流 下降至0，輸出二極體 自然轉態成OFF時，本階段結束。

第六階段［ ］：［第一功率開關 ：ON、第二功率開關 ：ON、第一輸出二極體 ：OFF、第二輸出二極體 ：OFF、第一提升二極體 ：OFF、第二提升二極體 ：OFF、輸出二極體 ：OFF］：請再一併參閱第九圖本發明之第六操作階段等效電路圖所示，第六階段開始於 ，輸出二極體 轉態成OFF，所有二極體均為逆向偏壓，第一功率開關 和第二功率開關 皆為ON。輸入電壓 跨於兩個耦合電感的初級側，即跨於第一磁化電感 和第一漏電感 以及第二磁化電感 和第二漏電感 ，第一漏電感電流 和第二漏電感電流 呈線性上升，從能量觀點而言，兩個耦合電感的初級側在本階段作儲存能量。本階段輸出電容 對負載 釋放能量。當 ，第一功率開關 切換為OFF時，本階段結束。

第七階段［ ］：［第一功率開關 ：ON→OFF、第二功率開關 ：ON、第一輸出二極體 ：ON、第二輸出二極體 ：OFF、第一提升二極體 ：ON、第二提升二極體 ：ON、輸出二極體 ：OFF］：請再一併參閱第十圖本發明之第七操作階段等效電路圖所示，第七階段開始於 ，第一功率開關 切換為OFF，第二功率開關 保持為ON。因為第一漏電感電流 的連續性，使得第一輸出二極體 轉態為ON，第一漏電感電流 呈線性下降。第一漏電感電流 經由第一輸出二極體 ，對第一輸出電容 充電。耦合電感之第一磁化電感 儲存的能量以返馳式模式傳送至耦合電感次級側，並且經由第一提升二極體 和第二提升二極體 ，分別對第一電壓提升電容 和第二電壓提升電容 充電。當 ，第一漏電感 電流下降至0，即 ，第一輸出二極體 自然轉態成OFF時，本階段結束。

第八階段［ ］：［第一功率開關 ：ON→OFF、第二功率開關 ：ON、第一輸出二極體 ：ON、第二輸出二極體 ：OFF、第一提升二極體 ：ON、第二提升二極體 ：ON、輸出二極體 ：OFF］：請再一併參閱第十一圖本發明之第八操作階段等效電路圖所示，第八階段開始於 ，第一漏電感 的能量完全釋完畢，即 ，第一輸出二極體 轉態成OFF。第一磁化電感電流 完全由耦合電感之初級側反射到耦合電感次級側，持續經由第一提升二極體 和第二提升二極體 對第一電壓提升電容 和第二電壓提升電容 充電，此時第二功率開關 的電流等於第一磁化電感 和第二磁化電感 的電流總和，即 。當 ，第一功率開關 切換為ON時，本階段結束，進入下一個切換週期。

以下進行該轉換器(1)穩態特性分析，為了簡化分析，假設各開關及各二極體為理想，忽略時間極短的暫態階段，只考慮第二、三、五、六及七階段。各電容值夠大，忽略充放電的電壓漣波，使得電容電壓在一個切換週期內，可視為常數。

電壓增益分析：

由於第一輸出電容 和第二輸出電容 的電壓可視為傳統升壓型轉換器的輸出電壓，因此根據第一磁化電感 和第二磁化電感 滿足伏秒平衡定理，可推導得到電壓 和 為

(1)

耦合電感次級側的輸出電容電壓 和 ，可藉由耦合電感初級側電壓反射至次級側電壓推導而得到。在第七階段，第一功率開關 ：OFF，且第二功率開關 ：ON，而且第一提升二極體 和第二提升二極體 導通，電壓 和 為

(2)

其中，耦合電感的耦合係數 。

在第三階段，第一功率開關 ：ON，且第二功率開關 ：OFF，而且輸出二極體 和第二輸出二極體 導通，輸出電容電壓 為

(3)

總輸出電壓 為

(4)

因此本轉換器的電壓增益 為

(5)

當 時，電壓增益 與不同耦合電感的耦合係數 的關係曲線，即如第十二圖本發明之不同耦合係數和電壓增益的關係曲線圖所示，可知耦合係數 對電壓增益的影響非常小。若耦合係數 ，則理想的電壓增益M為

(6)

從上式可知本轉換器的電壓增益具有耦合電感匝數比 和導通比 兩個設計自由度。該轉換器(1)可藉由適當設計耦合電感的匝數比，達到高升壓比的目的，且不必操作在極大的導通比。

對應於不同耦合電感匝數比 及導通比 的電壓增益曲線，請參閱第十三圖本發明之電壓增益與導通比及不同耦合電感匝數比之曲線圖所示，可知當導通比 ， 時，電壓增益為12.5倍；當導通比 ， 時，電壓增益為27.5倍。

功率開關和二極體的電壓應力分析：

為了簡化分析，以下忽略漏電感，因此耦和係數k=1。

由該轉換器(1)操作的第七階段可知第一功率開關 的電壓應力

(7)

由第三階段可知第二功率開關 的電壓應力

(8)

另一方面，由第三和第七階段也可求得二極體的電壓應力

(9)

(10)

(11)

(12)

由第七階段可知輸出二極體 的電壓應力為

(13)

由於傳統交錯式升壓型轉換器的功率開關和二極體電壓應力為輸出電壓 ，而該轉換器(1)的開關電壓應力僅為輸出電壓 的 倍，因此可使用低額定耐壓具有較低導通電阻的MOSFET，降低開關導通損失。另一方面，該轉換器(1)電壓應力也都低於輸出電壓 ，因此較低電壓應力的二極體可採用順向壓降較低的二極體，降低導通損失。

依據上述電路動作分析結果，利用Is-Spice軟體作先期的模擬，轉換器規格：輸入電壓28V、輸出電壓400V、最大輸出功率500W、切換頻率40kHz，耦合電感匝數比 ，驗證該轉換器(1)的特點，以下以模擬波形驗證與說明該轉換器(1)的特點［請再一併參閱第十四圖本發明之模擬電路示意圖所示］。

A.驗證穩態特性：

首先驗證該轉換器(1)之穩態特性，滿載500W時，請參閱第十五圖本發明之開關驅動信號、輸入電壓與輸出電壓波形圖所示，當輸入電壓28V、輸出電壓400V、耦合電感匝數比 ，則導通比的理論值大約 ，模擬結果符合該轉換器(1)電壓增益的公式。

B.驗證開關電壓應力：

滿載500W時，請參閱第十六圖本發明之開關驅動信號與開關跨壓信號波形圖所示，可知當第一功率開關 或第二功率開關 為OFF時，從跨壓 或 可知電壓應力都不到80V，僅為輸出電壓400V的五分之一，符合(7)和(8)式的分析結果［ ］，比較傳統的升壓型轉換器，開關電壓應力為輸出電壓，該轉換器(1)的開關具有低電壓應力的優點。

C.驗證具有低輸入漣波電流性能與CCM操作：

請參閱第十七圖本發明之滿載500W時，耦合電感的漏電感電流及總輸入電流波形圖所示，可知 、 的漣波電流大小大約18A，而輸入電流的漣波電流大小僅為約1.47A，很明顯地，交錯式操作具有降低輸入漣波電流效用。請參閱第十八圖本發明之耦合電感的磁化電感電流波形圖所示，驗證該轉換器(1)操作在連續導通模式［CCM］。

D.驗證二極體反向恢復電流問題：

請參閱第十九圖本發明之輸出二極體的電流及電壓波形圖所示，可知 和 都沒有反向恢復問題，因此沒有反向恢復損失。另一方面可看出，第一輸出二極體 電壓應力低於80V，因此低於輸出電壓的五之一，第二輸出二極體 電壓應力大約為157V，因此低於輸出電壓的五分之二，符合(9)和(10)式分析結果［ ］。

請參閱第二十圖本發明之提升二極體的電流及電壓波形圖、第二十一圖本發明之輸出二極體的電流及電壓波形圖所示，第一提升二極體 、第二提升二極體 和輸出二極體 的電壓應力均大約為160V，符合(11)、(12)和(13)式分析結果［ ］。

E.驗證輸出電容電壓：

請參閱第二十二圖本發明之電容的電壓波形圖所示，電容電壓 、 、 和 大約都在80V，符合(1)、(2)式的分析結果。

根據以上的模擬波形驗證，該轉換器(1)的特性與優點歸納如下：

1.達成電壓增益的開關導通比、各開關之電壓應力、各二極體之電壓應力及每個電容電壓值的模擬結果都與穩態的分析結果，相當符合。

2.高電壓增益的達成，不必操作在極大的導通比。

3.轉換器兩個功率開關的電壓應力都低於輸出電壓的五分之一，因此可以使用導通電阻較小的低額定耐壓MOSFET，降低導通損失。

4.二極體電壓應力也都遠低於輸出電壓，因此較低電壓應力的二極體可採用順向壓降較低的二極體，降低導通損失。

5.由於輸出二極體在轉態成OFF之前，其流經的電流先降為零，所以輸出二極體完全沒有反向恢復功率損失問題。

6.由於交錯式操作，使得耦合電感初級側繞組的電流漣波能部分相消，因此能降低輸入電流漣波大小。

7.本發明之轉換器在耦合係數 時，其電壓增益為 ，且開關電壓應力僅為輸出電壓 的 倍；反觀公告第I569565號「交錯式高升壓直流轉換器」在耦合係數 時，其電壓增益則僅為 ，較本發明之轉換器的電壓增益低，且開關電壓應力係為輸出電壓 的 倍，較本發明之轉換器的開關電壓應力高。

然而前述之實施例或圖式並非限定本發明之產品結構或使用方式，任何所屬技術領域中具有通常知識者之適當變化或修飾，皆應視為不脫離本發明之專利範疇。

綜上所述，本發明實施例確能達到所預期之使用功效，又其所揭露之具體構造，不僅未曾見諸於同類產品中，亦未曾公開於申請前，誠已完全符合專利法之規定與要求，爰依法提出發明專利之申請，懇請惠予審查，並賜准專利，則實感德便。

1:轉換器

11:升壓型轉換模組

12:電壓倍增模組

:輸入電壓

:第一耦合電感初級側

:第一耦合電感次級側

:第一磁化電感

:第一漏電感

:第二耦合電感初級側

:第二耦合電感次級側

:第二磁化電感

:第二漏電感

:第一功率開關

:第二功率開關

:第一輸出電容

:第二輸出電容

:第一電壓提升電容

:第二電壓提升電容

:輸出電容

:第一輸出二極體

:第二輸出二極體

:第一提升二極體

:第二提升二極體

:輸出二極體

:負載

2:升壓型轉換器

3:交錯式升壓型轉換器

第一圖：本發明之電路圖

第二圖：本發明之等效電路圖

第三圖：本發明之主要元件時序波形圖

第四圖：本發明之第一操作階段等效電路圖

第五圖：本發明之第二操作階段等效電路圖

第六圖：本發明之第三操作階段等效電路圖

第七圖：本發明之第四操作階段等效電路圖

第八圖：本發明之第五操作階段等效電路圖

第九圖：本發明之第六操作階段等效電路圖

第十圖：本發明之第七操作階段等效電路圖

第十一圖：本發明之第八操作階段等效電路圖

第十二圖：本發明之不同耦合係數和電壓增益的關係曲線圖

第十三圖：本發明之電壓增益與導通比及不同耦合電感匝數比之曲線圖

第十四圖：本發明之模擬電路示意圖

第十五圖：本發明之開關驅動信號、輸入電壓與輸出電壓波形圖

第十六圖：本發明之開關驅動信號與開關跨壓信號波形圖

第十七圖：本發明之滿載500W時，耦合電感的漏電感電流及總輸入電流波形圖

第十八圖：本發明之耦合電感的磁化電感電流波形圖

第十九圖：本發明之輸出二極體的電流及電壓波形圖

第二十圖：本發明之提升二極體和輸出二極體的電流及電壓波形圖

第二十一圖：本發明之輸出二極體的電流及電壓波形圖

第二十二圖：本發明之電容的電壓波形圖

第二十三圖：現有之傳統升壓型轉換器電路圖

第二十四圖：現有之傳統升壓型轉換器的輸出電壓增益對開關導通比的關係曲線圖

第二十五圖：現有之傳統升壓型轉換器的效率對開關導通比的關係曲線圖

第二十六圖：現有之交錯式升壓型轉換器電路圖

1:轉換器

11:升壓型轉換模組

12:電壓倍增模組

V _in:輸入電壓

N _p1:第一耦合電感初級側

N _s1:第一耦合電感次級側

L _m1:第一磁化電感

L _k1:第一漏電感

N _p2:第二耦合電感初級側

N _s2:第二耦合電感次級側

L _m2:第二磁化電感

L _k2:第二漏電感

S ₁:第一功率開關

S ₂:第二功率開關

C ₁:第一輸出電容

C ₂:第二輸出電容

C ₃:第一電壓提升電容

C ₄:第二電壓提升電容

C _o:輸出電容

D ₁:第一輸出二極體

D ₂:第二輸出二極體

D ₃:第一提升二極體

D ₄:第二提升二極體

D _o :輸出二極體

R _o :負載

Claims (7)

1. 一種交錯式高升壓直流轉換器，其主要係令轉換器於輸入電壓之正極分別連接第一耦合電感初級側之第一端及第二耦合電感初級側之第一端，於該第一耦合電感初級側之第二端分別連接有第一功率開關之第一端、第一輸出電容之第一端及第二輸出電容之第二端，而該第二耦合電感初級側之第二端分別連接有第二功率開關之第一端及第二輸出二極體之正極，該輸入電壓之負極分別連接該第二功率開關之第二端、該第一功率開關之第二端及第一輸出二極體之負極，該第二輸出二極體之負極分別連接該第二輸出電容之第一端、第一電壓提升電容之第一端及第一提升二極體之正極，該第一電壓提升電容之第二端分別連接第二耦合電感次級側之第一端及第二提升二極體之正極，該第二耦合電感次級側之第二端連接第一耦合電感次級側之第二端，該第一耦合電感次級側之第一端分別連接該第一提升二極體之負極及第二電壓提升電容之第一端，該第二電壓提升電容第二端分別連接該第二提升二極體之負極及輸出二極體之正極，該輸出二極體之負極分別連接輸出電容之第一端及負載之第一端，該第一輸出二極體之正極則分別連接該第一輸出電容之第二端、該輸出電容之第二端及該負載之第二端。
2. 如請求項1所述交錯式高升壓直流轉換器，其中，該轉換器於該第一耦合電感初級側形成有第一磁化電感。
3. 如請求項1所述交錯式高升壓直流轉換器，其中，該轉換器於該第二耦合電感初級側形成有第二磁化電感。
4. 如請求項1所述交錯式高升壓直流轉換器，其中，該轉換器於該第一耦合電感初級側之第二端與該第一功率開關之第一端、該第一輸出電容之第一端及該第二輸出電容之第二端之間形成有第一漏電感。
5. 如請求項1所述交錯式高升壓直流轉換器，其中，該轉換器於該第二耦合電感初級側之第二端與該第二功率開關之第一端及第二輸出二極體之正極之間形成有第二漏電感。
6. 如請求項1所述交錯式高升壓直流轉換器，其中，該轉換器利用該第一耦合電感初級側、該第一功率開關、該第一輸出電容、該第一輸出二極體及第二耦合電感初級側、該第二功率開關、該第二輸出電容、該第二輸出二極體以輸入並聯輸出串聯連接形成升壓型轉換模組。
7. 如請求項1所述交錯式高升壓直流轉換器，其中，該轉換器利用該第一提升二極體、該第二提升二極體、該第一電壓提升電容、該第二電壓提升電容、該第一耦合電感次級側、該第二耦合電感次級側形成電壓倍增模組。

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